CN101478243B - 宽输入范围开关电源电路 - Google Patents

Abstract

一种宽输入范围开关电源电路，包括变压器，变压器次级线圈可以连接各种常用的输出整流滤波电路，变压器初级包括匝数不同的第一绕组和第二绕组，第一绕组匝数大于第二绕组，第一绕组串联一个防反压二极管，每个绕组连接一个开关管，两个开关管通过一个与电源连接的控制电路单元控制，控制电路单元输入端输入PWM信号，并通过输入信号的不同控制上述两个开关管的打开和关断。此发明加入了另一绕组，两绕组在整个输入电压范围内不同的电压段分别工作，当输入电压小时，匝数少的绕组工作，变比N变大，减小占空比；输入电压大时，匝数多的绕组开始工作，占空比D变大，解决了占空比过小的问题。本结构在宽范围输入场合下，性能更好。

Description

宽输入范围开关电源电路

技术领域

本发明涉及一种电源电路，特别是指一种实现宽范围输入电压的开关电源拓扑。

背景技术

传统的正激变换器如图1所示，

初级绕组N2与次级绕组N3的匝比：

N＝N3/N2    (1)

根据电感L1上电压与电流的关系；以及开关管Q2开通和关断时，电流在电感L1上的变化量相等这两个条件，可以得出输入电压Vin与输出电压Vo的关系式：

Vo＝N*D1*Vin/(D1+D2)    (2)

D1——MOS管Q2开通占空比。

D2——二极管D3导通占空比。

当电路工作在连续模式下时，D1+D2＝1，因此：

Vo＝N*D*Vin    (3)

D——MOS管Q2开通占空比。

由式(3)输入输出电压的关系式可以看出，在匝比N不变的前提下，当输入电压Vin变化时，要保持输出电压恒定，就只能通过变化占空比D来达到。由于在宽范围下，输入电压Vin的变化是比较大的，为了保证输出电压不变，只能通过调节占空比来实现稳压的功能(N——匝比不变)。在宽范围低输入电压端时，输入电压较低，就可能造成占空比过大；在高输入电压端时，又造成占空比过小。这种大幅度的占空比变化，对于器件的选择以及整个系统的稳定性来说都是不好的，系统的调试也是比较困难的。

同理，在其他任意有变压器的拓扑也存在上述问题，例如反激电路拓扑上，原理相同，故不赘述。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供有效的解决占空比变化大，改善由于占空比过大引起的系统震荡、器件应力过大等问题的宽输入范围开关电源电路。

为了解决上述问题，本发明采取以下技术方案：

一种宽输入范围开关电源电路，包括变压器，变压器次级线圈连接输出整流滤波电路，变压器初级包括匝数不同的两个绕组，分别为第一绕组和第二绕组，第一绕组匝数大于第二绕组，第一绕组串联一个防反压二极管，每个绕组连接一个开关管，所述两个开关管通过一个与电源连接的控制电路单元控制，控制电路单元输入端输入PWM信号，并通过输入信号的不同控制上述两个开关管的导通和关断；

其中，所述控制电路单元包括一个控制芯片、作为比较器的两个运算放大器、两个MOS管，所述两个运算放大器分别控制第一绕组和第二绕组，控制第一绕组的运算放大器同相输入端输入设置好的基准电压，反相输入端输入由电源电压线性取样而得的电压，控制第二绕组的运算放大器同相输入端输入由电源电压线性取样而得的电压，反相输入端输入设置好的基准电压，运算放大器通过控制上述两个MOS管的开关控制控制芯片两个PWM信号输入端电平的高低，从而控制与控制芯片的所述两个输入端分别对应的控制芯片的两个输出端电平的高低，进而控制上述两个控制绕组的开关管。

在所述控制芯片的上述两个输入端分别串联一个用以减小功率损耗的电阻。

控制电路单元还包括两个电容，分别为第一电容和第二电容，第一电容的一端连接控制芯片的一个PWM信号输入端，以及控制电路单元还包括反向连接在所述PWM信号输入端上的第一二极管和与所述第一二极管并联的第一电阻；第二电容的一端连接控制芯片的另一个PWM信号输入端，以及控制电路单元还包括正向连接在所述另一个PWM信号输入端上的第二二极管和与所述第二二极管并联的第二电阻；所述第一电容的另一端和第二电容的另一端都接地；所述第一二极管的阴极和所述第二二极管的阳极相连接。

