CN113489330A - 一种模块化整流结构谐振变换器的效率最优模态控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及直流‑直流变换技术，旨在提供一种模块化多电平谐振变换器的效率最优模态控制方法。该变换器的模块化逆变电路包含两个串联的桥臂和两个串联的电容，每个桥臂均包含一个电感和至少一个与电感串联的子模块；每个子模块均具有相同结构，包含一个上开关管、一个下开关管和一个电容；所述的效率最优模态控制是指，在给定输入输出条件下，控制开关频率和移相角，使得所述谐振变换器工作在效率最优模态下。所述效率最优模态是指，开关管电流应力小，导通损耗小，副边开关管软开通，副边整流管软关断，开关损耗较，无循环功率。本发明控制开关频率和移相角，使变换器工作在最优模态下，避免变换器工作在不理想工作模态时效率低下的问题。

Description

一种模块化整流结构谐振变换器的效率最优模态控制方法

技术领域

本发明涉及直流-直流变换技术，具体涉及电力电子技术领域中一种具有模块化整流结构谐振变换器的电路模态控制方法，用于实现中低压直流向中高压直流的宽范围和高效率变换。

背景技术

在电力系统、舰艇等应用场合，常需要将低压直流转化为中高压直流，例如低压分布式光伏接入中压直流配电网。在这类应用中，论文“A Resonant DC-DC Converter withModular Rectifier for High Voltage Gain and Wide Output Voltage RangeApplications”提出的变换器集成了谐振变换器和模块化整流结构的优势，具有较好的应用前景。其谐振型结构使功率器件能实现软开关，模块化整流结构使中压侧能承受高压，保证了变换器的高效率和耐高压的能力。但该模块整流结构的谐振变换器使用闭环控制移相角的方式控制输出电压，不控制频率，会导致变换器工作在不理想的工作模态下，效率降低。

发明内容

本发明要解决的问题是，针对一种具有模块化整流结构的谐振变换器，提供一种效率最优模态控制方法。该方法同时控制移相角和频率，通过闭环控制控制移相角，使用二分迭代的方法控制频率，能够保证变换器始终工作在效率最优模态。

为解决技术问题，本发明提出的解决方案是：

针对一种具有模块化整流结构的谐振变换器，提供一种效率最优模态的控制方法，所述一种具有模块化整流结构的谐振变换器包括逆变电路、谐振网络、变压器、整流器和输出电容，其中逆变电路和谐振网络位于变压器的原边，整流器和输出电容位于变压器的副边；所述整流器是模块化整流器，包括至少一对桥臂，每个桥臂均包含一个电感和一个子模块；每个子模块均具有相同结构，包含一个二极管、一个开关和一个电容，二极管与开关串联后并接至电容的两侧。所述的效率最优模态是指，本发明中，电路工作于不存在不传输功率的阶段，电流应力小，导通损耗小，副边开关管软开通，副边整流管软关断，开关损耗较小，无循环功率。所述效率最优模态控制是指，在给定输入输出条件下，通过二分迭代的控制方法控制频率，通过闭环控制控制移相角，使得所述谐振变换器工作在所述效率最优模态下。

本发明中，所述模态控制的过程具体包括：采样负载值，根据用户设定的输出电压参考值以及输入电压获得电压增益，通过二分法迭代控制程序，得到使所述谐振变换器工作在效率最优模态的频率；电压闭环控制，获得使所述谐振变换器输出电压跟踪设定参考值的移相角；将所述频率和所述移相角分别输入原边H桥控制器和副边模块控制器，生成相应的原、副边开关管的驱动控制信号，控制变换器工作在效率最优模态。

本发明中，所述的二分迭代的控制方法具体包括：首先读取用户设定的电压增益和通过采样计算的负载，并构建效率最优模态对应的函数S(F)；设置求解域的初始区间，即满足最优模态可能的频率范围F1～F2；求得初始区间的中间值F3，通过判别S(F2)与S(F3)的乘积是否小于零判别根所在的新区间范围，若S(F2)与S(F3)的乘积小于零，则所述新区间范围在F2～F3，否则所述新区间范围在F1～F3；将所述新区间作为初始区间，重复步骤2～3，直到得到的根的区间范围小于预定的精度，最终当精度满足时，截取左端点或者右端点作为最终解。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

