JP4797710B2 - 同期整流型フォワードコンバータ - Google Patents

Description

この発明は同期整流を行うフォワード型のコンバータに関し、特に、逆電流動作時の課題を解消した同期整流型フォワードコンバータに関するものである。

一般に、同期整流型フォワードコンバータは、その回路構成上、コンバータが出力端子間に発生しようとする電圧に比べて高い電圧が、その出力端子間に負荷（外部）から印加されると、コンバータの出力側から入力側ヘ電流が逆流するいわゆる「逆電流」という現象が生じる。

このような逆電流発生時の動作（以下、「逆電流動作」）は種々の問題を生じるので、従来は上記逆電流を検知して回路動作を制御するようにしていた。

特許文献１には逆電流検知回路を備えた同期整流型フォワードコンバータが示されている。ここで特許文献１の逆電流検知回路の動作について図１を参照して説明する。この図１は特許文献１の特に図５に示されている回路の主要部を抜き出したものである。

図１において、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１には直列に主スイッチ素子Ｑ１を接続している。トランスＴ１の２次巻線Ｎ２には直列にチョークコイルＬ１および整流スイッチ素子Ｑ２を接続していて、出力端子３２ａ−３２ｂ間に並列に平滑コンデンサＣ２を接続している。また、チョークコイルＬ１と平滑コンデンサＣ２とともにループを構成し、チョークコイルＬ１の励磁エネルギの放出時の転流経路となる位置に転流スイッチ素子Ｑ３を設けている。また、転流スイッチ素子Ｑ３のゲート・ソース間には転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ４を接続している。

トランスＴ１の３次巻線Ｎ３には整流ダイオードＤ２、転流ダイオードＤ１、チョークコイルＬ２、平滑コンデンサＣ３からなる３次整流平滑回路を設けている。この３次整流平滑回路の出力電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧してスイッチング制御回路２３に対する制御電圧として与えるようにしている。この抵抗分圧回路の出力点をＸ点という。

逆電流検知回路２５は抵抗Ｒ３，Ｒ４およびダイオードＤ３，Ｄ４，Ｄ５を介してコンデンサＣ４を充電する回路であり、抵抗Ｒ３の一端は３次整流平滑回路２２のダイオードＤ１，Ｄ２のアノードに接続し、抵抗Ｒ４の一端は主スイッチ素子Ｑ１のゲートに接続し、ダイオードＤ５のアノードは上記Ｘ点に接続している。

図２は図１に示した各部の電圧波形を示す図である。通常動作時は図２の（Ａ）に示すように、主スイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧とダイオードＤ１，Ｄ２のアノード電圧とは相補的な波形であり、Ｘ点の電圧（以下、「Ｘ点電圧」）は図に示すように一定電圧になる（回路定数の設定により一定電圧にできる。）
一方、スイッチング制御回路２３は、通常動作時に逆電流検知回路２５のコンデンサＣ４の充電電圧とＸ点電圧とがほぼ等しいため、両者を接続するダイオードＤ５はオフ状態であり、Ｘ点電圧はスイッチング制御回路２３に対する制御電圧としてそのまま印加される。

ここで、図１に示した同期整流型フォワードコンバータ１００の出力端子３２ａ−３２ｂ間に外部（負荷）から過電圧が印加されると逆電流が生じる。このような逆電流が生じてもスイッチング制御回路２３は動作を継続する。図２の（Ｂ）は逆電流動作時の各部の電圧波形図である。このように逆電流が生じると、主スイッチ素子Ｑ１のゲートに対してＱ１をオンさせるための電圧印加時間Ｔｏｎが短くなり、このＱ１ゲート・ソース間電圧とダイオードＤ１，Ｄ２のアノード電圧とは相補的ではなくなる。これによりコンデンサＣ４の非充電期間Ｐが生じ、Ｘ点電圧に周期的な窪み（電圧低下）が生じる。これはスイッチング周期ごとに生じる。

このＸ点電圧がスイッチング制御回路２３に与えられる制御電圧であるので、Ｘ点電圧が低下すると、スイッチング制御回路２３は出力端子３２ａ−３２ｂへの出力電圧が低下したものと見なして、出力電圧を上昇させる方向に主スイッチ素子Ｑ１を制御する。すなわちオンデューティ比を高める。その結果、出力電圧が上昇し、所定の時点で出力電圧の上昇が停止し、逆電流動作が停止する。
特許第３３９１３２０号公報