上述两个运算放大器采用LM2904双运放芯片。

本发明的有益效果为：此发明加入了另一绕组，两绕组在整个输入电压范围内不同的电压段分别工作，当输入电压小时，根据上述式(1)和(3)，匝数少的绕组工作，N变大，从而减小了占空比；当输入电压大时，匝数多的绕组开始工作，并向次级传输能量，根据式(1)和(3)，N相应较小，占空比D变大，解决了占空比过小的问题。由于两绕组的匝数不同，相当于在工作过程中改变了匝比，从而可以有效的控制占空比变化过大的问题。由于两绕组的匝数是根据各自的输入电压计算的，因此，可以有效地解决宽范围输入电压带来的占空比问题。这种加入了另一绕组的电路，在宽范围输入场合下，性能上比起常规的正激电路有很大的优势。

附图说明

图1是现有的正激变换器的电路图；

图2是本实施例的正激电路的宽输入范围开关电源电路的电路图；

图3是两个原边绕组同时工作时，图2的二极管D3两端电压可能出现的周期波形示意图，通过调试应使这个图的台阶部分尽量小，接近矩形；

图4是控制电路单元的电路图；

图5是反激电路的宽输入范围开关电源电路的电路图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

参见图2，一种宽输入范围开关电源电路，在传统的正激电路的变压器初级，加入了新的不同匝比的输入绕组。两绕组N1、N2在两个输入电压段，分别向次级传送功率。原边两功率传输绕组的拓扑如图2所示，假设输入电压Vin的范围为V1～V2，在这个电压范围内取个值V12(V1＜V12＜V2)，原边两绕组匝数N1绕组匝数＞N2绕组匝数。电路的工作模式是：输入电压V1＜Vin≤V12时，PWM信号驱动MOS管Q2，绕组N2开始工作，向次级传递能量，根据式(1)和(3)，由于绕组N2匝数较少，N变大，从而减小了占空比；当输入电压V12＜Vin＜V2时，PWM信号驱动MOS管Q1，并关断MOS管Q2，绕组N1开始工作，并向次级传输能量，根据式(1)和(3)，绕组N1的匝数较多，N相应较小，占空比D变大，解决了占空比过小的问题。在两个电压段两绕组分别工作，相当于是在工作过程中改变了变压器匝比。此发明加入了另一绕组，两绕组在整个输入电压范围内分别工作，由于两绕组的匝数不同，相当于在工作过程中改变了匝比，从而可以有效的控制占空比变化过大的问题。由于两绕组的匝数是根据各自的输入电压计算的，因此，可以有效地解决宽范围输入电压带来的占空比问题。这种加入了另一绕组的电路，在宽范围输入场合下，性能上比起常规的正激电路有很大的优势。

只要绕组匝数少的绕组N2工作，就会在匝数多的绕组N1上形成一个大于输入电压的反压。反压倒灌回电源会造成变压器输出短路，为了避免此问题，在匝数多的绕组N1上串联了二极管D1。而匝数多的绕组N1工作时，在匝数少的绕组N2上形成的反压始终小于输入电压，所以不用加二极管，同时在绕组N2上形成的反压还可以有效的减小MOS管Q2上的电压应力。因为有两个原边绕组，电路若用原边有源钳位，需要用两套钳位电路，因此，电路最好采用副边复位电路，如图2中的有源钳位电路B。

在分界电压V12附近，可能会出现两绕组同时有驱动的情况。由于绕组多的绕组N1变比到副边的电压小于绕组少的绕组N2变比到副边的电压，因此，只有绕组少的绕组N2起作用，不会造成系统混乱，不会出现系统不稳定的问题。由于器件本身的差异，在同一个驱动信号下，不同MOS管的开通关断时间有微小差别，在一个周期内，若多绕组的绕组N1先工作后关断，则会在副边续流管D3上形成先低压后高压再低压的电压波形，如图3所示。这种情况对于电路系统理论上是没有问题的，只是习惯上副边电压一般调试成方波。为此，控制电路中有专门的设计，下文有详细说明。

