CN102832800A - 一种同步整流变换器 - Google Patents

Abstract

本发明实施例提供一种同步整流变换器，具体结构为：电流设定电路连接时钟信号开关的第一端和锯齿波电容的第一端；时钟信号开关的第二端和锯齿波电容的第二端均接地；锯齿波电容的第一端接入比较器电路的负输入端；电压设定电路、软启动电路和限制电路依次串联后，通过限制电路连接比较器电路的正输入端；反馈控制电路连接比较器电路的正输入端；所述比较器电路生成占空比信号，所述反馈控制电路连接输出电压V_o；所述电压设定电路为软启动电路赋予软启动充电电压初始值。

Description

一种同步整流变换器

技术领域

本发明涉及直流-直流变换技术领域，特别涉及一种同步整流变换器。

背景技术

直流-直流（DC/DC）变换是将一个既有的直流电压变换成电路所需的另一个直流电压，也称为直流斩波。近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题：传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC/DC变换器提高效率的瓶颈。

同步整流技术就是为解决上述问题，而在DC/DC变换器中采用的一项新技术。同步整流技术采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗；能大大提高DC/DC变换器的效率。

较为常见的一种DC/DC变换器中是采用脉冲宽度调制（Pulse WidthModulation，简称PWM），PWM技术在开关变换器中的应用已经非常成熟，采用该技术的DC/DC变换器的开关器件以固定频率工作，在每个开关周期中开关器件导通一段时间，称为ton，这段导通时间与开关周期T的比值称为占空比D，即D=ton/T。根据开关变换器的理论，变换器的输出电压V_o与变换器的输入电压V_i和占空比D具有一定的关系，通常可以用变换器的输出电压公式来表示；电压输出公式随拓扑形式的不同而不同。

不过采用同步整流技术的DC/DC变换器具有能量可以双向流动的特点。在实际应用中，能量的反向流动可能会造成某些不良的影响，尤其是当变换器在预偏置的情况下开机时，即在DC/DC变换器输出端已经存在一定电压的情况下开机时，可能会产生较大的反向电流。产生上述问题的原因在于，大多数变换器中，为了获得平滑启动的效果，通常会配置软启动电路，使得变换器开机后的占空比逐渐增大，所以在刚开机时占空比往往很小，小的占空比不足以使得输入电压和输出电压达到平衡，在数学上也可以认为是占空比与输入电压和输出电压之间关系的不协调导致了电压输出公式不成立；在这样的情况下就会产生较大的反向电流。反向电流太大可能造成变换器的器件应力过大而导致失效，也可能造成输出电压跌落过大而影响负载电路的正常运行。

为解决这一技术问题，目前已经提出一种通过改造反馈控制电路来改善预偏置时开机的反向电流冲击的技术方案。反馈控制电路的作用就是监视输出电压，如果输出电压低于目标值，就增大占空比来提高输出电压，如果输出电压超过了目标值，就减小占空比来降低输出电压，最终使得输出电压稳定在目标值。但是在不开机的状态下，输出电压（即外部电路造成的预偏置电压）并不会受反馈控制电路的控制；因此，如果不开机状态下的输出电压大于目标值，反馈控制电路就不断减小占空比直到零，如果不开机状态下的输出电压小于目标值，反馈控制电路就不断增大占空比直到最大。因此在开机时，占空比要么是最小要么是最大，而不会是一个适当的中间值。所以不开机状态下的占空比仍会存在与输入电压和输出电压严重不匹配的情形。虽然反馈控制电路随后能够将占空比调整为一个合适的值，但由于反馈控制电路的调整速率相比变换器的开关频率而言是很低的，所以成功调整占空比必然是经历了多个开关周期之后，延迟明显。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种同步整流变换器及预设占空比方法，通过计算得到预偏置情况下合适的占空比，并通过调节调制信号使得所述变换器以该占空比开机或开机后立刻达到该占空比，避免了能量的反向流动并且基本上消除了调节占空比的延迟。

为实现上述目的，本发明具体技术方案如下：

一种同步整流变换器，所述同步整流变换器具体为：

电流设定电路连接时钟信号开关的第一端和锯齿波电容的第一端；时钟信号开关的第二端和锯齿波电容的第二端均接地；锯齿波电容的第一端接入比较器电路的负输入端；电压设定电路、软启动电路和限制电路依次串联后，通过限制电路连接比较器电路的正输入端；反馈控制电路连接比较器电路的正输入端；所述比较器电路生成占空比信号，所述反馈控制电路连接输出电压V_o；

所述电压设定电路为软启动电路赋予软启动充电电压初始值。

所述变换器还包括第一信号处理电路和第二信号处理电路，具体为：

所述锯齿波电容利用第一信号处理电路生成第一比较信号并发送到比较器电路；

所述反馈控制电路利用第二信号处理电路生成第二比较信号并发送到比较器电路；

所述比较器存在开关周期，在一个开关周期当中，当第一比较信号的电压低于第二比较信号的电压，则比较器导通；当第一比较信号的电压高于第二比较信号的电压，则比较器关闭。

所述锯齿波电容的第一端接入比较器电路的负输入端具体为：

锯齿波电容的第一端通过第一信号处理电路接入比较器电路的负输入端；所述第一信号处理电路包括第一线性放大衰减电路和/或第一直流偏移电路。

所述反馈控制电路连接比较器电路的正输入端具体为：

反馈控制电路通过第二信号处理电路连接比较器电路的正输入端；所述第二信号处理电路包括第二线性放大衰减电路和/或第二直流偏移电路。

所述同步整流变换器电路的参数满足以下关系式：

gm·k₁·T＝k·k₂·C_SW0且k₂·V_B+V_B2=V_ZD；其中gm为电流设定电路的跨导，k₁为第一信号处理电路的线性放大倍数，k₂为第二信号处理电路的线性放大倍数，k为电压设定电路的线性放大倍数，T为比较器的开关周期，C_SW0为锯齿波电容的电容值，V_B为电压设定电路的输出直流偏移，V_B2为第二信号处理电路的输出直流偏移，V_ZD为第一比较信号的谷底电压值。