ところが逆電流動作時、出力端子間電圧が設定値より高い状態であるので、この出力端子間電圧にほぼ比例する電圧が３次整流平滑回路から出力され、Ｘ点の平均的な電圧が上昇していく。図２の（Ｃ）はその様子を示している。このＸ点の平均的な電圧上昇に伴ってスイッチング制御回路２３は出力電圧を低下させる方向に主スイッチ素子Ｑ１のスイッチング制御を行う。この動作は前記逆電流検知時の動作とは反対の矛盾する動作である。このように反対の、すなわち出力電圧を低下させる方向の制御動作であっても、逆電流が小さい段階では問題とはならない。しかし逆電流が大きくなると上記の矛盾によって逆電流を抑制できなくなる可能性があった。この問題は、逆電流によってＸ点電圧が際限なく上昇しようとするために生じる。

上記Ｘ点電圧の上昇が続くと、出力電圧を下げようとする方向の制御によって最終的には主スイッチ素子Ｑ１のオン期間が０の状態（以下、「ゲートパルスの消失」状態）となる。これはスイッチング制御回路２３による制御が停止することを意味し、この状態になると２次側のチョークコイルＬ１のエネルギによって自励発振が生じるようになる。この自励発振時のスイッチング周波数は通常動作時のスイッチング周波数よりかなり低く（たとえば半分程度に）なるので様々な問題が生じる。たとえばスイッチング制御回路２３の動作が不安定となり、トランスの励磁時間が延びるため主スイッチ素子Ｑ１、整流スイッチ素子Ｑ２、および転流スイッチ素子Ｑ３に過大なドレイン電圧が印加され、ドレイン電流が流れるためストレスが掛かり、破壊に至るおそれがある。

また、同期整流型フォワードコンバータ１００の入力電圧の急激な上昇や負荷電流の急激な低下等があれば出力電圧が一時的に上昇し、それに伴って上記Ｘ点電圧が上昇し、スイッチング制御回路２３は出力電圧を低下させようとする負帰還制御がはたらく。しかし、上記Ｘ点電圧は３次整流平滑回路の出力電圧、すなわち３次巻線の誘起電圧を整流するとともに平滑した電圧そのものであるので、上記入力電圧の急激な上昇や負荷電流の急激な低下等が生じてもＸ点電圧の過渡的な上昇変化が小さく且つ遅れが生じる。そのため出力電圧安定化の応答性が悪い。この現象は上記自励発振動作の有無に限らない。

そこで、この発明の目的は、逆電流動作時の自励発振を防止し、且つ通常動作時の出力安定化応答性を高めた同期整流型フォワードコンバータを提供することにある。

上記課題を解決するために、この発明の同期整流型フォワードコンバータは次のように構成する。

〔１〕１次巻線、２次巻線、３次巻線をそれぞれ備えたトランス（Ｔ１）と、該トランスの１次巻線（Ｎ１）に直列に接続した主スイッチ素子（Ｑ１）と、前記トランスの２次巻線に対して直列に接続したチョークコイル（Ｌ１）と、出力端子間（３２ａ−３２ｂ）に並列に接続した平滑コンデンサ（Ｃ２）と、前記トランスの２次巻線に対して直列に接続され、前記主スイッチ素子のオン・オフに同期してオン・オフする整流スイッチ素子（Ｑ２）と、前記主スイッチ素子のオン・オフに同期してオフ・オンし、オンによって前記チョークコイルの励磁エネルギの放出経路を構成する転流スイッチ素子（Ｑ３）と、制御電圧入力部に与えられる制御電圧で負帰還動作するように前記主スイッチ素子のスイッチング制御（オンデューティ比制御）を行うスイッチング制御回路（２３）と、を備えた同期整流型フォワードコンバータにおいて、
一定の直流電圧を生成する定常電圧生成回路（２７）と、前記トランスの３次巻線（Ｎ３）の誘起電圧を整流平滑する３次整流平滑回路（２２）と、前記３次整流平滑回路の出力に接続されたコンデンサおよび抵抗からなる変化電圧検出回路（２８）と、を設け、前記スイッチング制御回路の制御電圧入力部には、前記定常電圧生成回路の出力と前記変化電圧検出回路の出力との合成電圧が与えられることを特徴としている。

