JP4259577B2 - スイッチング電源装置および電子装置 - Google Patents
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 43
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 41
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 7
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 3
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 201000005569 Gout Diseases 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 1
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- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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Description
この発明はスイッチング電源装置およびそれを備えた電子装置に関するものである。
近年、例えばプリンタやファクシミリ等において、印刷動作を行っていない待機時に消費電力をなるべく削減することへの要求が高まっている。そのため、プリンタやファクシミリの電源回路部に用いられるスイッチング電源装置自体の待機時の消費電力の低減化が求められている。
このような電子装置の電源回路部には、一般にＲＣＣ方式のスイッチング電源装置が用いられているが、このようなＲＣＣ方式のスイッチング電源装置においては、負荷が軽くなるほどスイッチング周波数が高くなり、それにともなってスイッチング損失が増加するという特性をもっていて、そのままでは待機時のような軽負荷時の消費電力の低減が望めなかった。
そこで、ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置における軽負荷時の電力消費を低減するようにしたスイッチング電源装置として、例えば特許文献１が開示されている。このスイッチング電源装置は軽負荷時に第１のスイッチ素子の制御端子を一定時間強制的に接地させる回路を備えることによって、第１のスイッチ素子のターンオンを遅らせてスイッチング周波数が一定以上にならないようにしたものである。
ところが、このような回路によってスイッチング周波数の上限を定めるようにしたスイッチング電源装置においては、軽負荷時にスイッチング周波数を低下させて電力消費を大幅に削減する効果が小さいという問題があった。
そこでこの問題を解消したスイッチング電源装置が特許文献２に開示されている。この特許文献２のスイッチング電源装置は、第１のスイッチ素子のオン期間に最小オン期間を設定し、それ以上オン期間が短縮できないようにする回路を設けている。この場合、待機時にはオン期間が短縮できないため負荷への電力供給が過剰となって、出力電圧が上昇しはじめる。そこで、この出力電圧が若干上昇したことを検出してオフ期間を制御（延長）する回路を構成することによって、出力電圧の上昇を防止するとともにスイッチング周波数上昇の抑制を図っている。
特開平７−６７３３５号公報
特開２００４−８０９４１公報
ところが、特許文献２のスイッチング電源装置においては、出力電圧が上昇したことを検出して待機時を検知するものであるため、待機時の出力電圧と定格時の出力電圧の間に差が生じる。すなわち出力電圧の変動幅が大きくなるという問題があった。また、非軽負荷時におけるオン期間制御のためのフィードバック回路と軽負荷時におけるオフ期間制御のためのフィードバック回路の２系統が必要であったため、その系統の切替時にゲインが変化して負荷変動時の制御系統切替時に出力電圧が変動するという問題があった。
そこで、この発明の目的は、出力電圧の上昇を検出する方式を採用せず、またフィードバック回路を１系統とすることによって上述の２つの問題点を解消し、出力電圧の変動を抑えたスイッチング電源装置およびそれを備えた電子装置を提供することにある。
上記目的を達成するために、この発明のスイッチング電源装置は、
（１）１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２および帰還巻線Ｎ３を備えたトランスＴと、１次巻線Ｎ１に直列に接続された第１のスイッチ素子Ｑ１と、該第１のスイッチ素子Ｑ１の制御端子と前記帰還巻線Ｎ３との間に設けられた制御回路４と、前記２次巻線Ｎ２に接続された整流回路２と、該整流回路２から出力される出力電圧を検出して前記制御回路４へ１系統でフィードバックする出力電圧制御回路３とを備えたスイッチング電源装置において、
前記制御回路４は、非軽負荷時に前記出力電圧制御回路３からの１系統のフィードバック信号に基づいてオン状態の前記第１のスイッチ素子Ｑ１をターンオフさせるオン期間制御回路６と、軽負荷時に前記フィードバック信号に基づいて前記第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンを遅延させて前記第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間を制御するオフ期間制御回路５とを備え、
