CN110957915A - 可切换操作模式的有源钳位反激电源转换器 - Google Patents

Abstract

有源钳位反激电源转换器包含有下臂开关、上臂开关、以及控制电路。该下臂开关连接变压器的主绕组至第一电源线。该上臂开关与电容串联以构成有源钳位电路，其并联于该主绕组。该控制电路架构来依据补偿信号以及电流检测信号，提供上臂信号以及下臂信号，分别控制该上臂开关以及该下臂开关，用以调整该有源钳位反激电源转换器的输出电压。该控制电路可选择性地操作于数个操作模式其中之一。该等操作模式包含有互补模式，使该上臂信号以及该下臂信号大致为互补。该电流检测信号可代表流经该主绕组的电感电流。当操作于该互补模式时，该控制电路依据该电流检测信号，脱离该互补模式，进入非互补模式。

Description

可切换操作模式的有源钳位反激电源转换器

技术领域

本发明大致关于有源钳位反激电源转换器以及相关的控制方法，尤其是关于有源钳位反激电源转换器的操作模式切换的相关技术。

背景技术

反激电源转换器(flyback power converter)已经是广泛的使用于许多电子产品的电源供应器中，举例来说，诸如家电、计算机、电池充电器等等。为了提升电能转换效能，有源钳位(active-clamp)电路用来改善了一般反激电源转换器的缓冲器(snubber)的能量损耗的问题。一般具有有源钳位电路的反激电源转换器，称为有源钳位反激(active clampflyback，ACF)电源转换器。在重载情形下，ACF电源转换器往往在电能转换效能上表现优异。但是在轻载情形下，ACF电源转换器却往往因为主绕组中的循环电流(circulatedcurrent)，具有高的电能损失。

而且，习知的ACF电源转换器，在系统设计上，也往往困扰于电磁干扰问题(electromagnetic interference，EMI)以及/或是杂音(audible noise)的问题。

发明内容

本发明的一实施例提供一种有源钳位反激电源转换器(active-clamp flybackconverter)，包含有一下臂开关(low-side switch)、一上臂开关(high-side switch)、以及一控制电路。该下臂开关连接一变压器的一主绕组至一第一电源线。该上臂开关与一电容串联以构成一有源钳位电路，其并联于该主绕组。该控制电路架构来依据一补偿信号以及一电流检测信号，提供一上臂信号以及一下臂信号，分别控制该上臂开关以及该下臂开关，用以调整(regulate)该有源钳位反激电源转换器的输出电压。该控制电路可选择性地操作于数个操作模式其中之一。该等操作模式包含有一互补模式(complementary mode)，使该上臂信号以及该下臂信号大致为互补。该电流检测信号可代表流经该主绕组的电感电流。当操作于该互补模式时，该控制电路依据该电流检测信号，脱离该互补模式，进入一非互补模式。

附图说明

图1为依据本发明所实施的ACF电源转换器10。

图2举例显示ACF模式以及反激模式。

图3A为ACF电源转换器10操作于ACF模式时的一些信号的波形。

图3B为ACF电源转换器10操作于反激模式时的一些信号的波形。

图4放大说明图3A中，下臂开启时间T_ON-L内的电流检测电压V_CS的波形。

图5A显示图1的实施例中，开关频率f_CYC与补偿电压V_COMP的关系。

图5B显示图1的实施例中，峰值V_CS-PEAK与补偿电压V_COMP的关系。

图5C显示图1的实施例中，处于稳态时，输出电流I_O与补偿电压V_COMP的关系，以及ACF模式与反激模式之间的切换。

具体实施方式

在本说明书中，有一些相同的符号，其表示具有相同或是类似的结构、功能、原理的组件，且为本领域技术人员可以依据本说明书的教导而推知。出于说明书的简洁度考虑，相同符号的组件将不再重述。