所述电流设定电路具体为：

电流设定电路包括单电阻，或电流设定电路包括跨导放大器；电流设定电路与输入电压和/或输出电压相连。

当所述同步整流变换器采用Buck拓扑，则所述电压设定电路具体为，第二电阻的第一端连接输出电压，第三电阻的第一端连接第一偏移电压；第二电阻的第二端与第三电阻的第二端相连，并连接第一运算放大器的正输入端；第一运算放大器的负输入端连接其自身输出端，并连接第一电流调节电阻的第一端；第一电流调节电阻的第二端连接软启动电路。

当所述同步整流变换器采用Boost拓扑，则所述电压设定电路具体为第四电阻的第一端连接输出电压，第五电阻的第一端连接第二偏移电压；第四电阻的第二端与第五电阻的第二端相连，并连接第二运算放大器的正输入端；第六电阻的第一端连接输入电压，第二端连接第二运算放大器的负输入端；第七电阻的第一端连接第六电阻的第二端，第七电阻的第二端连接第二运算放大器的输出端；第二运算放大器的输出端同时连接第二电流调节电阻的第一端；第二电流调节电阻的第二端连接软启动电路。

所述电压设定电路还包括：

二极管和/或开机信号装置。

所述软启动电路包括：

软启动电容与软启动充电电路，软启动电容的第一端连接软启动充电电路，第二端接地；并且软启动电容的第一端连接电压设定电路与限制电路。

根据以上技术方案可知，本发明存在的有益效果是：通过所述电压设定电路赋予软启动充电电压值一定的初始值，使得预偏置开机之初所述装置电路中即存在一定的占空比，并且通过调整所述装置电路中的参数，实现在预偏置开机过程中，占空比与输入电压及输出电压始终保持平衡，避免了能量的反向流动，而且不存在占空比的调节延迟。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例所述同步整流变换器电路结构示意图；

图2为本发明实施例所述同步整流变换器参数波形图；

图3为本发明另一实施例所述同步整流变换器结构示意图；

图4为本发明另一实施例的扩充方案中电压设定电路结构示意图；

图5为本发明另一实施例的另一扩充方案中电压设定电路结构示意图；

图6为本发明又一实施例所述同步整流变换器结构示意图；

图7为本发明又一实施例的扩充方案中电压设定电路结构示意图；

图8为本发明又一实施例的另一扩充方案中电压设定电路结构示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

参照图1所示为本发明所述同步整流变换器的电路图。

本发明所述同步整流变换器采用PWM技术，PWM具有特定的开关周期，也就是说PWM周期性导通和关闭；本实施例中用T表示PWM的开关周期，用ton表示每个周期当中PWM处于导通状态的时间，以D表示PWM的占空比；则D=ton/T。PWM通过改变导通时间ton的长度而将占空比D调整到合适的数值。

在同步整流变换器中，占空比D起到平衡输入电压V_i和输出电压V_o的作用；上述关系可以用电压输出公式来表示，也就是三者满足电压输出公式则认为输入电压V_i和输出电压V_o达到平衡。对于三种基本拓扑变换器，即Buck、Boost和Buck-Boost三种拓扑变换器，电压输出公式分别如下：

Buck：Vo＝Vi·D

Boost： $\mathrm{Vo}=\frac{\mathrm{Vi}}{1-D}$

Buck-Boost： $\mathrm{Vo}=\frac{\mathrm{Vi}\·D}{1-D}$

基本拓扑的变换器可以演变为多种隔离型拓扑的变换器，例如由Buck变换器可以演变为正激即Forward、推挽即Push-Pull、半桥即Half-Bridge和全桥即Full-Bridge等隔离型拓扑的变换器，由Buck-Boost变换器可以演变为反激即Fly-back拓扑的变换器。上述经过演变得到的变换器的输出电压公式与基本拓扑变换器相比，需要增加一个变压器匝数比的系数，即变压器原边匝数表示为Np，副边匝数表示为Ns，则上述演变得到的变换器的输出电压公式如下：