前記オフ期間制御回路５と前記オン期間制御回路６とを接続するように設けられ、前記フィードバック信号に基づいてインピーダンスが変化するインピーダンス回路８を備え、該インピーダンス回路のインピーダンス変化によって軽負荷時の前記オフ期間制御回路５の制御と、非軽負荷時の前記オン期間制御回路６の制御とを連続的に行うようにしたことを特徴としている。
（１）１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２および帰還巻線Ｎ３を備えたトランスＴと、１次巻線Ｎ１に直列に接続された第１のスイッチ素子Ｑ１と、該第１のスイッチ素子Ｑ１の制御端子と前記帰還巻線Ｎ３との間に設けられた制御回路４と、前記２次巻線Ｎ２に接続された整流回路２と、該整流回路２から出力される出力電圧を検出して前記制御回路４へ１系統でフィードバックする出力電圧制御回路３とを備えたスイッチング電源装置において、
前記制御回路４は、非軽負荷時に前記出力電圧制御回路３からの１系統のフィードバック信号に基づいてオン状態の前記第１のスイッチ素子Ｑ１をターンオフさせるオン期間制御回路６と、軽負荷時に前記フィードバック信号に基づいて前記第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンを遅延させて前記第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間を制御するオフ期間制御回路５とを備え、
前記オフ期間制御回路５と前記オン期間制御回路６とを接続するように設けられ、前記フィードバック信号に基づいてインピーダンスが変化するインピーダンス回路８を備え、該インピーダンス回路のインピーダンス変化によって軽負荷時の前記オフ期間制御回路５の制御と、非軽負荷時の前記オン期間制御回路６の制御とを連続的に行うようにしたことを特徴としている。
（２）また、（１）において、オフ期間制御回路５は、前記第１のスイッチ素子Ｑ１の制御端子と前記帰還巻線Ｎ３との間に挿入された第３のスイッチ素子Ｑ３と、該第３のスイッチ素子Ｑ３の制御端子と接地との間に挿入された第４のスイッチ素子Ｑ４とを備え、前記オン期間制御回路６は、第１のスイッチ素子Ｑ１の制御端子と接地との間に挿入された第２のスイッチ素子Ｑ２と、該第２のスイッチ素子Ｑ２へ制御電圧を与えるコンデンサＣ３を含む時定数回路とを備え、
前記インピーダンス回路８は、前記フィードバック信号による電流を前記コンデンサＣ３へ供給する第１の経路ｐ１と、 接地へバイパスする第２の経路ｐ２とを備えたことを特徴としている。
前記インピーダンス回路８は、前記フィードバック信号による電流を前記コンデンサＣ３へ供給する第１の経路ｐ１と、 接地へバイパスする第２の経路ｐ２とを備えたことを特徴としている。
（３）また、（１）または（２）の構成において、オン期間制御回路６の制御によるオン期間に最小オン期間を設定して、すべての入出力条件においてオン期間を最小オン期間以上に保って間欠発振を防止したことを特徴としている。
（４）また、（３）において、第１のスイッチ素子Ｑ１がオフである時に、第２のスイッチ素子Ｑ２の制御電圧を定めるオン期間制御回路６内のコンデンサＣ３の電圧を一定値に制限するクランプ回路を前記インピーダンス回路８に設けたことを特徴としている。
（５）また、（２）において、第２の経路を、第１のスイッチ素子Ｑ１がオフ状態である場合にのみ前記フィードバック信号による電流をバイパスする回路としたことを特徴としている。
（６）また、（１）〜（５）において、オフ期間制御回路５が、第１のスイッチ素子Ｑ１の制御端子に印加される電圧の上限を制限するリミット回路９を備えたことを特徴としている。
（７）この発明の電子装置は、上記何れかの構成のスイッチング電源装置を電源回路部に設けたことを特徴としている。
（１）軽負荷時に出力電圧制御回路３からのフィードバック信号に基づいてオン期間制御回路６が第１のスイッチ素子Ｑ１をターンオフさせ、非軽負荷時に同じく出力電圧制御回路３からのフィードバック信号に基づいてオフ期間制御回路５が第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンを遅延させてＱ１のオフ期間を制御するので、１系統のフィードバック回路によって第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間とオフ期間を制御することができる。そのため、負荷変動時の制御系統切替時に出力電圧が変動することがない。また、待機時の出力電圧上昇を検出する必要がないため、待機時の出力電圧と定格時の出力電圧との間に差が生じることがなく、出力電圧の変動幅が大きくなることもない。
しかも、出力電圧制御回路３からのフィードバック信号に基づいて、オフ期間制御回路５と前記オン期間制御回路６との間を接続するインピーダンス回路のインピーダンスが変化するによって、軽負荷時のオフ期間制御回路５の制御と、非軽負荷時のオン期間制御回路６の制御とが連続的に行われ、オン期間制御とオフ期間制御の切替時のリップルの増大や出力電圧の変動が生じることがない。
（２）前記インピーダンス回路がフィードバック信号による電流をオン期間制御回路６のコンデンサＣ３へ流す第１の経路ｐ１と、オン期間制御回路６を通らずに接地へバイパスする第２の経路ｐ２を備えたことにより、接地へバイパスする電流の割合を変えることによって、軽負荷時のオン期間の設定が可能となり、このことによって負荷供給電力とスイッチング周波数との関係（周波数特性）の設定が可能となる。
（３）前記オン期間制御回路６の制御によるオン期間に最小オン期間を設定したことにより、すべての入出力条件においてオン期間を最小オン期間以上に保つことができ、無負荷時においても間欠発振を防止できる。