〔２〕また、前記トランスの３次巻線の誘起電圧を整流平滑する３次整流平滑回路と、前記３次整流平滑回路の出力に接続されたコンデンサおよび抵抗からなる変化電圧検出回路（２８）と、前記３次整流平滑回路の出力電圧に応じて出力し、該出力の上限を所定の上限値に制限する定常電圧生成回路（２７）と、を設け、前記スイッチング制御回路の制御電圧入力部には、前記定常電圧生成回路の出力と前記変化電圧検出回路の出力との合成電圧が与えられるようにする。

〔３〕前記定常電圧生成回路は、例えば、前記３次整流平滑回路の出力電圧と基準電圧（Ｖｒ）とを比較して前記３次整流平滑回路の出力電圧を安定化させるレギュレータ回路で構成する。

〔４〕また、例えば、前記出力端子間に接続される負荷回路から電流が逆流する逆電流状態を検知するとともに、該逆電流状態でのみ前記レギュレータ回路を作動させる逆電流検知回路（３０）を設ける。

〔１〕定常電圧生成回路（２７）は一定の直流電圧をスイッチング制御回路（２３）の制御電圧入力部へ与え、変化電圧検出回路（２８）は３次整流平滑回路（２２）の出力電圧の過渡的変化電圧を検出して、その変化電圧をスイッチング制御回路の制御電圧入力部へ与えるので、スイッチング制御回路（２２）の制御電圧入力部へ与えられる制御電圧が、平均的には上記一定の直流電圧であるか、この一定の直流電圧を上回ることがないので、逆電流動作時にスイッチング制御回路の制御電圧が際限なく上昇しようとする動作が回避でき、自励発振に至ることはない。

また、３次整流平滑回路の出力電圧の過渡的変化電圧がスイッチング制御回路の制御電圧入力部へ与えられるので、同期整流型フォワードコンバータの入力電圧や負荷の過渡的な変動に応じてフィードバックが掛かるので、出力電圧の安定化に対する応答性が高く維持できる。

〔２〕定常電圧生成回路により、３次整流平滑回路（２２）の出力電圧が所定の上限値に制限されるとともに、その電圧がスイッチング制御回路（２３）の制御電圧入力部に与えられるので、トランスの３次巻線電圧（負荷への出力電圧）の変動に応じて負帰還が掛かる。そのため、逆電流動作時以外には同期整流型フォワードコンバータの入力電圧の変動や負荷の変動があっても出力電圧の安定化を図ることができる。

〔３〕３次整流平滑回路（２２）の出力電圧と基準電圧とを比較して３次整流平滑回路の出力電圧を安定化させるレギュレータ回路で前記定常電圧生成回路（２７）を構成したことにより、出力電圧をより安定化できる。

〔４〕逆電流検知回路（３０）が逆電流状態を検知して前記レギュレータ回路を作動させることによって、逆電流動作時にのみ３次整流平滑回路の出力電圧の上限が制限され、逆電流動作時以外では制限されない。そのため、入力電圧や負荷の変動などの逆電流以外の要因で３次整流平滑回路の出力電圧が上昇しても、その電圧が上限値に制限されず、通常動作により出力電圧の安定化が図れる。

《 第１の実施形態 》
第１の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータについて図３〜図５を基に説明する。
図３は、一部をブロック化した同期整流型フォワードコンバータの回路図である。図３に示すように、トランスＴ１には１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２、および３次巻線Ｎ３を備えている。１次巻線Ｎ１には直列に主スイッチ素子Ｑ１を接続している。トランスＴ１の２次巻線Ｎ２には同期整流回路２６を接続していて、出力端子３２ａ，３２ｂから負荷へ出力電圧を供給するようにしている。トランスＴ１の３次巻線Ｎ３には３次整流平滑回路２２を接続している。定常電圧生成回路２７は３次整流平滑回路２２の出力電圧を入力して定常電圧（直流電圧）を生成し、スイッチング制御回路２３の制御電圧入力部（Ｘ点）に制御電圧として与える。変化電圧検出回路２８は３次整流平滑回路２２の出力電圧の過渡的変化電圧を検出してそれをスイッチング制御回路２３の制御電圧入力部（Ｘ点）に与える。