为实现此控制功能加入特定的控制电路单元A。控制电路如图4所示，利用MICREL公司的MIC4424BM芯片，将一个PWM信号分成两个控制信号DRV1和DRV2，分别来控制两个MOS管。使用两个运算放大器IC8B和IC8A来搭了两个比较器，设定与所需V12成比例的基准电压Vref，输入电压分压后与基准电压Vref比较，其中，运算放大器IC8B同相输入端输入设置好的基准电压，反相输入端输入由电源电压线性取样而得的电压，运算放大器IC8A同相输入端输入由电源电压线性取样而得的电压(在同一输入电压下，这个点取样出的电压略微低于前一运放的反相输入电压)，反相输入端输入设置好的基准电压。当输入电压Vin低于V12，运算放大器IC8B正向输入端电压高于负向输入端电压，运算放大器IC8B输出高电平，MOS管Q11导通，芯片IC6的Bin脚被拉低，Bout脚也输出低点平，关断一与绕组N1串联的主功率MOS管Q1；同时运算放大器IC8A输出低电平，MOS管Q22关断，Ain脚的PWM信号正常输出，DRV2控制的主功率MOS管正常工作，串联的绕组开始传递能量，反之运算放大器IC8A输出高电平，MOS管Q22导通，拉掉Ain的驱动信号，IC8B输出低电平，Bin正常驱动，实现了控制绕组相互交替传递能量的目的。通过调节分压电阻，使得运算放大器IC8B的反相输入电压略高于运算放大器IC8A的正相输入电压，保证两个绕组可能同时工作，但不会出现同时不工作。由于MIC4424BM芯片的输入驱动功率较小，可以在管脚Ain和Bin串联一个几千欧姆的电阻，如图4中所示的电阻R17和R18，减小了部分驱动功率损耗。

为了将续流管上电压做成方波，在控制电路中，加入了二极管D14、二极管D15、电阻R20和R21、电容C20和C21。通过调节电容C20和C21的充放电时间来控制PWM信号驱动匝数少的绕组N2先工作后关断。开通时，跟电阻R21并联的二极管D14反向截止，只能通过电阻R21给电容C20充电，跟电阻R20并联的二极管D15正向导通，直接给电容C21充电，电容C21会先充电到芯片IC6的门限电压，DRV2首先输出高电平，驱动绕组N2先工作；关断时，电容C20的放电回路上二极管导通，电容C20首先下降到芯片IC6的关断门限电压，DRV1先于DRV2关断，绕组N2后关断。绕组N2实现了先工作后关断，副边续流管上电压波形也实现了方波。

此发明不仅用在正激电路拓扑上，可用在其他任意有变压器的拓扑，图5是一个用在反激上的设计图。控制电路单元A不变，跟上文正激的一样(参见图2、图4)。多匝数的绕组上也串联二极管D1。

参见图2，在实际应用中，做到了80V～8V输入电压60W、15V输出的正激开关电源电路。此电路变压器T1磁材是EPC19、匝比N1∶N2∶N3＝12∶4∶14，防止反压的二极管D1使用国际整流器公司(IR)的12CWQ10，副边整流管D2、续流管D3(参照图2)都是采用10CTQ150S，MOS管Q2用的是IRF3412，MOS管Q1用的是IRFS38N20D。运算放大器采用的是TI的LM2904双运放芯片。减小了变压器加工难度和功率器件耐压要求。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种宽输入范围开关电源电路，包括变压器，变压器次级线圈连接输出整流滤波电路，其特征在于，变压器初级包括匝数不同的两个绕组，分别为第一绕组和第二绕组，第一绕组匝数大于第二绕组，第一绕组串联一个防反压二极管，每个绕组连接一个开关管，所述两个开关管通过一个与电源连接的控制电路单元控制，控制电路单元输入端输入PWM信号，并通过输入信号的不同控制上述两个开关管的导通和关断；

其中，所述控制电路单元包括一个控制芯片、作为比较器的两个运算放大器、两个MOS管，所述两个运算放大器分别控制第一绕组和第二绕组，控制第一绕组的运算放大器同相输入端输入设置好的基准电压，反相输入端输入由电源电压线性取样而得的电压，控制第二绕组的运算放大器同相输入端输入由电源电压线性取样而得的电压，反相输入端输入设置好的基准电压，运算放大器通过控制上述两个MOS管的开关控制控制芯片两个PWM信号输入端电平的高低，从而控制与控制芯片的所述两个输入端分别对应的控制芯片的两个输出端电平的高低，进而控制上述两个控制绕组的开关管。

2.根据权利要求1所述的宽输入范围开关电源电路，其特征在于，在所述控制芯片的上述两个输入端分别串联一个用以减小功率损耗的电阻。

3.根据权利要求1所述的宽输入范围开关电源电路，其特征在于，控制电路单元还包括两个电容，分别为第一电容和第二电容，第一电容的一端连接控制芯片的一个PWM信号输入端，以及控制电路单元还包括反向连接在所述PWM信号输入端上的第一二极管和与所述第一二极管并联的第一电阻；第二电容的一端连接控制芯片的另一个PWM信号输入端，以及控制电路单元还包括正向连接在所述另一个PWM信号输入端上的第二二极管和与所述第二二极管并联的第二电阻；所述第一电容的另一端和第二电容的另一端都接地；所述第一二极管的阴极和所述第二二极管的阳极相连接。

4.根据权利要求1所述的宽输入范围开关电源电路，其特征在于，上述两个运算放大器采用LM2904双运放芯片。

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