（４）第１のスイッチ素子Ｑ１がオフ状態であるとき、クランプ回路が第２のスイッチ素子Ｑ２の制御電圧を定めるコンデンサ電圧を一定に制限してオフ期間を制限無しに延長するので、無負荷時において出力電圧の上昇が防止できる。
（５）第１のスイッチ素子Ｑ１がオフ状態のとき、前記バイパス回路が前記フィードバックによる電流をバイパスするようにして、コンデンサＣ３のオン期間における充電量とオフ期間における充電量をそれぞれ独立に変更できるようにしたので、負荷供給電力とスイッチング周波数との関係（周波数特性）の設定の自由度をさらに高めることができる。
（６）前記リミット回路が第１のスイッチ素子Ｑ１の制御端子に印加される電圧の上限を制限するので、広い入力電圧範囲にわたって使用可能となる。
（７）この発明の電子装置によれば、負荷の状態に関わらず負荷への電源電圧変動が少ないので常に安定な動作が可能となる。
［第１の実施形態］
第１の実施形態に係るスイッチング電源装置について図１・図２を参照して説明する。
図１はスイッチング電源装置の回路図である。このスイッチング電源装置は、１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２および帰還巻線Ｎ３を備えたトランスＴと、１次巻線Ｎ１に直列に接続した第１のスイッチ素子Ｑ１と、Ｑ１の制御端子と帰還巻線Ｎ３との間に設けた制御回路４と、２次巻線Ｎ２に接続した整流回路２と、整流回路２から出力される出力電圧を検出して制御回路４へフィードバックする出力電圧制御回路３とを備えている。第１のスイッチ素子Ｑ１はＭＯＳＦＥＴからなり、この第１のスイッチ素子Ｑ１と１次巻線Ｎ１との直列回路に入力電源である直流電源Ｖｃｃを印加する。
第１の実施形態に係るスイッチング電源装置について図１・図２を参照して説明する。
図１はスイッチング電源装置の回路図である。このスイッチング電源装置は、１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２および帰還巻線Ｎ３を備えたトランスＴと、１次巻線Ｎ１に直列に接続した第１のスイッチ素子Ｑ１と、Ｑ１の制御端子と帰還巻線Ｎ３との間に設けた制御回路４と、２次巻線Ｎ２に接続した整流回路２と、整流回路２から出力される出力電圧を検出して制御回路４へフィードバックする出力電圧制御回路３とを備えている。第１のスイッチ素子Ｑ１はＭＯＳＦＥＴからなり、この第１のスイッチ素子Ｑ１と１次巻線Ｎ１との直列回路に入力電源である直流電源Ｖｃｃを印加する。
整流回路２は、２次巻線Ｎ２に直列接続したダイオードＤ１とこのダイオードＤ１のカソードとグランドとの間に接続した平滑用コンデンサＣ１とから構成している。この２次巻線Ｎ２、ダイオードＤ１、およびコンデンサＣ１からなる２次側の回路と、上記第１のスイッチ素子Ｑ１が直列に挿入されている１次側の回路とによって主回路を構成している。
出力電圧制御回路３は、出力端子ＰｏとグランドＧｏｕｔとの間に抵抗Ｒ２，Ｒ３からなる分圧回路を備え、また抵抗Ｒ１とフォトカプラＰＣ１の発光ダイオードＰＤ１とシャントレギュレータＳＲとの直列回路を備えている。さらに抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点とシャントレギュレータＳＲのカソード端子との間に、抵抗Ｒ１５とコンデンサＣ９の直列回路からなる負帰還回路７を備えている。また抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点をシャントレギュレータＳＲのリファレンス端子に接続している。
制御回路４は、オフ期間制御回路５とオン期間制御回路６を備えている。帰還巻線Ｎ３の一端とＱ１のゲートとの間には、オフ期間制御回路５の第３のスイッチ素子Ｑ３とコンデンサＣ２を直列に挿入している。オフ期間制御回路５の抵抗Ｒ１３とコンデンサＣ１０による直列回路は時定数回路を構成している。第３のスイッチ素子Ｑ３のベースと入力電源側グランドＧｉｎとの間には抵抗Ｒ９と第４のスイッチ素子Ｑ４の直列回路を接続している。この第４のスイッチ素子Ｑ４のベースとコンデンサＣ１０との間に抵抗Ｒ２３，Ｒ２４を挿入している。またＱ４のベースとＧｉｎとの間に抵抗Ｒ２２とコンデンサＣ１１を設けている。Ｑ３のベース−エミッタ間にはノイズによる誤動作防止用のコンデンサＣ６を設けている。上記コンデンサＣ２の第１のスイッチ素子Ｑ１側の端子と入力電源ラインとの間には起動用の抵抗Ｒ４を接続している。
また、抵抗Ｒ２３，Ｒ２４の接続点と入力電源側グランドＧｉｎとの間にフォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＴ１と抵抗Ｒ１６の直列回路を設けている。
オン期間制御回路６のＱ１のゲート−入力電源側グランドＧｉｎとの間には第２のスイッチ素子Ｑ２を設けている。帰還巻線Ｎ３の両端間には抵抗Ｒ６，Ｒ７，コンデンサＣ３からなる時定数回路を設けている。またコンデンサＣ３の一方端とＱ２のベースとを接続して、Ｃ３の電圧がＱ２のベース−エミッタ間に印加されるように回路を構成している。
また、ＰＴ１とＲ１６との接続点とＱ２のベースとの間にダイオードＤ４を接続している。
なお、Ｑ１のゲート−ソース（Ｇｉｎ）間にはゲート保護用の抵抗Ｒ２１を接続している。
なお、Ｑ１のゲート−ソース（Ｇｉｎ）間にはゲート保護用の抵抗Ｒ２１を接続している。
上記フォトトランジスタＰＴ１、抵抗Ｒ１６，Ｒ２４、およびダイオードＤ４によってインピーダンス回路８を構成していて、ＰＤ１を介するフィードバック信号によりＰＴ１のインピーダンスが変化する。
図１に示したスイッチング電源装置の第１のポイントは、フォトトランジスタＰＴ１の電流をダイオードＤ４を介してコンデンサＣ３へ流す（充電する）とともに、抵抗Ｒ１６を介して入力電源側グランドＧｉｎへも流す（バイパスする）ように回路を構成したことである。