スイッチング制御回路２３は、主スイッチ素子Ｑ１および同期整流回路２６に対してスイッチング制御信号を出力してそれらのスイッチングを行う。また、このスイッチング制御回路２３は、上記Ｘ点に与えられる制御電圧で負帰還動作するように主スイッチ素子Ｑ１のオンデューティ比を制御して出力端子３２ａ−３２ｂ間の出力電圧が安定化するように制御する。

図３に示した同期整流型フォワードコンバータにおいて従来の同期整流型フォワードコンバータと異なるのは、３次整流平滑回路２２の出力電圧から定常電圧を生成する定常電圧生成回路２７および変化電圧を検出して出力する変化電圧検出回路２８を設けたことである。

次に、上記同期整流型フォワードコンバータの具体的な回路構成を図４を基に説明する。
トランスＴ１の１次巻線Ｎ１には直列に主スイッチ素子Ｑ１を接続し、入力端子２１ａ−２１ｂ間に平滑用およびフィルタ用のコンデンサＣ１を接続している。トランスＴ１の２次巻線Ｎ２には直列にチョークコイルＬ１および整流スイッチ素子Ｑ２を接続していて、出力端子３２ａ−３２ｂ間に並列に平滑コンデンサＣ２を接続している。また、チョークコイルＬ１と平滑コンデンサＣ２とともにループを構成し、チョークコイルＬ１の励磁エネルギの放出時の転流経路となる位置に転流スイッチ素子Ｑ３を設けている。転流スイッチ素子Ｑ３のゲート・ソース間には転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ４を接続している。また、整流スイッチ素子Ｑ２のドレインから転流スイッチ素子Ｑ３のゲート方向にダイオードＤ６を設けている。このようにして同期整流回路２６を構成している。

トランスＴ１の３次巻線Ｎ３には直列にチョークコイルＬ２および整流ダイオードＤ２を接続していて、出力部に平滑コンデンサＣ３を接続している。また、チョークコイルＬ２と平滑コンデンサＣ３とともにループを構成し、チョークコイルＬ２の励磁エネルギの放出時の転流経路となる位置に転流ダイオードＤ１を設けている。このようにして３次整流平滑回路２２を構成している。

定常電圧生成回路２７は３次整流平滑回路２２の出力電圧を入力して定常電圧（この例では所定の直流電圧）を発生する電圧出力回路２９と、その出力電圧を分圧する抵抗Ｒ１，Ｒ２を備えている。また、変化電圧検出回路２８はコンデンサＣ５および抵抗Ｒ５からなり、３次整流平滑回路２２の出力電圧のうち過渡的な変化電圧を検出し、スイッチング制御回路２３の制御電圧入力部に与える。スイッチング制御回路２３には上記定常電圧生成回路２７の出力電圧と変化電圧検出回路２８の出力電圧との合成電圧が制御電圧として与えられることになる。

スイッチング制御回路２３は主スイッチ素子Ｑ１のゲートに対してＱ１のオン・オフ制御パルスを出力する。信号伝達回路２４はこのスイッチング制御回路２３から出力されるスイッチングパルスを転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ４のゲートへ与える。
このようにして同期整流型フォワードコンバータ１０１を構成している。

図３・図４に示した同期整流型フォワードコンバータの動作を図５を参照して説明する。まず、スイッチング制御回路２３から主スイッチ素子Ｑ１のゲートへ印加される正の電圧によって主スイッチ素子Ｑ１がオンする。このＱ１のオンによりトランスＴ１の１次巻線Ｎ１に電流が流れる。これにともない、２次巻線Ｎ２の誘起電圧によって整流スイッチ素子Ｑ２がオンして、２次巻線Ｎ２→コンデンサＣ２→チョークコイルＬ１→整流スイッチ素子Ｑ２→２次巻線Ｎ２の経路で電流が流れ、Ｃ２が充電されるとともにＬ１に励磁エネルギが蓄積される。この時、信号伝達回路２４の出力はハイレベルであり、転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ４がオン状態、転流スイッチ素子Ｑ３がオフ状態である。