图1为依据本发明所实施的ACF电源转换器10。桥式整流器BD将交流市电V_AC整流，提供输入电源线IN以及输入地电源线GNDI。输入电压V_IN于输入电源线IN上。变压器TF包含有主绕组LP、二次侧绕组LS以及辅助绕组LA，彼此电感性地耦接在一起。主绕组LP、下臂开关LSS、以及电流检测电阻RCS相串联于输入电源线IN与输入地电源线GNDI之间。下臂开关LSS以及电流检测电阻RCS连接主绕组LP至输入地电源线GNDI。透过电流检测接脚CS，电流检测电阻RCS提供电流检测电压V_CS给电源控制器14。上臂开关HSS与电容CAC相串联，构成有源钳位电路ACC。有源钳位电路ACC跟主绕组LP相并联。当下臂开关LSS导通时，电流检测电压V_CS可以代表流经主绕组LP的绕组电流I_M。

电源控制器14，其可以是一集成电路，透过接脚HD与LD，来控制驱动器DVR。驱动器DVR可以是另一个集成电路，提供上臂信号DRV_HS与下臂信号DRV_LS，分别控制上臂开关HSS与下臂开关LSS。上臂开关HSS与下臂开关LSS可以是耐高压的GaN晶体管或是MOS晶体管。在另一个实施例中，驱动器DVR、上臂开关HSS与下臂开关LSS全部整合在一个封装好的集成电路中。电源控制器14与驱动器DVR一起可以视为一控制电路，提供上臂信号DRV_HS与下臂信号DRV_LS，分别控制上臂开关HSS与下臂开关LSS。

电源控制器14透过上臂开关HSS与下臂开关LSS的开关，使得绕组电流I_M产生变化，也使得位于二次侧的二次侧绕组LS透过电感性感应，产生了交流电压/电流。整流二次侧绕组LS上的交流电压/电流可以提供输出电源线OUT以及输出地电源线GNDO。输出电源线OUT上的输出电压V_OUT可以用来对负载13供电，而流经负载13的电流为输出电流I_O。举例来说，负载13是一可充电式电池。

为了调整供应给负载13的输出电压V_OUT，误差放大器EA、光耦合器OPT、以及补偿电容CCOMP一起，提供负回馈控制给予电源控制器14。位于二次侧的误差放大器EA比较输出电压V_OUT与目标电压V_REF-TAR，透过提供直流隔绝的光耦合器OPT，来控制产生补偿电容CCOMP上的补偿电压V_COMP。举例来说，当输出电压V_OUT高过目标电压V_REF-TAR时，补偿电压V_COMP下降，ACF电源转换器10转换给负载13的电能将变少，目标是使输出电压V_OUT大约维持在目标电压V_REF-TAR附近。

位于一次侧的辅助绕组LA上的交流电压/电流，经过整流后，产生操作电源V_CC，其连接在电源控制器14的电源接脚VCC上，大致提供电源控制器14所需要的操作电能。电阻RA与RB相串联，构成一个分压电路，其与辅助绕组LA并联。电阻RA与RB之间的连接点则连接到电源控制器14的回馈接脚FB，其上具有回馈电压V_FB。

电源控制器14与驱动器DVR，以电流检测电压V_CS、补偿电压V_COMP、以及回馈电压V_FB作为输入，来产生上臂信号DRV_HS与下臂信号DRV_LS。

在一实施例中，电源控制器14选择性的切换操作于两个操作模式，只是本发明并不限于此。在另一实施例中，电源控制器14可以选择性的切换于三个或以上的操作模式。图2举例显示两个操作模式，以下称为ACF模式以及反激(flyback)模式。大致上来说，ACF模式大约适用于负载13为重载或是中载的状态，而反激模式大致适用于负载13为中载或是轻载的状态。

如同图2所示，当操作于ACF模式时，电源控制器14:1)使得上臂信号DRV_HS与下臂信号DRV_LS大致为互补，并进行零电压切换(zero-voltage switching，ZVS)；2)大约固定开关频率f_CYC，但有抖频(jittering)；以及，3)依据补偿电压V_COMP调变峰值V_CS-PEAK。峰值V_CS-PEAK代表电流检测电压V_CS的局部最大值，稍后将细部解释。当操作于ACF模式时，电源控制器14检查依据电流检测电压V_CS所定义的正电流时间T_ON-P与负电流时间T_ON-N是否符合一预定关系，来判断是否脱离ACF模式，进入反激模式。正电流时间T_ON-P与负电流时间T_ON-N表示当下臂开关LSS导通时，电流检测电压V_CS分别为正与为负的时间。