図１に示したスイッチング電源装置の第１のポイントは、フォトトランジスタＰＴ１の電流をダイオードＤ４を介してコンデンサＣ３へ流す（充電する）とともに、抵抗Ｒ１６を介して入力電源側グランドＧｉｎへも流す（バイパスする）ように回路を構成したことである。
第２のポイントは、上記インピーダンス回路８と、抵抗Ｒ２２，Ｒ２３，コンデンサＣ１１からなる時定数回路とによってＱ４のオンタイミングを制御するように回路を構成した点である。
図１に示したスイッチング電源装置の動作は次のとおりである。
[1.1]《軽負荷時》
軽負荷時は、以降に述べるようにＱ１のオフ期間を制御して出力電圧を定電圧化する。
軽負荷時は、以降に述べるようにＱ１のオフ期間を制御して出力電圧を定電圧化する。
[1.1.1]〔Ｑ１オフ期間〕
〈主回路の動作〉
Ｑ１のオフ期間では、まずトランスＴの励磁エネルギー（Ｑ１のオン期間に蓄積されたエネルギー）が２次側に出力される。通常のＲＣＣでは励磁電流（ここでは２次巻線Ｎ２を流れる電流）が０となると、帰還巻線Ｎ３に共振電圧が発生し、Ｑ１はターンオンしてオン期間へ移行する。しかし、この図１に示す回路では、Ｑ３がオンしない限りＱ１はターンオンできない。従って軽負荷時にはＱ３のターンオンがＱ１のオフ期間の終了条件となり、Ｑ３のターンオンにより、Ｃ２に蓄積されていた電荷によってＱ１がターンオンしてＱ１オン期間へ移行する。
〈主回路の動作〉
Ｑ１のオフ期間では、まずトランスＴの励磁エネルギー（Ｑ１のオン期間に蓄積されたエネルギー）が２次側に出力される。通常のＲＣＣでは励磁電流（ここでは２次巻線Ｎ２を流れる電流）が０となると、帰還巻線Ｎ３に共振電圧が発生し、Ｑ１はターンオンしてオン期間へ移行する。しかし、この図１に示す回路では、Ｑ３がオンしない限りＱ１はターンオンできない。従って軽負荷時にはＱ３のターンオンがＱ１のオフ期間の終了条件となり、Ｑ３のターンオンにより、Ｃ２に蓄積されていた電荷によってＱ１がターンオンしてＱ１オン期間へ移行する。
〈制御回路の動作〉
フォトトランジスタＰＴ１のインピーダンスによってＱ４がターンオンするまでの時間が決定される。すなわち、軽負荷時にはフォトカプラＰＣ１の発光ダイオードＰＤ１の電流が大きくなるため、ＰＴ１のインピーダンスが低くなり、ＰＴ１のコレクタ端子電圧が低くなる。ここで、Ｑ４のベース−エミッタ間電圧（コンデンサＣ１１の電圧）は、Ｒ２２，Ｒ２３，Ｃ１１からなる時定数回路によって決定されるため、ＰＴ１のコレクタ端子電圧によってＱ４がターンオンするまでの時間が決定される。したがって軽負荷でＰＴ１のコレクタ電圧が低いほどＱ１のオフ期間は長くなる。これは電流不連続モードの動作である。
フォトトランジスタＰＴ１のインピーダンスによってＱ４がターンオンするまでの時間が決定される。すなわち、軽負荷時にはフォトカプラＰＣ１の発光ダイオードＰＤ１の電流が大きくなるため、ＰＴ１のインピーダンスが低くなり、ＰＴ１のコレクタ端子電圧が低くなる。ここで、Ｑ４のベース−エミッタ間電圧（コンデンサＣ１１の電圧）は、Ｒ２２，Ｒ２３，Ｃ１１からなる時定数回路によって決定されるため、ＰＴ１のコレクタ端子電圧によってＱ４がターンオンするまでの時間が決定される。したがって軽負荷でＰＴ１のコレクタ電圧が低いほどＱ１のオフ期間は長くなる。これは電流不連続モードの動作である。
[1.1.2]〔Ｑ１オン期間〕
〈主回路の動作〉
Ｑ１がターンオンすると、Ｖｃｃ→トランスＴの１次巻線Ｎ１→Ｑ１→Ｇｉｎの経路で電流が流れ、トランスＴにエネルギーが蓄積される。Ｑ２がターンオンすればＱ１はターンオフしてＱ１オフ期間へ移行する。
〈主回路の動作〉
Ｑ１がターンオンすると、Ｖｃｃ→トランスＴの１次巻線Ｎ１→Ｑ１→Ｇｉｎの経路で電流が流れ、トランスＴにエネルギーが蓄積される。Ｑ２がターンオンすればＱ１はターンオフしてＱ１オフ期間へ移行する。
〈制御回路の動作〉
Ｑ１のオン期間中は帰還巻線Ｎ３に発生した電圧によりコンデンサＣ３が充電される。この時、帰還巻線Ｎ３の電圧により、Ｒ６，Ｒ７，Ｃ３からなる時定数回路に電流が流れ、Ｃ３の充電電圧が上昇する。また、コンデンサＣ１０の電圧により、ＰＴ１とＤ４を介する第１の経路ｐ１でＣ３，Ｒ７の並列回路に電流が流れ、Ｃ３の充電電圧が上昇する。
Ｑ１のオン期間中は帰還巻線Ｎ３に発生した電圧によりコンデンサＣ３が充電される。この時、帰還巻線Ｎ３の電圧により、Ｒ６，Ｒ７，Ｃ３からなる時定数回路に電流が流れ、Ｃ３の充電電圧が上昇する。また、コンデンサＣ１０の電圧により、ＰＴ１とＤ４を介する第１の経路ｐ１でＣ３，Ｒ７の並列回路に電流が流れ、Ｃ３の充電電圧が上昇する。
Ｃ３の電圧がＱ２のオン電圧Ｖｂｅ（ｏｎ）に達すると、Ｑ２はターンオンし、Ｑ１のオフ期間へ移行する。
ところで、軽負荷時においては、Ｑ１がターンオンした時点でのＣ３の電圧は比較的高い。これは、ＰＴ１のインピーダンスが低く、Ｑ１のオフ期間中、Ｃ３への充電量が大きいためである。そのため、短いＱ１のオン期間でＣ３の電圧はＱ２のＶｂｅ（ｏｎ）に達し、Ｑ２のターンオンによりＱ１はターンオフする。
[1.2]《重負荷時》
重負荷時すなわち非軽負荷時は、以降に述べるように通常のＲＣＣと同様にＱ１のオン期間を制御することによって出力電圧を定電圧化する。
重負荷時すなわち非軽負荷時は、以降に述べるように通常のＲＣＣと同様にＱ１のオン期間を制御することによって出力電圧を定電圧化する。
[1.2.1]〔Ｑ１オフ期間〕
〈主回路の動作〉