正激、推挽、半桥和全桥：

反激： $\mathrm{Vo}=\frac{\mathrm{Vi}\·D}{1-D}\·\frac{\mathrm{Ns}}{\mathrm{Np}}$

以上概念及电压输出公式为本领域技术人员所公知，此处对上述公知技术进行说明是为了方便对本发明所述变换器的技术方案进行描述。

对上述电压输出公式进行整理后，可以得到一系列的占空比表达式，也就是说可以将占空比D表示为：

Buck： $D=\frac{\mathrm{Vo}}{\mathrm{Vi}}$

Boost： $D=\frac{\mathrm{Vo}-\mathrm{Vi}}{\mathrm{Vo}}$

Buck-Boost： $D=\frac{\mathrm{Vo}}{\mathrm{Vi}+\mathrm{Vo}}$

正激、推挽、半桥和全桥：

反激： $D=\frac{\mathrm{Vo}\·\mathrm{Np}}{(\mathrm{Vi}+\mathrm{Vo})\·\mathrm{Ns}}$

为便于表达，在数学上可以将占空比D表示为：

$D=\frac{V_{\mathrm{NUM}}}{V_{\mathrm{DEN}}}$

其中V_NUM被称为分子电压；V_DEN被称为分母电压；二者都是输入电压V_i和/或输出电压V_o的函数。例如，在Boost拓扑的情况下，V_NUM=V_o-V_i；V_DEN=V_o。所以，由上述过程可知，在已知输入电压V_i和输出电压V_o的情况下，就一定存在一个使得二者平衡的占空比目标值。也就是说，所述同步整流变换器在预偏置情况下开机时，所述预偏置电压即被认为是输出电压V_o，输入电压V_i在具体电路中为已知，则必然存在一个预偏置情况下开机所需要的占空比目标值。

如图1所示，本实施中所述同步整流变换器的电路结构如下：

电流设定电路ISET连接时钟信号开关CLK的第一端和锯齿波电容C_SW的第一端；时钟信号开关CLK的第二端和锯齿波电容C_SW的第二端均接地；锯齿波电容C_SW的第一端接入比较器电路PWM的负输入端；电压设定电路VSET、软启动电路SS和限制电路BUF依次串联后，通过限制电路BUF连接比较器电路PWM的正输入端；反馈控制电路FB连接比较器电路PWM的正输入端；所述比较器电路PWM生成占空比信号，所述反馈控制电路FB连接输出电压V_o；

本实施例所述同步整流变换器得到占空比D的工作过程如下：

在PWM每个开关周期的初始时处于导通状态，而时钟信号开关CLK处于断开状态；

电流设定电路ISET对输入电压V_i和输出电压V_o进行采样得到分母电压V_DEN，并利用所述分母电压V_DEN生成锯齿波充电电流I_SW，由于时钟信号开关CLK处于断开状态，则锯齿波充电电流I_SW对锯齿波电容C_SW充电；利用充电后的锯齿波电容C_SW第一端电压生成一个电信号，被称为第一比较信号V_P1；即为锯齿波信号V_SW（也就是说锯齿波信号V_SW本质上是电压信号），PWM的负输入端接收锯齿波信号V_SW；

在所述同步整流变换器正常工作的情况下，反馈控制电路FB将生成第二比较信号V_P2，并将其控制在某个数值上，PWM的正输入端接收第二比较信号V_P2（第二比较信号V_P2实质上是电压信号）。

PWM对第一比较信号V_P1和第二比较信号V_P2进行比较；在V_P1>V_P2和V_P1<V_P2两种状态下输出不同的电平信号；即在V_P1<V_P2时，PWM一直处于导通状态，直到V_P1>V_P2，PWM关闭。锯齿波充电电流I_SW对锯齿波电容C_SW充电的过程中，第一比较信号V_P1从起始电压值开始逐渐增大，其起始电压值称为零占空比电压值V_ZD，V_ZD也被称为第一比较信号的谷底电压值，也就是锯齿波电容C_SW在电路中未充电时的电压值；当第一比较信号V_P1的电压值超过了第二比较信号V_P2，则PWM从导通状态切换到断开状态，PWM一个开关周期内的导通时间结束。

时钟信号开关CLK在PWM断开之后、PWM开始下一个开关周期之前的某个时间点上闭合，从而对锯齿波电容C_SW放电，使得第一比较信号V_P1在PWM的下个开关周期之前回到零占空比电压值V_ZD；并且时钟信号开关CLK在第一比较信号V_P1回到零占空比电压值V_ZD之后、PWM开始下一个开关周期之前的某一个时间点上重新断开。

按照上述过程可见，PWM的导通时间ton也就是第一比较信号V_P1从零占空比电压值V_ZD开始上升，直到达到第二比较信号V_P2所需的时间，所以当第二比较信号V_P2越低，则ton时间越短，占空比越小，反之亦然成立。所述同步整流变换器即是采用此原理通过控制第二比较信号V_P2的大小来影响占空比D。并且一般而言，PWM只有在第二比较信号V_P2大于零占空比电压值V_ZD时才能生成占空比信号，当第二比较信号V_P2等于零占空比电压值V_ZD，占空比恰好为0。

以上为本发明所述同步整流变换器在正常运行过程中的工作原理，在正常运行过程中利用所述反馈控制电路FB对第二比较信号V_P2进行控制。反馈控制电路FB控制第二比较信号V_P2的方式与现有技术一致，在此不作赘述。

本发明所述同步整流变换器在预偏置开机的过程中，对于第二比较信号V_P2的控制不再通过反馈控制电路FB，而是采取电压设定电路VSET及软启动电路SS控制第二比较信号V_P2，具体过程如下：

电压设定电路VSET对输入电压V_i和输出电压V_o进行采样得到分子电压V_NUM，并利用所述分子电压V_NUM赋予软启动充电电压V_SS一定的初始值；软启动充电电压V_SS通过限制电路BUF对第二比较信号V_P2起到限制的作用，即第二比较信号V_P2不大于软启动充电电压V_SS。在软启动充电电压V_SS具有一定初始值的情况下开机，则第二比较信号V_P2同样会具有一定的开机初始值，第二比较信号V_P2的初始值被称为V_P20；V_P20不大于软启动充电电压V_SS的初始值。