当操作于ACF模式时，相较于补偿电压V_COMP，由正电流时间T_ON-P与负电流时间T_ON-N-所构成的预定关系，更能代表负载13的状态。

当操作于反激模式时，电源控制器14:1)大致使上臂开关HSS维持关闭；2)固定峰值V_CS-PEAK；以及，3)依据补偿电压V_COMP调变开关频率f_CYC，并加入抖频。同时，电源控制器14检查是否补偿电压V_COMP是否大于参考电压V_COMP-REF，来判断是否脱离反激模式，进入ACF模式。

同时参考图2与图3A。图3A为ACF电源转换器10操作于ACF模式时的一些信号的波形。由上到下，图3A中的波形分别是电源控制器14内部自己产生的频率信号CLK、上臂信号DRV_HS、下臂信号DRV_LS、电流检测电压V_CS、位于上臂开关HSS与下臂开关LSS之间连接点上的开关电压V_SW、位于辅助绕组LA上的绕组电压V_AUX。

电源控制器14具有一频率产生器(未显示)，可提供频率信号CLK，可以定义出开关周期T_CYC。频率信号CLK的频率，也就是开关周期T_CYC的倒数，大约会等于下臂信号DRV_LS的开关频率f_CYC。

当操作于ACF模式时，开关频率f_CYC大约为一固定频率，也可以加上抖频。此固定频率独立于补偿电压V_COMP。举例来说，当操作于ACF模式时，开关频率f_CYC以200kHz为一中心频率，周期性地抖动变化于190kHz与210kHz之间，变化频率为400Hz，如此可以降低ACF模式时的EMI的问题。

当ACF电源转换器10操作于ACF模式时，电源控制器14使得上臂信号DRV_HS与下臂信号DRV_LS大致为互补(complementary)，如同图3A中的上臂信号DRV_HS与下臂信号DRV_LS所表示的。所以ACF模式也可以说是一互补模式。当上臂信号DRV_HS由逻辑上的“1”转变为“0”后，经过了空白时间(dead time)TD_F后，下臂信号DRV_LS就互补地由逻辑上的“0”转变为“1”。而当下臂信号DRV_LS由逻辑上的“1”转变为“0”后，经过了空白时间(dead time)TD_R后，上臂信号DRV_HS就互补地由逻辑上的“0”转变为“1”。

空白时间TD_R与TD_F是很短的，他们的存在，除了避免上臂开关HSS与下臂开关LSS同时开启导通所造成的短路穿透(short through)现象，也可以使上臂开关HSS与下臂开关LSS进行零电压切换(zero-voltage switching，ZVS)。整体来说，尽管有空白时间TD_R与TD_F，上臂信号DRV_HS与下臂信号DRV_LS还是可以视为互补。举例来说，当下臂信号DRV_LS由逻辑上的“1”转变为“0”后，绕组电压V_AUX会开始从负电压V_N开始快速上升，往正电压V_P逼近，而开关电压V_SW从0V开始快速上升，往电压V_CP接近，如同图3A所示。电压V_CP为上臂开关HSS与电容CAC的连接点上的电压。电源控制器14透过回馈电压V_FB来检测绕组电压V_AUX。一旦发现绕组电压V_AUX快要抵达正电压V_P了，那意味了开关电压V_SW也差不多要等于电压V_CP了，所以电源控制器14使上臂信号DRV_HS逻辑上的“0”转变为“1”，使上臂开关HSS进行ZVS。类似的，当上臂信号DRV_HS由逻辑上的“1”转变为“0”后，电源控制器14可以检测绕组电压V_AUX，来辨识开关电压V_SW是否大约掉到0V了，并在开关电压V_SW大约为0V时，使下臂信号DRV_LS由逻辑上的“0”转变为“1”，使下臂开关LSS进行ZVS。

下臂开启时间T_ON-L为下臂信号DRV_LS为逻辑上的“1”时的时段，也就是下臂开关LSS为导通的时段；相对的，上臂开启时间T_ON-H为上臂信号DRV_HS为逻辑上的“1”时的时段，也就是上臂开关HSS为导通的时段。