次に、スイッチング制御回路２３の制御により、主スイッチ素子Ｑ１がターンオフすると、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２の誘起電圧が反転して整流スイッチ素子Ｑ２のゲート電圧が反転するので、Ｑ２がターンオフする。また、信号伝達回路２４からの出力信号により転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ４がオフする。そのため転流スイッチ素子Ｑ３のゲートにダイオードＤ６を介してハイレベルの電圧が印加され、転流スイッチ素子Ｑ３がターンオンする。これによりチョークコイルＬ１→転流スイッチ素子Ｑ３→コンデンサＣ２→チョークコイルＬ１の経路で転流が生じる。
上記主スイッチ素子Ｑ１のオン・オフによって上記整流と転流を繰り返す。

また上記トランスＴ１の３次巻線Ｎ３に接続した３次整流平滑回路２２もフォワードコンバータ動作する。すなわち、主スイッチ素子Ｑ１のオン期間に３次巻線Ｎ３→コンデンサＣ３→チョークコイルＬ２→ダイオードＤ２→３次巻線Ｎ３の経路で電流が流れ、Ｃ３が充電されるとともにＬ２に励磁エネルギが蓄積される。主スイッチ素子Ｑ１がターンオフすると３次巻線Ｎ３の電圧が反転してダイオードＤ２がオフ状態となって、Ｌ２→Ｄ１→Ｃ３の経路で転流が生じる。これによって３次整流平滑回路２２の出力電圧がちょうど出力端子３２ａ−３２ｂ間の電圧に略比例した電圧となる。

図５は図４に示した各部の波形図である。主スイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧がハイレベルの期間ＴｏｎでＱ１はオン状態、ローレベルの期間ＴｏｆｆでＱ１はオフ状態となる。スイッチング制御回路２３はスイッチング周波数一定でＱ１のオンデューティ比を制御するので、出力電圧に応じて期間Ｔｏｎ・Ｔｏｆｆが変化する。

上記電圧出力回路２９が、３次整流平滑回路２２の出力電圧が所定の上限を超えない範囲で、その３次整流平滑回路２２の出力電圧をほぼそのまま出力する回路である場合、３次整流平滑回路２２の出力電圧に応じて、すなわち出力端子３２ａ−３２ｂ間の電圧に応じて、上記オン期間Ｔｏｎが変化する。そのことにより出力電圧が安定化する。

３次整流平滑回路２２の出力電圧が所定の上限値を超える状態では、電圧出力回路２９はその上限電圧を出力する。したがってＱ１のオン期間Ｔｏｎがそれ以下に短くなることはない。

そのため出力端子３２ａ−３２ｂ間に外部（負荷）から過電圧が印加されたとき、３次整流平滑回路２２の出力電圧が過大に上昇しても定常電圧生成回路２７からスイッチング制御回路２３に対して与えられる制御電圧が上限値を超えることがない。そのため前記ゲートパルスの消失現象が防止でき、自励発振動作が防止できる。

また、スイッチング制御回路２３に印加される制御電圧を３次整流平滑回路２２の出力電圧からとることによって、出力端子３２ａ−３２ｂ間の定常的な電圧変化に対応して応答できる。

また、変化電圧検出回路２８が出力電圧の過渡的な電圧変化に応じた変化電圧をスイッチング制御回路２３に与えるので、過渡的な電圧変動にも応答できる。因みに定常電圧成分（直流成分）と変化電圧成分（交流成分）を分けず、また上限を設けずに、３次整流平滑回路の出力電圧をそのままスイッチング制御回路２３へ帰還させた場合には、入力急変や負荷の急変等による過渡的な電圧上昇にそのまま応答してしまい、出力電圧の上昇から通常出力電圧への復帰時間が長くなってしまう。すなわち応答性が悪くなる。

《 第２の実施形態 》
次に、第２の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータについて図６を参照して説明する。
この第２の実施形態では、定常電圧生成回路２７が常に一定の直流電圧を発生するようにしている。すなわち図６において、定常電圧生成回路２７は一定電圧を発生する電圧源Ｅｓと、その電圧を分圧する抵抗Ｒ１，Ｒ２とから構成している。その他は図４に示したものと同様である。