Ｑ１のオフ期間では、トランスＴの励磁エネルギーが２次側に出力される。トランスＴの励磁電流が０になると、帰還巻線Ｎ３に共振電圧が発生する。この時、Ｑ３はオンしているため、共振電圧によりＱ１はターンオンし、Ｑ１オン期間へ移行する。
〈主回路の動作〉
Ｑ１のオフ期間では、トランスＴの励磁エネルギーが２次側に出力される。トランスＴの励磁電流が０になると、帰還巻線Ｎ３に共振電圧が発生する。この時、Ｑ３はオンしているため、共振電圧によりＱ１はターンオンし、Ｑ１オン期間へ移行する。
〈制御回路の動作〉
重負荷時には、フォトカプラＰＣ１のＰＤ１の電流が小さくなるため、ＰＴ１のインピーダンスが高く、ＰＴ１のコレクタ電圧は高くなる。これによりコンデンサＣ１１の充電時間が短くなり、Ｑ４のターンオンタイミングが早まる。そこで、重負荷時にはトランスＴの励磁電流が０となるタイミングではすでにＱ４がオンするように時定数を設定している。そのためＱ３はオンしていて、Ｑ１は帰還巻線Ｎ３に共振電圧が発生することによって直ちにターンオンする。これは、通常のＲＣＣと同様の電流臨界モードの動作である。
重負荷時には、フォトカプラＰＣ１のＰＤ１の電流が小さくなるため、ＰＴ１のインピーダンスが高く、ＰＴ１のコレクタ電圧は高くなる。これによりコンデンサＣ１１の充電時間が短くなり、Ｑ４のターンオンタイミングが早まる。そこで、重負荷時にはトランスＴの励磁電流が０となるタイミングではすでにＱ４がオンするように時定数を設定している。そのためＱ３はオンしていて、Ｑ１は帰還巻線Ｎ３に共振電圧が発生することによって直ちにターンオンする。これは、通常のＲＣＣと同様の電流臨界モードの動作である。
また、ＰＴ１のインピーダンスが高いため、コンデンサＣ１０からＰＴ１→Ｄ４→（Ｃ３＋Ｒ７）の経路で流れる電流は少なく、コンデンサＣ３への充電量は少ない。しかも帰還巻線Ｎ３の電圧によりＣ３は負方向に充電されるため、Ｃ３の電位が負電位となった状態でＱ１オン期間へ移行する。
[1.2.2]〔Ｑ１オン期間〕
〈主回路の動作〉
Ｑ１がターンオンすると、Ｖｃｃ→Ｎ１→Ｑ１→Ｇｉｎの経路で電流が流れ、トランスＴにエネルギーが蓄積される。Ｑ２がターンオンすればＱ１はターンオフする。すなわちＱ１オフ期間へ移行する。
〈主回路の動作〉
Ｑ１がターンオンすると、Ｖｃｃ→Ｎ１→Ｑ１→Ｇｉｎの経路で電流が流れ、トランスＴにエネルギーが蓄積される。Ｑ２がターンオンすればＱ１はターンオフする。すなわちＱ１オフ期間へ移行する。
〈制御回路の動作〉
Ｑ１オン期間中は、帰還巻線Ｎ３に発生する電圧によって、Ｒ６を介してＣ３とＲ７の並列回路に電流が流れる。また、Ｃ１０の電圧によりＰＴ１→Ｄ４→（Ｃ３＋Ｒ７）の経路で電流が流れ、Ｃ３が充電される。最初Ｃ３の電位は負電位であるが、充電によりＱ２のオン電圧Ｖｂｅ（ｏｎ）に達すると、Ｑ１はターンオフしてＱ１オフ期間へ移行する。すなわちＰＴ１のインピーダンスによってＱ１のオン時間が変化し、定電圧制御が行われる。
Ｑ１オン期間中は、帰還巻線Ｎ３に発生する電圧によって、Ｒ６を介してＣ３とＲ７の並列回路に電流が流れる。また、Ｃ１０の電圧によりＰＴ１→Ｄ４→（Ｃ３＋Ｒ７）の経路で電流が流れ、Ｃ３が充電される。最初Ｃ３の電位は負電位であるが、充電によりＱ２のオン電圧Ｖｂｅ（ｏｎ）に達すると、Ｑ１はターンオフしてＱ１オフ期間へ移行する。すなわちＰＴ１のインピーダンスによってＱ１のオン時間が変化し、定電圧制御が行われる。
さて、図２は軽負荷時と重負荷時について、図１各部の電圧波形を示している。ここで（Ａ）は軽負荷時、（Ｂ）は重負荷時の場合である。また、図中のＶ（Ｃ１１）はコンデンサＣ１１の電圧、Ｖ（Ｃ３）はコンデンサＣ３の電圧であり、Ｑ４Ｖｂｅ（Ｏｎ）はスイッチ素子Ｑ４がオンするに要するベース−エミッタ間のしきい値電圧、Ｑ２Ｖｂｅ（Ｏｎ）はスイッチ素子Ｑ２がオンするに要するベース−エミッタ間のしきい値電圧である。
軽負荷時には（Ａ）に示すように、ｔｏのタイミングでＶ（Ｃ３）がＱ２Ｖｂｅ（Ｏｎ）に達するとＱ２がオンし、それにともなってＱ１がターンオフする。このＱ１のオフにより帰還巻線Ｎ３に逆電圧（フライバック電圧）が発生し、Ｑ２のコレクタ電位も負電位となる。そのためＱ２のベース−コレクタ間が逆通電して、Ｃ３は急速に放電される。
その後、ｔｏ〜ｔ１の期間で、帰還巻線Ｎ３に発生する逆電圧によって、Ｃ３→Ｒ６→Ｎ３の経路でＣ３が逆充電される。また、Ｃ１１はＣ１１→Ｑ４のベース・コレクタ間→Ｒ９→Ｃ６→Ｎ３の経路で放電（逆充電）される。一方、Ｃ１０→Ｒ２４→Ｒ２３→Ｃ１１の経路でもＣ１１は充電されているが、軽負荷時はＰＴ１のインピーダンスが低いため、その影響は小さい。
ｔ１のタイミングでＮ３の逆電圧がなくなり、トランスＴの励磁電流が０になると、Ｃ１１の充放電に関しては、「Ｃ１０→Ｒ２４→Ｒ２３→Ｃ１１の経路」でＣ１１が充電されるのみとなる。このとき、Ｒ２４→ＰＴ１→Ｒ１６の経路でも電流が流れるため、Ｃ１１の充電時定数はＰＴ１のインピーダンスによって変化する。すなわち、負荷の大きさによって、ｔ１〜ｔ２の図中Ａで示すＶ（Ｃ１１）の上昇傾きが変化する。
例えば、負荷が小さくなるほどＰＴ１のインピーダンスが小さくなるので、コンデンサＣ１１への充電時定数が大きくなって、上記傾きＡが小さくなる。逆に、負荷が大きくなるほどＰＴ１のインピーダンスが大きくなるので、コンデンサＣ１１への充電時定数が小さくなって、上記傾きＡが大きくなる。このことによりＱ４のオンタイミングが変化してＱ３のオンタイミングすなわちＱ１のオンタイミングが変化する。その結果、Ｑ１のオフ期間が制御されて定電圧が出力されることになる。このとき、Ｃ３はＣ１０→Ｒ２４→ＰＴ１→Ｄ４→Ｃ３の経路で充電され、Ｖ（Ｃ３）は上昇する。