图3A也显示了电源控制器14如何调变峰值V_CS-PEAK。在图3A中，缩减补偿电压V_COMP-SC大约线性的关联于补偿电压V_COMP。举例来说，V_COMP-SC＝K*V_COMP，其中K为介于0与1之间的常数。电路上可以以一分压电阻电路切割补偿电压V_COMP，而产生缩减补偿电压V_COMP-SC。缩减补偿电压V_COMP-SC可以用来控制峰值V_CS-PEAK。举例来说，在下臂开启时间T_ON-L时，电流检测电压V_CS随着时间而上升。当电源控制器14发现电流检测电压V_CS超过缩减补偿电压V_COMP-SC时，电源控制器14就结束下臂开启时间T_ON-L，并经过空白时间TD_R后，开始上臂开启时间T_ON-H。因此，在空白时间TD_R内，电流检测电压V_CS变成0V，产生了峰值V_CS-PEAK，其大约等于缩减补偿电压V_COMP-SC，如同图3A所示。因此，电源控制器14依据补偿电压V_COMP，来调变峰值V_CS-PEAK。相较于图3A的左边的开关周期，图3A的右边的开关周期中，缩减补偿电压V_COMP-SC增加了，所以峰值V_CS-PEAK也增加了。换言之，电源控制器14使峰值V_CS-PEAK大约线性地关联于补偿电压V_COMP。

在图3A中，一个开关周期T_CYC，依序由空白时间TD_F、下臂开启时间T_ON-L、空白时间TD_R、与上臂开启时间T_ON-H所构成。频率信号CLK的一脉冲结束了上臂开启时间T_ON-H，开始空白时间TD_F。开关电压V_SW大约为0V时，空白时间TD_F结束，下臂开启时间T_ON-L开始。当电流检测电压V_CS超过缩减补偿电压V_COMP-SC时，下臂开启时间T_ON-L结束，空白时间TD_R开始。当开关电压V_SW大约为电压V_CP时，空白时间TD_R结束，上臂开启时间T_ON-H开始。频率信号CLK的下一脉冲结束了上臂开启时间T_ON-H，也结束了一个开关周期T_CYC。

ACF模式也是一种连续导通模式(continuous conduction mode，CCM)，因为流经主绕组LP的绕组电流I_M一直在变化，不会停止在0A。

同时参考图2与图3B。图3B为ACF电源转换器10操作于反激模式时的一些信号的波形。由上到下，图3B中的波形分别是频率信号CLK、上臂信号DRV_HS、下臂信号DRV_LS、电流检测电压V_CS、开关电压V_SW、以及绕组电压V_AUX。

如同图3B所示，当操作于反激模式时，如同字面上所代表的，上臂信号DRV_HS大致维持于逻辑上的“0”，使上臂开关HSS为关闭状态，只有以下臂信号DRV_LS来切换下臂开关LSS。反激模式是一非互补模式，因为上臂信号DRV_HS与下臂信号DRV_LS并不相互补。

在图3B中，频率信号CLK的一脉冲开始一开关周期T_CYC，也开始了下臂开启时间T_ON-L。当电流检测电压V_CS超过固定的参考电压V_CS-REF时，下臂开启时间T_ON-L结束，解磁时间T_DMG开始。参考电压V_CS-REF独立于补偿电压V_COMP。在解磁时间T_DMG中，二次侧绕组LS释放能量，用以建立输出电压V_OUT。当二次侧绕组LS释放能量完毕，解磁时间T_DMG结束，振荡时间T_OSC开始，开关电压V_SW开始振荡，如同图3B所示。之后，频率信号CLK的下一个脉冲结束了振荡时间T_OSC，也结束了一开关周期T_CYC。如同图3B所示，当操作于反激模式时，一开关周期T_CYC是由下臂开启时间T_ON-L、解磁时间T_DMG、与振荡时间T_OSC所构成。

如同图3B所示，当操作于反激模式时，峰值V_CS-PEAK并不随着缩减补偿电压V_COMP-SC或是补偿电压V_COMP变化而改变，大约维持等于固定的参考电压V_CS-REF。因此，峰值V_CS-PEAK独立于补偿电压V_COMP。