このようにスイッチング制御回路２３に対する制御電圧のうち定常電圧（直流）成分を一定としたことにより、逆電流動作時の３次整流平滑回路２２の出力電圧の上昇によるスイッチング制御回路２３に対する制御電圧の過大な電圧上昇がなくなり、ゲートパルスの消失および自励発振が防止できる。また、入力電圧および負荷の急変に対する３次整流平滑回路２２の出力電圧の過渡的な変動については、変化電圧検出回路２８の出力電圧に応じてスイッチング制御回路２３が応答するので、この過渡的な変動に対しては出力端子３２ａ−３２ｂ間の電圧が安定化される。

《 第３の実施形態 》
次に、第３の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータについて図７を参照して説明する。
この第３の実施形態では、定常電圧生成回路２７として、３次整流平滑回路２２の出力部に対して直列接続したトランジスタＱ５、抵抗Ｒ１，Ｒ２、トランジスタＱ５のベース−コレクタ間に接続した抵抗Ｒ６、トランジスタＱ５のベースと接地（３次整流平滑回路２２の基準電圧端）の間に接続したダイオードＤ７およびツェナーダイオードＺＤ１で構成している。ここで、ダイオードＤ７はツェナーダイオードＺＤ１の温度ドリフト補正用に設けている。その他の構成は第１・第２の実施形態の場合と同様である。

このように定常電圧生成回路２７を構成したことにより、ツェナーダイオードＺＤ１が導通しない通常時の電圧範囲では、抵抗Ｒ６を介してＱ５のベース電流が流れるので、抵抗Ｒ１，Ｒ２による分圧電圧（Ｘ点電圧）は３次整流平滑回路２２の出力電圧にほぼ等しい。したがってＸ点電圧は３次整流平滑回路２２の出力電圧の変動（出力端子３２ａ−３２ｂ間の電圧変動）に応じて変動する。この状態ではスイッチング制御回路２３の制御によって出力端子３２ａ−３２ｂ間の定常的な電圧が安定化される。

逆電流動作時、３次整流平滑回路２２の出力電圧が上昇してツェナーダイオードＺＤ１が導通する状態では、抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路の両端に印加される電圧がツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧と等しくなる。したがって、定常電圧生成回路２７は電圧レギュレータ回路として作用し、３次整流平滑回路２２の出力電圧がそれ以上に上昇してもＸ点電圧はその上限値で一定となり、主スイッチ素子Ｑ１のオンデューティ比が下限値を下回ることがなく、いわゆるゲートパルスの消失および自励発振の問題が回避できる。

《 第４の実施形態 》
次に、第４の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータについて図８を参照して説明する。
この例では図８に示すように定常電圧生成回路２７として、オペアンプ３１を用いてレギュレータ回路を構成している。図７に示した例ではツェナーダイオードＺＤ１とトランジスタＱ５を含む回路でレギュレータ回路を構成したが、この図８に示す例では、オペアンプ３１、トランジスタＱ６およびそれらの周辺回路をさらに付加してレギュレータ回路を構成している。オペアンプ３１の非反転入力端子に基準電圧Ｖｒを印加し、反転入力端子に抵抗Ｒ８，Ｒ９による３次整流平滑回路２２の分圧電圧を印加するようにし、ツェナーダイオードＺＤ１と接地との間に接続したトランジスタＱ６をオペアンプ３１で駆動するように回路を構成している。その他の構成は第１〜第３の実施形態の場合と同様である。

このような構成により、３次整流平滑回路２２の出力電圧が過大に上昇した場合に、抵抗Ｒ８，Ｒ９による分圧電圧が基準電圧Ｖｒより上昇してオペアンプ３１の出力がローレベルとなってトランジスタＱ６がオンし、ツェナーダイオードＺＤ１が導通する。その結果トランジスタＱ５のオン抵抗が増大し、抵抗Ｒ１，Ｒ２の分圧出力（Ｘ点電圧）の上昇が制限される。これにより、いわゆるゲートパルスの消失および自励発振が防止できる。

このように基準電圧と比較して差動増幅するオペアンプを用いることによって、第３の実施形態に比べて逆電流動作時の電圧レギュレーションを高めることができる。

《 第５の実施形態 》
次に、第５の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータについて図９〜図１２を参照して説明する。
この同期整流型フォワードコンバータは図９示すように定常電圧生成回路２７としてトランジスタＱ５，Ｑ６およびツェナーダイオードＺＤ１を含むレギュレータ回路を構成するとともに、逆電流検知回路３０を設けている。３次整流平滑回路２２の構成は図４に示したものと同様である。その他の構成も第１〜第４の実施形態の場合と同様である。