本发明同时控制频率和移相角，在给定的输入输出电压条件下，实现模块化整流结构的谐振变换器始终工作在效率最优模态，提升了变换器的整体效率。

附图说明

图1：本发明中模块化多电平谐振变换器的拓扑结构示例；

图2：谐振变换器模态一波形图；

图3：谐振变换器模态二波形图；

图4：谐振变换器效率最优模态波形图；

图5：最优效率模态方程特性推导过程；

图6：变频变脉宽的整体控制框图；

图7：二分法控制频率的流程图。

附图标记或代号：10逆变电路、20谐振网络、30变压器、40模块化整流器、401副边上桥臂、402副边下桥臂、50输出电容、60桥臂电感、SM子模块、n子模块数量、D1二极管、S1开关管、C电容、L_arm为桥臂电感、V_in变换器输入电压、V_o变换器输出电压、Q₁～Q₄原边H桥开关管、v_ab原边桥臂输电电压、v_cd变压器副边电压、L_m励磁电感、T_d移相角、L_r为谐振电感、C_r谐振电容、F_s开关频率标幺值、v_gs驱动信号、N为变压器匝比、i₁原边电流、i₂副边电流、L_arm桥臂电感、D₁₁上桥臂二极管、D₂₁下桥臂二极管、S₁₁副边上桥臂开关管、S₂₁副边小桥臂二极管、C_out输出电容、C_s11上桥臂模块电容、C_s21下桥臂模块电容、i_Lm励磁电流、负载R、S(F)效率最优模态对应的函数、F1二分法计算区间左端点、F2二分法计算区间右端点、F3二分法计算区间中点、ε精度、G增益、F1变换器正常工作最小频率、F2变换器正常工作的最大频率。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。

本发明作用的具有模块化整流结构的谐振变换器(如图1所示)，包括逆变电路10、谐振网络20、变压器30、模块化整流器40和输出电容50，其中逆变电路10可以是全桥电路或半桥电路，谐振网络20由一个电感与一个电容组成。逆变电路10与谐振网络20位于变压器30的原边；整流器40和输出电容50位于变压器30的副边；模块化整流器40包括一对桥臂401和402，与两个输出电容50共同组成半桥结构；每个桥臂均包含一个桥臂电感L_arm和至少一个与电感串联的子模块SM；每个子模块SM均具有相同结构，包含一个二极管D1、一个开关S1和一个电容C，二极管D1与开关S1串联后并接至电容C的两侧。

图2-图4展示了谐振变换器的模态波形图，其中图4为效率最优模态波形图。当图1所示的谐振变换器副边模块已实现均压控制时，谐振变换器的工作模态与模块数量无关，可只分析单模块的情况。

图2展示了谐振变换器的模态一波形图。当开关频率F_s与移相角T_d同时较小时，变压器副边电流i2(t0)＝0，电路将会工作于模态一。模态一的正半周期可以分为三个阶段。阶段一如图2(a)所示，当该阶段副边移相角为T_d，在t₀时刻，原边开关管Q2、Q3同时关断，Q1、Q4同时导通，v_ab＝V_in。由于变压器励磁电感的存在，原边开关管可以实现ZVS-on。副边上桥臂开关管S11同时导通且在该阶段内一直保持导通。由于S11导通，此时i₂开始上升并通过桥臂电容C_S11流向负载，因此C_s11在该阶段放电，整流管D11被反向钳位关断。阶段二如图2(b)所示，在t＝t1时刻，Q₁,Q₄仍然保持开通，S₁₁关闭，副边上桥臂桥臂电容C_S11放电回路断开并停止放电，由整流管D₁₁进行续流。同时，由于C_S11被旁路，c点电位抬升至V_o，i2部分电流通过下桥臂桥臂开关管S21反并联二极管D_s21给C_S21进行充电。阶段三如图2(c)所示，在t＝t2时刻,上桥臂整流管D₁₁续流结束，下桥臂桥臂电容C_s21也充电结束，原边停止向副边传输能量，仅通过励磁电感进行续流。

图3展示了谐振变换器的模态二波形图。当开关频率F_s较大且移相角T_d也较大时，变压器副边电流i2(t0)<0，电路将工作于模态二。模态二的正半周期仅分为两个阶段。阶段一如图3(a)所示，t₀时Q₁,Q₄，S₁₁同时导通，由于不存在阶段III，在t₀时刻，i₂回路由下桥臂D₂₁续流强制切换至上桥臂C_S11，D₂₁硬关断，承担反向恢复损耗。由于i₂反向流动，i₂流过C_S11并给C_S11充电，此时v_cd＝-1/2V_o。阶段二如图3(b)所示，该阶段电流回路和模态一阶段二电流回路一致。i₂电流分为两部分，一部分通过D₁₁进行续流，另一部分给C_S21充电，正半周期末D₁₁续流未结束，Q₂,Q₃导通，D₂₁将强制过零而存在反向恢复损耗。