当操作于反激模式时，产生频率信号CLK的频率产生器受到补偿电压V_COMP所控制。相较于图3B的左边的开关周期，在图3B的右边的开关周期中，缩减补偿电压V_COMP-SC减少了，造成了开关周期T_CYC的长度增加。

当操作于反激模式时，也可以加上抖频，用以降低EMI的问题。举例来说，当操作于反激模式时，开关频率f_CYC以一平均频率为中心，周期性地变化于上限频率与下限频率之间，而平均频率是补偿电压V_COMP的函数。

尽管图3B显示上臂开关HSS固定为关闭状态，但本发明并不限于此。在另一个实施例中，当操作于反激模式时，上臂开关HSS并没有在下臂开启时间T_ON-L与解磁时间T_DMG为导通状态，但是可以在振荡时间T_OSC内短暂的开启，用以释放主绕组LP的漏感存放在电容CAC上的电能。

反激模式也是一种非连续导通模式(discontinuous conduction mode，DCM)，因为流经主绕组LP的绕组电流I_M有一段时间会停止在0A。

当操作于反激模式时，如果电源控制器14发现补偿电压V_COMP大于参考电压V_COMP-REF，电源控制器14就可以脱离反激模式，进入ACF模式。

图4放大说明图3A中，下臂开启时间T_ON-L内的电流检测电压V_CS的波形。当操作于ACF模式时，在下臂开启时间T_ON-L一开始时，主绕组LP的绕组电流I_M可能是负的，因此导致电流检测电压V_CS一开始为负。在下臂开启时间T_ON-L内，因为输入电压V_IN对主绕组的增磁，电流检测电压V_CS-随着时间线性的增加，直到电流检测电压V_CS-超过缩减补偿电压V_COMP-SC时。如同图4所示，当电流检测电压V_CS为负的时段，称为负电流时间T_ON-N；当电流检测电压V_CS为正的时段，称为正电流时间T_ON-P。唯有正电流时间T_ON-P大于负电流时间T_ON-N时，ACF电源转换器10才能对输出电压V_OUT提供电能。换言之，当正电流时间T_ON-P非常接近负电流时间T_ON-N时，代表负载13可能不是处于重载状态，可能是处于中载状态或是轻载状态。

图4也可以发现，操作于ACF模式时，补偿电压V_COMP或是缩减补偿电压V_COMP-SC并不能代表负载13的状态，因为有负电流时间T_ON-N的存在。所以，相较于依据补偿电压V_COMP来脱离ACF模式，依据正电流时间T_ON-P与负电流时间T_ON-N来决定是否脱离ACF模式，将是比较好的选择。

如同图2所举例的，在一实施例中，电源控制器14检查正电流时间T_ON-P与负电流时间T_ON-N是否符合一预定关系，来判断是否脱离ACF模式，进入反激模式。举例来说，当T_ON-P<T_ON-N+K_T时，电源控制器14可以脱离ACF模式，进入反激模式，其中，K_T为一固定值。这预定关系并非限定于比较正电流时间T_ON-P与负电流时间T_ON-N的大小，在另一个实施例中，电源控制器14检查吸能工作周期D_ON-P是否小于一定值，其中吸能工作周期D_ON-P定义为T_ON-P/(T_ON-P+T_ON-N)。当吸能工作周期D_ON-P小于该定值时，电源控制器14可以脱离ACF模式，进入反激模式。

在一实施例中，当正电流时间T_ON-P与负电流时间T_ON-N符合该预定关系时，电源控制器14就马上脱离ACF模式，进入反激模式，但本发明并不限于此。在另一个实施例中，当该预定关系持续符合一段预定时间，譬如说1ms，电源控制器14才脱离ACF模式，进入反激模式。这样延迟一段预定时间才脱离ACF模式的方法，可以在负载瞬时反应(load transientresponse)测试时得到好处。假定这一段预定时间是1ms，且在负载瞬时反应测试下，负载13的轻重载切换周期小于1ms，意味着负载13脱离重载状态不超过1ms，就会回到重载状态。那在如此负载瞬时反应测试下，电源控制器14就会一直操作于ACF模式，不会进入反激模式。如此ACF电源转换器10享有比较快的反应速度以及比较稳定的输出电压。