図１０は図９に示した逆電流検知回路３０の具体例である。ここでＡ点は図９に示したトランジスタＱ６のベースに接続する。Ｌ２は３次整流平滑回路２２内のチョークコイルＬ２の一端（整流ダイオードＤ２および転流ダイオードＤ１のそれぞれのアノード）に接続する。また抵抗Ｒ４は主スイッチ素子Ｑ１のゲートまたはそのゲート信号と同一タイミング信号の出力部に接続する。この逆電流検知回路３０の構成は図１に示した従来の逆電流検知回路２５と同様であるが、Ａ点が図９に示したレギュレータ回路のトランジスタＱ６のベースに接続する点で異なっている。

逆電流が生じていない状態ではコンデンサＣ４に所定電圧が充電される状態であるので、Ａ点の電位はハイレベルを維持し、図９に示したトランジスタＱ６はオフ状態を保つ。したがってトランジスタＱ５はオン状態となって、抵抗Ｒ１，Ｒ２による分圧電圧（Ｘ点電圧）は３次整流平滑回路２２の出力電圧に応じて変動する。逆電流が生じた場合にはＡ点の電位が低下し、トランジスタＱ６が導通するので、トランジスタＱ５のオン抵抗が増大しＸ点電圧のそれ以上の上昇が制限される。すなわちレギュレータ回路として動作する。このように逆電流動作時にのみレギュレータ回路が動作するので、入力電圧の急変や負荷の急変等の他の要因で３次整流平滑回路２２の出力電圧が上昇した際の誤動作が防止できる。つまり、逆電流以外の要因で３次整流平滑回路２２の出力電圧が上昇した場合には、その電圧が上限値に制限されることなく３次整流平滑回路２２の出力電圧上昇に応答してスイッチング制御が適正に行われる。そのため、出力電圧の広範囲の安定化が図れる。

図１１は、図１０に示した３次整流平滑回路２２の出力電圧、コンデンサＣ４の電圧（Ｙ点電圧）Ｖｙ、および図９におけるＸ点電圧Ｖｘの波形を示している。ここで（Ａ）は逆電流動作時、（Ｂ）は過渡応答時である。但し、（Ａ）の時間軸のスパンはスイッチング周期オーダであり、（Ｂ）はそれより例えば数倍〜数十倍程度長いオーダである。逆電流動作時には図１０に示した逆電流検知回路３０のコンデンサＣ４の電圧がスイッチング周波数の周期で低下するが、Ｘ点電圧Ｖｘは定常電圧生成回路２７のレギュレータ動作によって一定電圧を保つ。一方、３次整流平滑回路の出力電圧が過渡的に変動した場合には、変化電圧検出回路２８からの電圧信号によってＸ点電圧Ｖｘは変化する。すなわち上記過渡的な変動に応答する。

図１２は図１０に示したものとは別の逆電流検知回路の構成例を示している。ここでＡ点は図９に示したトランジスタＱ６のベースに接続されるＡ点である。通常状態では主スイッチ素子Ｑ１のソースから入力端子２１ｂ方向（実線の矢印で示す方向）に電流が流れる。この時トランジスタＱ７のベース電位はエミッタ電位より低いのでＱ７はオフ状態を保つ。したがって図９に示したトランジスタＱ６はオフ状態を保つ。

逆電流動作時には、図１２において破線の矢印で示すように−入力端子２１ｂから主スイッチ素子Ｑ１のソース方向に電流が流れる。また３次整流平滑回路の出力電圧も通常時より高くなるので抵抗Ｒ１１→トランジスタＱ７→主スイッチ素子Ｑ１方向に電流が流れる。これに伴いトランジスタＱ７が導通し、Ａ点がローレベルとなる。そのため図９に示した定常電圧生成回路２７はレギュレータ動作する。なお、逆電流動作時、抵抗Ｒ１１→ダイオードＤ８→抵抗Ｒ１０→主スイッチ素子Ｑ１方向にも電流が流れる。ダイオードＤ８はトランジスタＱ７のベース電位の上限を制限するとともに、逆電流動作時にＱ１から抵抗Ｒ１０およびＲ１１を介して３次整流平滑回路方向への逆電流を防止する。