开机过程中软启动充电电压V_SS逐渐增大，第二比较信号V_P2也同样随之增大。直到所述同步整流变换器的预偏置开机过程结束后，进入正常工作状态，反馈控制电路FB接替电压设定电路VSET与软启动电路SS对第二比较信号V_P2进行控制，上述接替过程在现有技术中已经采用。

在现有技术中，由于不存在电压设定电路VSET，所以不能赋予软启动充电电压V_SS初始值，所以启动之初的第二比较信号V_P2电压值很小，甚至不大于零占空比电压值V_ZD；导致了现有的同步整流变换器在预偏置开机的情况下无法达到一个合适的占空比。本实施例在启动过程中，由电压设定电路VSET赋予软启动充电电压V_SS一定的初始值，从而使得第二比较信号V_P2在一个较合适的初始电压值V_P20之下开机，实现了所述同步整流变换器开机之初即存在一个合理的占空比。

此外，需要说明的是，本实施例中所述第一比较信号V_P1与第二比较信号V_P2可以采用以下方式取得：

在锯齿波电容C_SW第一端与PWM负输入端之间加入第一信号处理电路SP₁；在反馈控制电路FB与PWM正输入端之间加入第二信号处理电路SP₂。

锯齿波电容C_SW第一端的电压被称为锯齿波信号V_SW，锯齿波信号V_SW经过第一信号处理电路SP₁处理得到第一比较信号V_P1。其处理过程具体为：第一比较信号V_P1与锯齿波信号V_SW符合关系式V_P1=k₁·V_SW+V_B1，式中k₁代表第一信号处理电路SP₁的线性放大倍数，V_B1代表第一信号处理电路SP₁的输出直流偏移。

反馈控制电路FB采样变换器的输出电压V_o，并产生反馈信号V_FB，反馈信号V_FB经过第二信号处理电路SP₂处理后得到第二比较信号V_P2。其处理过程具体为：第二比较信号V_P2与反馈信号V_FB符合关系式V_P2=k₂·V_FB+V_B2，式中k₂代表第二信号处理电路SP₂的线性放大倍数，V_B2代表第二信号处理电路SP₂的输出直流偏移。

值得指出的是，第一信号处理电路SP₁或第二信号处理电路SP₂均具有多种可能的电路形式，一般而言完整的信号处理电路包含线性放大或衰减电路与直流偏移电路，线性放大或衰减电路决定线性放大倍数k₁与k₂，直流偏移电路决定输出直流偏移V_B1与V_B2；但实际情况下，上述两个信号处理电路既可以仅含有线性放大或衰减电路，即输出直流偏移为零；也可以仅含有直流偏移电路，即线性放大倍数为1；甚至可以省略信号处理电路，即输出直流偏移为零且线性放大倍数为1。并且两个信号处理电路之间互无关联，二者可以采用相同或不同的实际结构，对整体方案不构成影响。

还需要说明的是，所述同步整流变换器在启动的过程中，软启动充电电压V_SS通过限制电路BUF直接限制反馈信号V_FB，使反馈信号V_FB不大于软启动充电电压V_SS；实际上在启动过程中反馈信号V_FB一直与软启动充电电压V_SS相等，所以根据上述关系式可以得知V_P2=k₂·V_SS+V_B2；则当软启动充电电压V_SS的初始值为V_SS0，则V_P20=k₂·V_SS0+V_B2。

参照图2所示为本实施例中主要参数的波形图，波形图横轴的端点表示所述同步整流变换器开机的时刻，即t=0。本实施例中，具体需要如何设定第二比较信号V_P2的初始值V_P20，需要经过以下的数学计算过程：

锯齿波电容C_SW被充电的过程中，锯齿波信号V_SW电压上升的斜率为r_SW；

则

其中I_SW为锯齿波充电电流，C_SW0为锯齿波电容C_SW的电容值；

锯齿波信号V_SW经过第一信号处理电路SP₁处理后得到第一比较信号V_P1，第一信号处理电路SP₁的线性放大倍数为k₁，则第一比较信号V_P1的电压上升斜率为r_P1；

具体的， $r_{P1}=r_{\mathrm{SW}}\&CenterDot;k_1=\frac{I_{\mathrm{SW}}}{C_{\mathrm{sw}0}}\&CenterDot;k_1;$

根据三角形几何关系可知，PWM的导通时间ton取决于第二比较信号V_P2与零占空比电压V_ZD的差值大小以及第一比较信号的上升斜率r_P1；

具体公式为： $\mathrm{ton}=\frac{V_{P2}-V_{\mathrm{ZD}}}{r_{P1}};$

并且根据之前的描述可知，V_P2＝k₂·V_SS+V_B2

整理以上三个关系式，可以得到：

则 $D=\frac{\mathrm{ton}}{T}=\frac{(k_2\&CenterDot;V_{\mathrm{SS}}+V_{B2}-V_{\mathrm{ZD}})\&CenterDot;C_{\mathrm{sw}0}}{k_1\&CenterDot;I_{\mathrm{SW}}\&CenterDot;T}$

另一方面，由于在之前的论述中得到，

联立以上两个关系式，则得到公式（1）：

也就是得到了当输入电压、输出电压与占空比D达到平衡的情况下，分子电压V_NUM、分母电压V_DEN、软启动充电电压V_SS及锯齿波充电电流I_SW四者的关系表达式（其余各项均为电路本身参数）。

由于在本发明中，电流设定电路ISET对输入电压V_i和输出电压V_o进行采样得到分母电压V_DEN，并利用所述分母电压V_DEN生成锯齿波充电电流I_SW；且电压设定电路VSET对输入电压V_i和输出电压V_o进行采样得到分子电压V_NUM，并利用所述分子电压V_NUM赋予软启动充电电压V_SS一定的初始值；