そして、ｔ２でＱ１がターンオンすることにより、Ｎ３→Ｒ６→Ｃ３の経路でＣ３が充電され、図に表れているように、ｔ２〜ｔｏの期間でＶ（Ｃ３）はｔ１〜ｔ２までと比較して急に上昇する。ｔｏでＶ（Ｃ３）がＱ２Ｖｂｅ（Ｏｎ）に達したときＱ２がオンし、Ｑ１がターンオフする。
重負荷時には（Ｂ）に示すように、ｔｏのタイミングでＶ（Ｃ３）がＱ２Ｖｂｅ（Ｏｎ）に達するとＱ２がオンし、それにともなってＱ１がターンオフする。このときＱ１のオフにより帰還巻線Ｎ３に逆電圧（フライバック電圧）が発生し、Ｑ２のコレクタ電位も負電位となる。そのためＱ２のベース−コレクタ間が逆通電して、Ｃ３は急速に放電される。
その後、ｔｏ〜ｔ１の期間で、帰還巻線Ｎ３の発生する逆電圧によって、Ｃ３→Ｒ６→Ｎ３の経路でＣ３が逆充電される。また、Ｃ１０→Ｒ２４→ＰＴ１→Ｄ４→Ｃ３の経路で正方向に充電される経路も存在するので、Ｃ３の逆充電時定数はＰＴ１のインピーダンスによって左右される。また、重負荷時はＰＴ１のインピーダンスが比較的高くなるため、ＰＴ１のコレクタ電圧が高くなる。従って、ｔ０〜ｔ１の期間ではＣ１１は殆ど放電されず、すぐに充電され、ｔ１の時点では既にＱ４はオンしている。したがってＱ３もオンしている。
このようにｔ１のタイミングでＱ４は既にオンしているため、その後、Ｑ１は帰還巻線Ｎ３の共振電圧に基づいてターンオンする。
その後、Ｎ３→Ｒ６→Ｃ３の経路でＣ３が正方向に充電される。その後、ｔｏのタイミングでＶ（Ｃ３）の電圧がＱ２Ｖｂｅ（Ｏｎ）に達すると、Ｑ２がオンしてＱ１はターンオフする。
したがって、重負荷時には図２の（Ｂ）に示すようにコンデンサＣ３の電圧Ｖ（Ｃ３）の図中Ｂで示す傾きが負荷により変化することによってＱ１のオン期間（ｔ１〜ｔｏ）が変化する。例えば負荷が小さくなるほどＰＴ１のインピーダンスが小さくなるので、第１の経路ｐ１を介してのコンデンサＣ３への正方向への充電時定数が小さくなり、Ｂの傾きが緩やかになって、Ｑ１ターンオン時点でのＶ（Ｃ３）がＰｏ２で示すように高くなる。その結果、Ｖ（Ｃ３）がＱ２Ｖｂｅ（Ｏｎ）に達するのが早く、Ｑ１のオン期間が短くなる。逆に、負荷が大きくなるほどＰＴ１のインピーダンスが大きくなるので、第１の経路ｐ１を介してのコンデンサＣ３への正方向への充電時定数が大きくなり、Ｂの傾きが急になって、Ｑ１ターンオン時点でのＶ（Ｃ３）がＰｏ１で示すように低くなる。その結果、Ｖ（Ｃ３）がＱ２Ｖｂｅ（Ｏｎ）に達するのが遅くなり、Ｑ１のオン期間が長くなる。
このようにして、負荷の大きさに応じてＱ１のオン期間が制御されて、定電圧が出力されることになる。
なお、出力電圧制御回路３に負帰還回路７を設けたため、フォトカプラＰＣ１のＰＤ１に流れる電流が急激に減少することがなく、フォトトランジスタＰＴ１は常に能動領域で動作する。そのため出力端子Ｐｏの電圧変化（出力リップル）に依存してＰＤ１がオン・オフすることがなく、スイッチング周波数は、オフ期間制御回路５とオン期間制御回路６の回路中のＣＲの定数によって決定される。
上述のように出力電圧の上昇によって軽負荷時（待機時）と重負荷時（定格時）の動作モードを切り替えるのではないため、待機時の出力電圧と定格時の出力電圧との間に差が生じることがない。また、フィードバック回路が１系統であるため、オン期間制御回路６とオフ期間制御回路５へのフィードバックを２系統設けた場合に、その切替時にゲインが変化することによって出力電圧が変動するといった不具合が生じることもない。
［第２の実施形態］
次に、第２の実施形態に係るスイッチング電源装置について図３・図４を参照して説明する。
図３はそのスイッチング電源装置の回路図である。図１に示した第１の実施形態に係るスイッチング電源装置と異なり、抵抗Ｒ１６に対して直列にダイオードＤ３を挿入している。その他の構成は図１に示した場合と同じである。
第１の実施形態では、Ｑ１オフ期間中にＣ１０→Ｒ２４→ＰＴ１→Ｄ４→Ｃ３の経路でコンデンサＣ３が正方向に充電されるが、無負荷時にはＰＴ１のインピーダンスが最小となって、Ｃ３の電位が速やかに上昇するため、回路定数の設定によってはＱ３がターンオンするよりも先にＱ２がターンオンしてしまい、その後にＱ３がオンしても、Ｑ１のゲートに電圧がかからず、Ｑ１がターンオンできない状況が生じる可能性がある。そうなれば間欠発振状態となってしまう。このような間欠発振状態では発振周期が長くなるため、負荷急変時の追従性が悪化する。
次に、第２の実施形態に係るスイッチング電源装置について図３・図４を参照して説明する。
図３はそのスイッチング電源装置の回路図である。図１に示した第１の実施形態に係るスイッチング電源装置と異なり、抵抗Ｒ１６に対して直列にダイオードＤ３を挿入している。その他の構成は図１に示した場合と同じである。
第１の実施形態では、Ｑ１オフ期間中にＣ１０→Ｒ２４→ＰＴ１→Ｄ４→Ｃ３の経路でコンデンサＣ３が正方向に充電されるが、無負荷時にはＰＴ１のインピーダンスが最小となって、Ｃ３の電位が速やかに上昇するため、回路定数の設定によってはＱ３がターンオンするよりも先にＱ２がターンオンしてしまい、その後にＱ３がオンしても、Ｑ１のゲートに電圧がかからず、Ｑ１がターンオンできない状況が生じる可能性がある。そうなれば間欠発振状態となってしまう。このような間欠発振状態では発振周期が長くなるため、負荷急変時の追従性が悪化する。
この第２の実施形態では、後述するように抵抗Ｒ１６に対して直列にダイオードＤ３を挿入したことにより、Ｑ１のオフ期間中のコンデンサＣ３の電圧を一定値にクランプでき、且つ、この値をＱ２がターンオンできないように低く設定することによって、Ｑ１オフ期間中にＱ２がターンオンすることがなく、間欠発振が防止できる。
図３に示したスイッチング電源装置の動作（特に図１に示したスイッチング電源装置と異なる動作）は次のとおりである。