特許文献１に係るコンバータの構成を示す回路図である。 同コンバータの各部の波形図である。 第１の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータのブロック図である。 同コンバータの具体的な回路図である。 図４各部の波形図である。 第２の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図である。 第３の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図である。 第４の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図である。 第５の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図である。 逆電流検知回路の構成を示す図である。 図９各部の波形図である。 逆電流検知回路の他の構成を示す図である。

符号の説明

２１−入力端子
２２−３次整流平滑回路
２３−スイッチング制御回路
２４−信号伝達回路
２５，３０−逆電流検知回路
２６−同期整流回路
２７−定常電圧生成回路
２８−変化電圧検出回路
２９−電圧出力回路
３１−オペアンプ
３２−出力端子
１００，１０１−同期整流型フォワードコンバータ
Ｔ１−主トランス
Ｎ１−１次巻線
Ｎ２−２次巻線
Ｎ３−３次巻線
Ｑ１−主スイッチ素子
Ｑ２−整流スイッチ素子
Ｑ３−転流スイッチ素子
Ｑ４−転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子
Ｌ１，Ｌ２−チョークコイル
Ｃ２−平滑コンデンサ

Claims (4)

1. １次巻線、２次巻線、３次巻線を備えたトランスと、該トランスの１次巻線に直列に接続した主スイッチ素子と、前記トランスの２次巻線に対して直列に接続したチョークコイルと、出力端子間に並列に接続した平滑コンデンサと、前記トランスの２次巻線に対して直列に接続され、前記主スイッチ素子のオン・オフに同期してオン・オフする整流スイッチ素子と、前記主スイッチ素子のオン・オフに同期してオフ・オンし、オンによって前記チョークコイルの励磁エネルギの放出経路を構成する転流スイッチ素子と、制御電圧入力部に与えられる制御電圧で負帰還動作するように前記主スイッチ素子のスイッチング制御を行うスイッチング制御回路と、を備えた同期整流型フォワードコンバータにおいて、
   一定の直流電圧を生成する定常電圧生成回路と、
   前記トランスの３次巻線の誘起電圧を整流平滑する３次整流平滑回路と、
   前記３次整流平滑回路の出力に接続されたコンデンサおよび抵抗からなる変化電圧検出回路と、を設け、
   前記スイッチング制御回路の制御電圧入力部には、前記定常電圧生成回路の出力と前記変化電圧検出回路の出力との合成電圧が与えられる、同期整流型フォワードコンバータ。
2. １次巻線、２次巻線、３次巻線を備えたトランスと、該トランスの１次巻線に直列に接続した主スイッチ素子と、前記トランスの２次巻線に対して直列に接続したチョークコイルと、出力端子間に並列に接続した平滑コンデンサと、前記トランスの２次巻線に対して直列に接続され、前記主スイッチ素子のオン・オフに同期してオン・オフする整流スイッチ素子と、前記主スイッチ素子のオン・オフに同期してオフ・オンし、オンによって前記チョークコイルの励磁エネルギの放出経路を構成する転流スイッチ素子と、制御電圧入力部に与えられる制御電圧で負帰還動作するように前記主スイッチ素子のスイッチング制御を行うスイッチング制御回路と、を備えた同期整流型フォワードコンバータにおいて、
   前記トランスの３次巻線の誘起電圧を整流平滑する３次整流平滑回路と、
   前記３次整流平滑回路の出力に接続されたコンデンサおよび抵抗からなる変化電圧検出回路と、
   前記３次整流平滑回路の出力電圧に応じて出力し、該出力の上限を所定の上限値に制限する定常電圧生成回路と、を設け、
   前記スイッチング制御回路の制御電圧入力部には、前記定常電圧生成回路の出力と前記変化電圧検出回路の出力との合成電圧が与えられる、同期整流型フォワードコンバータ。
3. 前記定常電圧生成回路は、前記３次整流平滑回路の出力電圧と基準電圧とを比較して前記３次整流平滑回路の出力電圧を安定化させるレギュレータ回路である請求項２に記載の同期整流型フォワードコンバータ。
4. 前記出力端子間に接続される負荷回路から電流が逆流する逆電流状態を検知するとともに、該逆電流状態でのみ前記レギュレータ回路を作動させる逆電流検知回路を設けた請求項３に記載の同期整流型フォワードコンバータ。

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