所以利用电流设定电路ISET可以实现使得锯齿波充电电流I_SW与分母电压V_DEN成正比，即I_SW＝gm·V_DEN，其中gm代表电流设定电路ISET的跨导；

利用电压设定电路VSET可以实现软启动充电电压V_SS的初始值V_SS0与分子电压V_NUM成线性关系，即V_SS0＝k·V_NUM+V_B，其中k代表电压设定电路VSET的线性放大倍数，V_B代表电压设定电路VSET的输出直流偏移。

将关系式I_SW＝gm·V_DEN与V_SS0＝k·V_NUM+V_B代入公式（1）并整理，则得到一个在软启动充电电压V_SS的初始值等于V_SS0的情况下的关于分子电压V_NUM与分母电压V_DEN的等式即公式（2）：

$\frac{k\&CenterDot;k_2\&CenterDot;C_{\mathrm{sw}0}}{\mathrm{gm}\&CenterDot;k_1\&CenterDot;T}\&CenterDot;\frac{V_{\mathrm{NUM}}}{V_{\mathrm{DEN}}}+\frac{(k_2\&CenterDot;V_B+V_{B2}-V_{\mathrm{ZD}})\&CenterDot;C_{\mathrm{sw}0}}{\mathrm{gm}\&CenterDot;k_1\&CenterDot;T\&CenterDot;V_{\mathrm{DEN}}}=\frac{V_{\mathrm{NUM}}}{V_{\mathrm{DEN}}};$

通过公式（2）可见，只要满足以下两个条件：gm·k₁·T＝k·k₂·C_SW0且k₂·V_B+V_B2=V_ZD；则公式（2）恒成立。在上述两个条件当中，所有项均为同步整流变换器电路自身参数，也就是说假如所述同步整流变换器自身的参数满足此两个条件，则无论输入电压与输出电压如何改变，变换器总能够在开机时立刻获得相匹配的占空比。

对此还需要说明的是，同步整流变换器的预偏置电压往往低于正常工作电压，所以当完成预偏置开机过程之后，同步整流变换器的输出电压V_o还需要继续上升达到其最终的标准输出电压。所以在这一过程中，软启动充电电压V_SS同样需要从初始值V_SS0开始逐渐上升，以确保占空比的稳步增大。所述软启动电路SS中包括软启动电容C_SS，软启动电容C_SS充电得到的电压即软启动充电电压V_SS。本实施例中电压设定电路VSET与软启动电容C_SS相连，必须考虑到开机之后电压设定电路VSET对软启动充电电压V_SS产生的影响。也就是说，电压设定电路VSET在开机之初利用分子电压V_NUM赋予了软启动充电电压V_SS初始值V_SS0，但当软启动充电电压V_SS持续上升后，电压超过了V_SS0时，若没有对电压设定电路VSET进行过特别的处理，则软启动电容C_SS将对电压设定电路VSET放电，以至于影响到整体的技术方案。

本实施例中主要通过一下三种途径解决上述问题：

一种办法是通过制定电压设定电路VSET的相关参数，使其赋予的软启动充电电压初始值V_SS0略大于使公式（1）成立的软启动充电电压V_SS的理论值，所以开机后电压设定电路VSET还能够持续的向软启动电容C_SS充电，不产生能量的回流。

第二种办法是通过制定电压设定电路VSET的相关参数，使其赋予的软启动充电电压初始值V_SS0略小于使公式（1）成立的软启动充电电压V_SS的理论值，并将电压设定电路VSET制作成单向电流输出电路，即其输出端只能输出电流，不能吸收电流。

第三种办法是在电压设定电路VSET中增加一个开机信号装置，利用开机信号装置发出开机信号，所述开机信号禁止电压设定电路VSET在完成开机过程后继续对软启动电容C_SS充电或放电。

参见图3所示，为本发明所述同步整流变换器的另一个具体实施例，本实施例中，所述同步整流变换器的拓扑形式为Buck。

在Buck变换器中，Vo＝Vi·D；即

也就是说分子电压V_NUM=V_o，分母电压V_DEN=V_i；

所以本实施例中电流设定电路ISET只对输入电压V_i采样；电压设定电路VSET只对输出电压V_o采样。

本实施例中具体给出了在Buck变换器中，电流设定电路ISET、电压设定电路VSET及其他部分电路的具体形式。具体如下：

电流设定电路ISET包括第一电阻R₁；第一电阻R₁的第一端连接输入电压V_i，第一电阻R₁的第二端连接时钟信号开关CLK的第一端和锯齿波电容C_SW的第一端；时钟信号开关CLK的第二端和锯齿波电容C_SW的第二端均接地；锯齿波电容C_SW的第一端还连接第一信号处理电路SP₁；第一信号处理电路SP₁接入PWM负输入端；

电压设定电路VSET具体包括，第二电阻R₂，其第一端连接输出电压V_o，第三电阻R₃，其第一端连接第一偏移电压V_BIAS1；第二电阻R₂的第二端与第三电阻R₃的第二端相连，并连接第一运算放大器OA₁的正输入端；第一运算放大器OA₁的负输入端连接其自身输出端，并连接第一电流调节电阻R_SS1第一端；

第一电流调节电阻R_SS1的第二端连接软启动电容C_SS的第一端，软启动电容C_SS的第一端同时连接软启动充电电路I_SS与限制电路BUF的输入端；软启动电容C_SS的第二端接地；本实施例中所述软启动电容C_SS与软启动充电电路I_SS构成软启动电路SS；