[2.1]《軽負荷時》
軽負荷時にはＱ１のオン期間が一定であり、Ｑ１のオフ期間を制御することによって出力電圧を定電圧化する。
[2.1]《軽負荷時》
軽負荷時にはＱ１のオン期間が一定であり、Ｑ１のオフ期間を制御することによって出力電圧を定電圧化する。
[2.1.1]〔Ｑ１オフ期間〕
〈主回路の動作〉
第１の実施形態の場合と同様である。すなわち、軽負荷時にはＱ３のターンオンがＱ１のオフ期間の終了条件となり、Ｑ３のターンオンによりＱ１オン期間へ移行する。
〈主回路の動作〉
第１の実施形態の場合と同様である。すなわち、軽負荷時にはＱ３のターンオンがＱ１のオフ期間の終了条件となり、Ｑ３のターンオンによりＱ１オン期間へ移行する。
〈制御回路の動作〉
ＰＴ１を流れる電流は、Ｒ１６，Ｄ３を流れる経路ｐ２と、Ｄ４を介してＣ３を充電する経路ｐ１とに分けられる。このＤ４を介する経路ｐ１によってコンデンサＣ３は充電されるが、その電圧Ｖ（Ｃ３）は、Ｄ３，Ｄ４，Ｒ１６により一定電圧にクランプされる。ここで、ダイオードＤ３の順方向降下電圧をＶF(D3) 、抵抗Ｒ１６の降下電圧をＶR16 、ダイオードＤ４の順方向降下電圧をＶF(D4) とすれば、
ＰＴ１のエミッタ端子電圧はＶF(D3) ＋ＶR16 にクランプされるので、Ｃ３のクランプ電圧Ｖ（Ｃ３）CLは、
Ｖ（Ｃ３）CL＝ＶF(D3) ＋ＶR16 −ＶF(D4)
で表せる。
ＰＴ１を流れる電流は、Ｒ１６，Ｄ３を流れる経路ｐ２と、Ｄ４を介してＣ３を充電する経路ｐ１とに分けられる。このＤ４を介する経路ｐ１によってコンデンサＣ３は充電されるが、その電圧Ｖ（Ｃ３）は、Ｄ３，Ｄ４，Ｒ１６により一定電圧にクランプされる。ここで、ダイオードＤ３の順方向降下電圧をＶF(D3) 、抵抗Ｒ１６の降下電圧をＶR16 、ダイオードＤ４の順方向降下電圧をＶF(D4) とすれば、
ＰＴ１のエミッタ端子電圧はＶF(D3) ＋ＶR16 にクランプされるので、Ｃ３のクランプ電圧Ｖ（Ｃ３）CLは、
Ｖ（Ｃ３）CL＝ＶF(D3) ＋ＶR16 −ＶF(D4)
で表せる。
[2.1.2]〔Ｑ１オン期間〕
〈主回路の動作〉
第１の実施形態の場合と同様にＶｃｃ→Ｎ１→Ｑ１→Ｇｉｎの経路で電流が流れ、トランスＴにエネルギーが蓄積される。Ｑ２がターンオンすればＱ１はターンオフしてＱ１オフ期間へ移行する。
〈主回路の動作〉
第１の実施形態の場合と同様にＶｃｃ→Ｎ１→Ｑ１→Ｇｉｎの経路で電流が流れ、トランスＴにエネルギーが蓄積される。Ｑ２がターンオンすればＱ１はターンオフしてＱ１オフ期間へ移行する。
〈制御回路の動作〉
軽負荷時にはオン期間が一定となる。
軽負荷時にはオン期間が一定となる。
すなわち、Ｑ１がターンオンした時点でのＱ２のベース電圧（Ｃ３の電圧Ｖ（Ｃ３））は、上記クランプ電圧
Ｖ（Ｃ３）＝ＶF(D3) ＋ＶR16−ＶF(D4) に定まり、その後、帰還巻線Ｎ３に発生した電圧によりＣ３が充電される。この時の時定数は、ＰＴ１等のインピーダンスとは無関係にＲ６，Ｒ７，Ｃ３の回路により定まる。このようにコンデンサＣ３の充電電荷の初期値とＲ６，Ｒ７，Ｃ３による時定数回路の時定数が一定であることから、オン期間は一定となる。そして、Ｃ３の電圧がＱ２のオン電圧Ｖｂｅ（Ｏｎ）に達すると、Ｑ２はターンオンし、Ｑ１オフ期間へ移行する。
Ｖ（Ｃ３）＝ＶF(D3) ＋ＶR16−ＶF(D4) に定まり、その後、帰還巻線Ｎ３に発生した電圧によりＣ３が充電される。この時の時定数は、ＰＴ１等のインピーダンスとは無関係にＲ６，Ｒ７，Ｃ３の回路により定まる。このようにコンデンサＣ３の充電電荷の初期値とＲ６，Ｒ７，Ｃ３による時定数回路の時定数が一定であることから、オン期間は一定となる。そして、Ｃ３の電圧がＱ２のオン電圧Ｖｂｅ（Ｏｎ）に達すると、Ｑ２はターンオンし、Ｑ１オフ期間へ移行する。
[2.2]《重負荷時》
重負荷時は第１の実施形態の場合と同様の動作を行う。
図４は軽負荷時と重負荷時について図１各部の電圧波形を示している。（Ａ）は軽負荷時、（Ｂ）は重負荷時の場合である。軽負荷時には（Ａ）のようにコンデンサＣ３の電圧Ｖ（Ｃ３）がＱ１オフ期間に、Ｄ３，Ｄ４，Ｒ１６により一定電圧にクランプされるので、点Ａ１で示すように、コンデンサＣ３の充電電荷の初期値が一定である。また、Ｒ６，Ｒ７，Ｃ３による時定数回路の時定数が一定であるので、Ｑ１オン期間は一定となる。
重負荷時は第１の実施形態の場合と同様の動作を行う。
図４は軽負荷時と重負荷時について図１各部の電圧波形を示している。（Ａ）は軽負荷時、（Ｂ）は重負荷時の場合である。軽負荷時には（Ａ）のようにコンデンサＣ３の電圧Ｖ（Ｃ３）がＱ１オフ期間に、Ｄ３，Ｄ４，Ｒ１６により一定電圧にクランプされるので、点Ａ１で示すように、コンデンサＣ３の充電電荷の初期値が一定である。また、Ｒ６，Ｒ７，Ｃ３による時定数回路の時定数が一定であるので、Ｑ１オン期間は一定となる。
このようにコンデンサＣ３の電圧を一定値にクランプしたことにより、たとえ無負荷となってもＱ１オフ期間中にＶ（Ｃ３）がＱ２Ｖｂｅ（Ｏｎ）に達することがなく、Ｑ２がターンオンしないので、Ｑ１の最小オン時間が定められ、間欠発振が防止できる。
［第３の実施形態］
次に、第３の実施形態に係るスイッチング電源装置について図５を参照して説明する。
図５はスイッチング電源装置の回路図である。このスイッチング電源装置は図３に示した回路に対してスイッチ素子Ｑ５，抵抗Ｒ１７，Ｒ１８，Ｒ１９，Ｒ２０，Ｄ５を追加したものである。この新たに追加した回路は次のように動作する。
次に、第３の実施形態に係るスイッチング電源装置について図５を参照して説明する。