图5A显示图1的实施例中，开关频率f_CYC与补偿电压V_COMP的关系。当操作于ACF模式时，开关频率f_CYC与补偿电压V_COMP的关系，以线条Cf_CYC-ACF表示；当操作于反激模式时，则以线条Cf_CYC-FLY表示。线条Cf_CYC-ACF显示，操作于ACF模式时，开关频率f_CYC为固定值f_H，独立于补偿电压V_COM。线条Cf_CYC-FLY，在补偿电压V_COMP介于4.3V与0.7V之间，则显示了操作于反激模式时，开关频率f_CYC与补偿电压V_COMP有一正向的线性关系；开关频率f_CYC随着补偿电压V_COMP增加而线性地增加。当图1的实施例具有抖频的功能时，线条Cf_CYC-ACF与Cf_CYC-FLY，就分别表示操作于ACF模式与反激模式时，开关频率f_CYC抖频时的平均频率。

图5A也显示了，当补偿电压V_COMP低于0.5V时，电源控制器14可以操作于丛发模式(burst mode)，不论先前是操作于ACF模式或是反激模式。丛发模式可以节省开关损失，提升轻载或是无载状态时的电能转换效率。当输出电流I_O很低但大于0A，使得补偿电压V_COMP低于0.5V时，电源控制器14就关闭上臂开关HSS以及下臂开关LSS，使开关频率f_CYC为0，停止电能转换。但是，既然输出电流I_O大于0A，没有电能转换的结果，最终将会导致补偿电压V_COMP随着时间而上升。一旦电源控制器14发现补偿电压V_COMP超过0.7V，电源控制器14就恢复为操作于ACF模式或是反激模式，开始电能转换。如果输出电流I_O依然很低，ACF电源转换器10供应给负载13的电能大于负载13所消耗的电能，一段时间后，补偿电压V_COMP将会再度低于0.5V，导致电能转换停止。如此，开关频率f_CYC会循环地一段时间不为0Hz，另一段时间为0Hz，这称为丛发模式。

图5B显示图1的实施例中，峰值V_CS-PEAK与补偿电压V_COMP的关系。当操作于ACF模式时，峰值V_CS-PEAK与补偿电压V_COMP的关系，以线条CV_CS-P-ACF表示；当操作于反激模式时，则以线条CV_CS-P-FLY表示。线条CV_CS-P-ACF显示，操作于ACF模式时，峰值V_CS-PEAK与补偿电压V_COMP有一正向的线性关系；峰值V_CS-PEAK随着补偿电压V_COMP增加而增加。线条CV_CS-P-FLY则显示了，操作于反激模式时，峰值V_CS-PEAK为固定的参考电压V_CS-REF，独立于补偿电压V_COMP。

图5C显示图1的实施例中，处于稳态时，输出电流I_O与补偿电压V_COMP的关系，以及ACF模式与反激模式之间的切换。当操作于ACF模式时，输出电流I_O与补偿电压V_COMP的关系以线条CI_O-ACF表示；当操作于反激模式时，则以线条CI_O-FLY表示。假定ACF电源转换器10的起始状态是输出电流I_O小于参考电流I_O-2，依据图5C，电源控制器14一开始是操作于反激模式。输出电流I_O的改变，将会使补偿电压V_COMP依据线条CI_O-FLY而跟着变化。之后，假定输出电流I_O逐渐地增加。当输出电流I_O超过参考电流I_O-1时，电源控制器14发现了补偿电压V_COMP大于参考电压V_COMP-REF。因此，电源控制器14脱离反激模式，进入ACF模式，补偿电压V_COMP会跳跃式的增高，如同图5C所示。之后，输出电流I_O的改变，将会使补偿电压V_COMP依据线条CI_O-ACF而跟着变化。之后，当输出电流I_O缩小到参考电流I_O-2时，电源控制器14发现了正电流时间T_ON-P与负电流时间T_ON-N已经符合脱离ACF模式的预定关系，因此脱离ACF模式，进入反激模式，补偿电压V_COMP会跳跃式的减少。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