图4展示了谐振变换器的效率最优模态波形图，可以将其理解为没有阶段三的模态一。与模态一相比不存在不传输功率的阶段三，电流应力减小，导通损耗较小；相比于模态二，副边开关管实现软开通，副边整流管实现软关断，开关损耗较小,且无循环功率；为效率最优模态。使用根轨迹法计算出谐振变换器工作于此模态时需满足的超越方程H(F,G,R)＝0。

图5展示了对超越方程的进一步数学分析过程，结论为H(F,G,R)＝0在变换器正常工作的频率范围内，与最优效率模态互为充分必要条件，且可以使用数值计算中的二分法获得满足要求的F。

图6展示了满足谐振变换器工作在效率最优模态的控制框图。首先，通过采样输出电压v_o与输出电流i_o获得负载值R＝v_o/i_o，根据用户设定的输出电压参考值vref以及输入电压vin获得电压增益G，通过二分法迭代控制程序，得到使所述谐振变换器工作在效率最优模态的频率F_s；(2)电压闭环控制，获得使所述谐振变换器输出电压vo跟踪设定参考值v_ref的移相角T_d；(3)将所述频率F_s和所述移相角T_d分别输入原边H桥控制器和副边模块控制器，生成相应的原、副边开关管的驱动控制信号，控制变换器工作在效率最优模态。最终，驱动信号由频率F和移相角T_d共同作用产生。

图7展示了二分法控制频率的程序流程图。F1和F2为迭代过程中有根区间的左右端点，F3为中间点值，S(F)为效率最优模态对应的函数，ε为预定的精度。程序首先读取用户设定的增益G和通过采样计算获得的负载R，构建函数S(F)，如果增益G或负载R已发生变化，则在整个程序开始时，将会产生新的函数S(F)；其次，设置求解域的初始区间，即满足效率最优模态可能的频率范围；其次，计算函数S(F2)的值，接着进入迭代二分法求根的循环中，通过判别S(F2)与S(F3)的乘积是否小于零判别根所在的区间范围，不断迭代判别，直到根的区间范围小于预定的精度；最终当精度满足时，截取左端点作为最终解。

虽然通过优选实施例进一步详细地说明并描述了本发明，但是本发明不局限于所公开的实例，本领域技术人员可以从中得出其他变形，而不脱离本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种模块化整流结构谐振变换器的效率最优模态控制方法，其特征在于，所述模块化多电平结构谐振变换器包括模块化逆变电路、谐振网络、变压器、整流器和输出电容，模块化逆变电路经谐振网络接至变压器的原边，变压器的副边依次连接整流器和输出电容；模块化逆变电路包含两个串联的桥臂和两个串联的电容，每个桥臂均包含一个电感和至少一个与电感串联的子模块；每个子模块均具有相同结构，包含一个上开关管、一个下开关管和一个电容，上开关管与下开关管串联后并接至电容的两侧；

所述效率最优模态控制是指，在给定输入输出条件下，控制开关频率和移相角，使得所述谐振变换器工作在效率最优模态下。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述效率最优模态控制的过程具体包括：

(1)采样负载值，根据用户设定的输出电压参考值以及输入电压获得电压增益，通过二分法迭代控制程序，得到使所述谐振变换器工作在效率最优模态的频率；

(2)电压闭环控制，获得使所述谐振变换器输出电压跟踪设定参考值的移相角；

(3)将所述频率和所述移相角分别输入原边H桥控制器和副边模块控制器，生成相应的原、副边开关管的驱动控制信号，控制变换器工作在效率最优模态。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，不存在不传输功率的阶段，电流应力小，导通损耗小，副边开关管软开通，副边整流管软关断，开关损耗较小，无循环功率。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，通过二分迭代的控制方法控制频率，通过闭环控制控制移相角。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述二迭代的控制过程具体包括：

(1)首先读取用户设定的电压增益和通过采样计算的负载，并构建效率最优模态对应的函数S(F)；

(2)设置求解域的初始区间，即满足最优模态可能的频率范围F1～F2；

(3)求得初始区间的中间值F3，通过判别S(F2)与S(F3)的乘积是否小于零判别根所在的新区间范围，若S(F2)与S(F3)的乘积小于零，则所述新区间范围在F2～F3，否则所述新区间范围在F1～F3；

(4)将所述新区间作为初始区间，重复步骤2～3，直到得到的根的区间范围小于预定的精度，最终当满足精度要求时，截取左端点或者右端点作为最终解。

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