限制电路BUF的输出端连接第二信号处理电路SP₂；同时反馈控制电路FB的输出端连接第二信号处理电路SP₂，反馈控制电路FB的输入端同样连接输出电压V_o；第二信号处理电路SP₂接入PWM正输入端。

本实施例所述同步整流变换器电路的工作原理与图1所示实施例中一致，在此不作赘述，其参数的数学计算如下：

本实施例中所述电流设定电路ISET只包括第一电阻R₁，在输入电压V_i远大于锯齿波信号V_SW的电压时，可以近似认为锯齿波充电电流I_SW与输入电压V_i成正比，即：

其中Ω₁代表第一电阻R₁的电阻值；gm代表电流设定电路ISET的跨导。

另外本实施例中电流设定电路ISET同样可以采用其他的具体形式，例如采用跨导放大器来。跨导放大器可以更加精确的获取与分母电压V_DEN成正比的锯齿波充电电流I_SW，不需要再取近似值。但其缺点电路结构复杂，适用性相比单电阻较差，成本也更高。实际应用中可以根据需要选择单电阻或跨导放大器，以及其他任何能够实现类似功能的电路设备。

在电压设定电路VSET中，需要说明的是，本实施例中引入的第一偏移电压V_BIAS1，所述V_BIAS1经过第二信号处理电路SP₂的处理，并叠加第二信号处理电路SP₂的输出直流偏移V_B2，二者叠加后的数值等于第一比较信号的谷底电压值V_ZD，从而消除了第一比较信号的谷底电压值V_ZD对于电路的干扰，也就是说第一偏移电压V_BIAS1起到的作用相当于调零电路。

对于本实施例中所述电压设定电路VSET，根据电路原理可以得到，本实施例中软启动充电电压V_SS的初始值V_SS0满足以下关系式：

$V_{\mathrm{SS}0}=\frac{{\mathrm{\&Omega;}}_3}{{\mathrm{\&Omega;}}_2+{\mathrm{\&Omega;}}_3}\&CenterDot;V_o+\frac{{\mathrm{\&Omega;}}_2}{{\mathrm{\&Omega;}}_2+{\mathrm{\&Omega;}}_3}\&CenterDot;V_{\mathrm{BIAS}1};$

这也就表示电压设定电路VSET的线性放大倍数

电压设定电路VSET的输出直流偏移

其中Ω₂代表第二电阻R₂的电阻值；Ω₃代表第三电阻R₃的电阻值。

所以将本实施例中的参数，代入图1所示实施例中使公式（2）成立的两个条件，即得到本实施例中使公式（2）成立的两个条件如下：

$\frac{1}{{\mathrm{\&Omega;}}_1}\&CenterDot;k_1\&CenterDot;T=\frac{{\mathrm{\&Omega;}}_3}{{\mathrm{\&Omega;}}_2+{\mathrm{\&Omega;}}_3}\&CenterDot;k_2\&CenterDot;C_{\mathrm{sw}0}$ 且 $k_2\&CenterDot;\frac{{\mathrm{\&Omega;}}_2}{{\mathrm{\&Omega;}}_2+{\mathrm{\&Omega;}}_3}\&CenterDot;V_{\mathrm{BIAS}1}+V_{B2}=V_{\mathrm{ZD}};$

以上公式中，与图1所示实施例相同字母表示的参数即是相同的参数。

本实施例中，k₁、k₂、V_B2和V_ZD都是电路的确定参数值，开关周期T依据功率电路的设计要求选定。而Ω₁、Ω₂、Ω₃、C_SW0和V_BIAS1则具有相当大的设计自由度，只要选择合适的器件和参数，就可以使得这两个条件成立，实现无论输入电压与输出电压如何改变，变换器总能够在开机时立刻获得相匹配的占空比。

还需要说明的是，本实施例中所述电压设定电路VSET避免软启动电容C_SS能量回流采用的是图1所示实施例中所述三种解决途径中的第一种。也就是本实施例中所述电压设定电路VSET赋予的软启动充电电压初始值V_SS0略大于使公式（1）成立的软启动充电电压V_SS的理论值，开机后电压设定电路VSET还能够通过第一电流调节电阻R_SS1持续的向软启动电容C_SS充电。

本实施例中，若采取其他两种解决途径，则需要相应的修改本实施例中电压设定电路VSET的结构。具体如下：

参见图4所示，将第一电流调节电阻R_SS1替换为二极管D₁，二极管D₁的阳极连接第一运算放大器OA₁的输出端，阴极连接第一运算放大器OA₁的负输入端并同时连接软启动电容C_SS的第一端；通过电路器件的参数选择，使电压设定电路VSET赋予的软启动充电电压初始值V_SS0略小于使公式（1）成立的软启动充电电压V_SS的理论值。这也就使得电压设定电路VSET的输出端只输出电流，不吸收电流；当变换器开机后，软启动电容C_SS由软启动充电电路I_SS继续提供充电电流，而电压设定电路VSET因为输出电压低于V_SS电压而自然反偏关闭。以上为所述第二种解决途径。

参见图5所示，在图4所示电压设定电路VSET的基础上，进一步增加一个开机信号装置START，开机信号装置START的第一端连接第二电阻R₂的第二端，开机信号装置START的第二端接地。在开机过程完成之后，开机信号装置START强制电压设定电路VSET输出低电平，因此电压设定电路VSET就会因输出电压低于V_SS电压而反偏关闭。图5所示的电压设定电路VSET赋予的软启动充电电压初始值V_SS0可以略大于、略小于或等于使公式（1）成立的软启动充电电压V_SS的理论值。