附图标记列表

10 ACF电源转换器

13 负载

14 电源控制器

ACC 有源钳位电路

BD 桥式整流器

CAC 电容

CCOMP 补偿电容

CI_O-ACF、CI_O-FLY、CV_CS-P-ACF、CV_CS-P-FLY、Cf_CYC-ACF、Cf_CYC-FLY 线条

CLK 频率信号

CS 电流检测接脚

DVR 驱动器

DRV_HS 上臂信号

DRV_LS 下臂信号

EA 误差放大器

f_CYC 开关频率

f_H 固定值

FB 回馈接脚

GNDI 输入地电源线

GNDO 输出地电源线

HD、LD 接脚

HSS 上臂开关

I_M 绕组电流

IN 输入电源线

I_O 输出电流

I_O-1、I_O-2 参考电流

LA 辅助绕组

LP 主绕组

LS 二次侧绕组

LSS 下臂开关

OPT 光耦合器

OUT 输出电源线

RA、RB 电阻

RCS 电流检测电阻

T_CYC 开关周期

TD_F、TD_R 空白时间

TF 变压器

T_DMG 解磁时间

T_ON-H 上臂开启时间

T_ON-L 下臂开启时间

T_ON-N 负电流时间

T_ON-P 正电流时间

T_OSC 振荡时间

V_AC 交流市电

V_AUX 绕组电压

V_CC 操作电源

V_COMP 补偿电压

V_COMP-REF 参考电压

V_COMP-SC 缩减补偿电压 V_CP 电压

V_CS 电流检测电压

V_CS-PEAK 峰值

V_CS-REF 参考电压

VCC 电源接脚

V_FB 回馈电压

V_IN 输入电压

V_OUT 输出电压

V_P 正电压

V_REF-TAR 目标电压

V_SW 开关电压

Claims (10)

1.一种有源钳位反激电源转换器，包含有：

下臂开关，用以连接变压器的主绕组至第一电源线；

上臂开关，与电容串联以构成有源钳位电路，其中，该有源钳位电路并联于该主绕组；以及

控制电路，架构来依据补偿信号以及电流检测信号，提供上臂信号以及下臂信号，分别控制该上臂开关以及该下臂开关，用以调整该有源钳位反激电源转换器的输出电压；

其中，该控制电路可选择性地操作于数个操作模式其中之一，该等操作模式包含有互补模式，使该上臂信号以及该下臂信号大致为互补；

该电流检测信号可代表流经该主绕组的电感电流；以及

当操作于该互补模式时，该控制电路依据该电流检测信号，脱离该互补模式，进入非互补模式。

2.如权利要求1所述的有源钳位反激电源转换器，其中，该控制电路依据该电流检测信号小于0时的负电流时间，脱离该互补模式。

3.如权利要求2所述的有源钳位反激电源转换器，其中，该控制电路依据该电流检测信号大于0时的正电流时间，脱离该互补模式。

4.如权利要求1所述的有源钳位反激电源转换器，其中，操作于该互补模式时，该控制电路使该下臂开关与该上臂开关进行零电压切换。

5.如权利要求1所述的有源钳位反激电源转换器，其中，该非互补模式为非连续导通模式，该互补模式为连续导通模式。

6.如权利要求1所述的有源钳位反激电源转换器，其中，当该控制电路操作于该互补模式时，该下臂信号具有开关频率，其大约为固定频率。

7.如权利要求6所述的有源钳位反激电源转换器，其中，当该控制电路操作于该互补模式时，该开关频率以该固定频率为中心频率，周期性地变化。

8.如权利要求6所述的有源钳位反激电源转换器，其中，该补偿信号依据比较该输出电压与目标电压而产生，该电流检测信号具有峰值，当该控制电路操作于该互补模式时，该控制电路使该峰值大约线性地关联于该补偿信号。

9.如权利要求1所述的有源钳位反激电源转换器，其中，该电流检测信号具有峰值，且当该控制电路操作于该非互补模式时，该控制电路使该峰值大约为预定值，独立于该补偿信号。

10.如权利要求1所述的有源钳位反激电源转换器，其中，当操作于该非互补模式时，该控制电路依据该补偿信号，脱离该非互补模式，进入该互补模式。

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