参见图6所示为本发明所述同步整流变换器公开又一个具体实施例。本实施例中，所述同步整流变换器的拓扑形式为Boost。

在Boost变换器中，

即

也就是说分子电压V_NUM=V_o-V_i，分母电压V_DEN=V_o；

所以本实施例中电流设定电路ISET只对输入电压V_o采样；电压设定电路VSET对输入电压V_i与输出电压V_o同时采样。

本实施例中所述同步整流变换器的电路结构大体上与图3所示实施例一致，除以下部分稍作调整，具体为：

本实施中第一电阻R₁的第一端连接输出电压V_o；

本实施例中所述电压设定电路VSET具体如下，第四电阻R₄的第一端连接输出电压V_o，第五电阻R₅的第一端连接第二偏移电压V_BIAS2；第四电阻R₄的第二端与第五电阻R₅的第二端相连，并连接第二运算放大器OA₂的正输入端；第六电阻R₆的第一端连接输入电压V_i，第二端连接第二运算放大器OA₂的负输入端；第七电阻R₇的第一端连接第六电阻R₆的第二端，第七电阻R₇的第二端连接第二运算放大器OA₂的输出端；第二运算放大器OA₂的输出端同时连接第二电流调节电阻R_SS2的第一端；第二电流调节电阻R_SS2的第二端连接软启动电容C_SS的第一端。

本实施例所述同步整流变换器的其余部分电路与图3所示完全相同，工作原理也与图3所示实施例一致，在此不作赘述。本实施例中引入的第二偏移电压V_BIAS2，所述V_BIAS2经过第二信号处理电路SP₂的处理，并叠加第二信号处理电路SP₂的输出直流偏移V_B2，二者叠加后的数值等于第一比较信号的谷底电压值V_ZD，从而消除了第一比较信号的谷底电压值V_ZD对于电路的干扰，也就是说第一偏移电压V_BIAS2起到的作用相当于调零电路。

对于本实施例中所述电压设定电路VSET，根据电路原理可以得到，本实施例中软启动充电电压V_SS的初始值V_SS0满足以下关系式：

$V_{\mathrm{SS}0}=\frac{{\mathrm{\&Omega;}}_5}{{\mathrm{\&Omega;}}_4+{\mathrm{\&Omega;}}_5}\&CenterDot;\frac{{\mathrm{\&Omega;}}_6+{\mathrm{\&Omega;}}_7}{{\mathrm{\&Omega;}}_6}\&CenterDot;V_o-\frac{{\mathrm{\&Omega;}}_7}{{\mathrm{\&Omega;}}_6}\&CenterDot;V_i+\frac{{\mathrm{\&Omega;}}_4}{{\mathrm{\&Omega;}}_4+{\mathrm{\&Omega;}}_5}\&CenterDot;\frac{{\mathrm{\&Omega;}}_6+{\mathrm{\&Omega;}}_7}{{\mathrm{\&Omega;}}_6}\&CenterDot;V_{\mathrm{BIAS}2}$

其中Ω₄代表第四电阻R₄的电阻值；Ω₅代表第五电阻R₅的电阻值；Ω₆代表第六电阻R₆的电阻值；Ω₇代表第七电阻R₇的电阻值。

本实施例中为便于计算，在电路器件的选取上，使Ω₄=Ω₆；Ω₅=Ω₇。

则上式可以简化为： $V_{\mathrm{SS}0}=\frac{{\mathrm{\&Omega;}}_5}{{\mathrm{\&Omega;}}_4}\&CenterDot;(V_o-V_i)+V_{\mathrm{BIAS}2};$

这也就表示电压设定电路VSET的线性放大倍数电压设定电路VSET的输出直流偏移V_B＝V_BIAS2。

所以将本实施例中的参数，代入图1所示实施例中使公式（2）成立的两个条件，即得到本实施例中使公式（2）成立的两个条件如下：

$\frac{1}{{\mathrm{\&Omega;}}_1}\&CenterDot;k_1\&CenterDot;T=\frac{{\mathrm{\&Omega;}}_5}{{\mathrm{\&Omega;}}_4}\&CenterDot;k_2\&CenterDot;C_{\mathrm{sw}0}$ 且k₂·V_BIAS2+V_B2＝V_ZD；

以上公式中，与图3所示实施例相同字母表示的参数即是相同的参数。

本实施例中，k₁、k₂、V_B2和V_ZD都是电路的确定参数值，开关周期T依据功率电路的设计要求选定。而Ω₁、Ω₄、Ω₅、C_SW0和V_BIAS2则具有相当大的设计自由度，只要选择合适的器件和参数，就可以使得这两个条件成立，实现无论输入电压与输出电压如何改变，变换器总能够在开机时立刻获得相匹配的占空比。

还需要说明的是，本实施例中所述电压设定电路VSET避免软启动电容C_SS能量回流采用的是图1所示实施例中所述三种解决途径中的第一种。也就是本实施例中所述电压设定电路VSET赋予的软启动充电电压初始值V_SS0略大于使公式（1）成立的软启动充电电压V_SS的理论值，开机后电压设定电路VSET还能够通过第二电流调节电阻R_SS2持续的向软启动电容C_SS充电。

本实施例中，若采取其他两种解决途径，则需要相应的修改本实施例中电压设定电路VSET的结构。具体如下：

参照图7所示，在图6所示电压设定电路VSET的基础上，去掉第二电流调节电阻R_SS2，替换为第三运算放大器OA₃与二极管D₂，具体的第二运算放大器OA₂的输出端连接第三运算放大器OA₃的正输入端；二极管D₂的阳极连接第三运算放大器OA₃的输出端，阴极连接第三运算放大器OA₃的负输入端并同时连接软启动电容C_SS的第一端；通过电路器件的参数选择，使电压设定电路VSET输出电压V_SS0略小于公式（1）成立的软启动充电电压V_SS的理论值。这也就使得电压设定电路VSET的输出端只输出电流，不吸收电流；当变换器开机后，软启动电容C_SS由软启动充电电路I_SS继续提供充电电流，而电压设定电路VSET因为输出电压低于V_SS电压而自然反偏关闭。以上为所述第二种解决途径。

参照图8所示，在图7所示电压设定电路VSET的基础上，进一步增加一个开机信号装置START，开机信号装置START的第一端连接第七电阻R₇的第二端，开机信号装置START的第二端接地。在开机过程完成之后，开机信号装置START强制电压设定电路VSET输出低电平，因此电压设定电路VSET就会因输出电压低于V_SS电压而反偏关闭。图5所示的电压设定电路VSET输出电压V_SS0可以略大于、略小于或等于使公式（1）成立的软启动充电电压V_SS的理论值。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种同步整流变换器，其特征在于，所述同步整流变换器具体为：

电流设定电路连接时钟信号开关的第一端和锯齿波电容的第一端；时钟信号开关的第二端和锯齿波电容的第二端均接地；锯齿波电容的第一端接入比较器电路的负输入端；电压设定电路、软启动电路和限制电路依次串联后，通过限制电路连接比较器电路的正输入端；反馈控制电路连接比较器电路的正输入端；所述比较器电路生成占空比信号，所述反馈控制电路连接输出电压V_o；

所述电压设定电路为软启动电路赋予软启动充电电压初始值。

2.根据权利要求1所述同步整流变换器，其特征在于，所述变换器还包括第一信号处理电路和第二信号处理电路，具体为：

所述锯齿波电容利用第一信号处理电路生成第一比较信号并发送到比较器电路；

所述反馈控制电路利用第二信号处理电路生成第二比较信号并发送到比较器电路；

所述比较器存在开关周期，在一个开关周期当中，当第一比较信号的电压低于第二比较信号的电压，则比较器导通；当第一比较信号的电压高于第二比较信号的电压，则比较器关闭。

3.根据权利要求2所述同步整流变换器，其特征在于，所述锯齿波电容的第一端接入比较器电路的负输入端具体为：

锯齿波电容的第一端通过第一信号处理电路接入比较器电路的负输入端；所述第一信号处理电路包括第一线性放大衰减电路和/或第一直流偏移电路。

4.根据权利要求2所述同步整流变换器，其特征在于，所述反馈控制电路连接比较器电路的正输入端具体为：

反馈控制电路通过第二信号处理电路连接比较器电路的正输入端；所述第二信号处理电路包括第二线性放大衰减电路和/或第二直流偏移电路。

5.根据权利要求2-4任意一项所述同步整流变换器，其特征在于，所述同步整流变换器电路的参数满足以下关系式：

gm·k₁·T＝k·k₂·C_SW0且k₂·V_B+V_B2=V_ZD；其中gm为电流设定电路的跨导，k₁为第一信号处理电路的线性放大倍数，k₂为第二信号处理电路的线性放大倍数，k为电压设定电路的线性放大倍数，T为比较器的开关周期，C_SW0为锯齿波电容的电容值，V_B为电压设定电路的输出直流偏移，V_B2为第二信号处理电路的输出直流偏移，V_ZD为第一比较信号的谷底电压值。

6.根据权利要求1所述同步整流变换器，其特征在于，所述电流设定电路具体为：

电流设定电路包括单电阻，或电流设定电路包括跨导放大器；电流设定电路与输入电压和/或输出电压相连。

7.根据权利要求1所述同步整流变换器，其特征在于：

当所述同步整流变换器采用Buck拓扑，则所述电压设定电路具体为，第二电阻的第一端连接输出电压，第三电阻的第一端连接第一偏移电压；第二电阻的第二端与第三电阻的第二端相连，并连接第一运算放大器的正输入端；第一运算放大器的负输入端连接其自身输出端，并连接第一电流调节电阻的第一端；第一电流调节电阻的第二端连接软启动电路。

8.根据权利要求1所述同步整流变换器，其特征在于：

当所述同步整流变换器采用Boost拓扑，则所述电压设定电路具体为第四电阻的第一端连接输出电压，第五电阻的第一端连接第二偏移电压；第四电阻的第二端与第五电阻的第二端相连，并连接第二运算放大器的正输入端；第六电阻的第一端连接输入电压，第二端连接第二运算放大器的负输入端；第七电阻的第一端连接第六电阻的第二端，第七电阻的第二端连接第二运算放大器的输出端；第二运算放大器的输出端同时连接第二电流调节电阻的第一端；第二电流调节电阻的第二端连接软启动电路。

9.根据权利要求7或8所述同步整流变换器，其特征在于，所述电压设定电路还包括：

二极管和/或开机信号装置。

10.根据权利要求1所述同步整流变换器，其特征在于，所述软启动电路包括：

软启动电容与软启动充电电路，软启动电容的第一端连接软启动充电电路，第二端接地；并且软启动电容的第一端连接电压设定电路与限制电路。

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