図５はスイッチング電源装置の回路図である。このスイッチング電源装置は図３に示した回路に対してスイッチ素子Ｑ５，抵抗Ｒ１７，Ｒ１８，Ｒ１９，Ｒ２０，Ｄ５を追加したものである。この新たに追加した回路は次のように動作する。
（ａ）Ｄ５，Ｒ１７〜Ｒ２０はＱ４のオン・オフを検出してＱ５のオン・オフを制御する。すなわちＱ４のオンによりＲ２０→Ｒ１９→Ｄ５→Ｑ４の経路で電流が流れ、Ｒ２０とＲ１９の接続点の電位が低下しＱ５のベース電位が低下することによってＱ５がオフする。逆に、Ｑ４のオフによりＱ５のベース電位が上昇することによってＱ５がオンする。
（ｂ）Ｄ３，Ｄ４，Ｒ１６，Ｑ５はＱ１オフ時（Ｑ４オフ時）に、Ｑ５のオンによりＰＴ１の電流をＤ３，Ｒ１６を介してＧｉｎにバイパスする。一方、Ｑ１オン時（Ｑ４オン時）に、Ｑ５のオフにより、ＰＴ１の電流はＤ４を介してＣ３を充電する。
その他の回路による動作は第１・第２の実施形態の場合と同様である。
このように、Ｑ１オン期間におけるＣ３の充電量を、Ｒ１６の経路によらずに独立に変更できるため、設定の自由度を高めることができる。
このように、Ｑ１オン期間におけるＣ３の充電量を、Ｒ１６の経路によらずに独立に変更できるため、設定の自由度を高めることができる。
例えば、第１・第２の実施形態で示した図１・図３の回路においてＲ１６を低抵抗とすると、ＰＴ１を流れる電流の大部分がＤ３，Ｒ１６の経路を流れるため、Ｑ１オン期間のＣ３電圧の上昇速度が緩やかになる。この場合、軽負荷時や無負荷時においてオン期間が長すぎるために間欠発振となる場合が生じる。最悪ケースでは、出力電圧の上昇が発生する。第２の実施形態では第１の実施形態に比べてこの問題は改善されているが、仕様によっては発生する。これらに対して、この第３の実施形態ではＱ１オン期間にＱ５によりＤ３，Ｒ１６の経路が遮断されるため、上述の問題は生じない。
［第４の実施形態］
次に、第４の実施形態に係るスイッチング電源装置について図６を参照して説明する。
図６はスイッチング電源装置の回路図である。第２の実施形態として図３に示したスイッチング電源装置と異なるのは、図３に示したＱ３，Ｃ６，Ｒ９による回路部分に代えて、抵抗Ｒ２５，Ｒ２６，Ｒ２７，スイッチ素子Ｑ８，Ｑ９，ツェナーダイオードＤ８からなる電圧レギュレータ回路を設けた点である。
次に、第４の実施形態に係るスイッチング電源装置について図６を参照して説明する。
図６はスイッチング電源装置の回路図である。第２の実施形態として図３に示したスイッチング電源装置と異なるのは、図３に示したＱ３，Ｃ６，Ｒ９による回路部分に代えて、抵抗Ｒ２５，Ｒ２６，Ｒ２７，スイッチ素子Ｑ８，Ｑ９，ツェナーダイオードＤ８からなる電圧レギュレータ回路を設けた点である。
ここで、スイッチ素子Ｑ８とツェナーダイオードＤ８は電圧レギュレータ回路を構成していて、Ｑ９，Ｒ２５，Ｒ２６は電圧信号を反転させるインバート回路を構成している。
このスイッチング電源装置の場合、第２の実施形態として図３に示したスイッチング電源装置に比べてさらに次のような作用効果を奏する。
ツェナーダイオードＤ８は、スイッチ素子Ｑ８とともに定電圧レギュレータ（リミット回路）を構成していて、Ｑ１のゲート電圧（制御電圧）が所定範囲を超えないように制限する。すなわち、Ｑ１のゲート電圧は最大でも、
Ｖｇｓ（Ｑ１）＝Ｖｚ（Ｄ８）−Ｖｂｅ（Ｑ８）
に制限される。
Ｖｇｓ（Ｑ１）＝Ｖｚ（Ｄ８）−Ｖｂｅ（Ｑ８）
に制限される。
ここで、Ｖｇｓ（Ｑ１）はＱ１のゲート−ソース間電圧、Ｖｚ（Ｄ８）はツェナーダイオードＤ８のツェナー電圧、Ｖｂｅ（Ｑ８）はスイッチ素子Ｑ８のベース−エミッタ間順方向電圧である。
そのため、ワールドワイド入力のような広い入力電圧範囲にわたって、第１のスイッチ素子Ｑ１の制御電圧が所定電圧を超えるのを防止でき、Ｑ１を破壊から防止できる。
［第５の実施形態］
次に、第５の実施形態に係る電子装置について図７を参照して説明する。図７はプリンタの構成を示すブロック図である。ここで、整流回路１０は商用交流電源ＡＣの電源電圧を入力し、整流してスイッチング電源装置１へ出力する。このスイッチング電源装置１は第１〜第４のいずれかの実施形態で示したスイッチング電源装置である。プリンタ制御回路１１はスイッチング電源装置１から出力される直流電源電圧を電源として動作する。プリンタ制御回路１１は通信部１２により通信路を介してホスト装置との間でデータの通信を行い、操作部１３の操作を読み取り、駆動部１４を駆動する。
次に、第５の実施形態に係る電子装置について図７を参照して説明する。図７はプリンタの構成を示すブロック図である。ここで、整流回路１０は商用交流電源ＡＣの電源電圧を入力し、整流してスイッチング電源装置１へ出力する。このスイッチング電源装置１は第１〜第４のいずれかの実施形態で示したスイッチング電源装置である。プリンタ制御回路１１はスイッチング電源装置１から出力される直流電源電圧を電源として動作する。プリンタ制御回路１１は通信部１２により通信路を介してホスト装置との間でデータの通信を行い、操作部１３の操作を読み取り、駆動部１４を駆動する。
駆動部１４は、印刷時には電力を消費するが、印刷動作をしない待機時には殆ど電力を消費しない。そして、本発明のスイッチング電源装置１を用いているために、待機時の電力損失を低減し、効率の向上を図ることができる。
この発明の電子装置はプリンタに限られるものではなく、ノートパソコンや携帯情報機器など、電圧の安定な直流電源の必要なあらゆる電子装置に適用可能である。
１−スイッチング電源装置
２−整流回路
３−出力電圧制御回路
４−制御回路
５−オフ期間制御回路
６−オン期間制御回路
７−負帰還回路
８−インピーダンス回路
９−リミット回路
ｐ１−第１の経路
ｐ２−第２の経路
Ｔ−トランス
Ｎ１−１次巻線
Ｎ２−２次巻線
Ｎ３−帰還巻線
Ｖｃｃ−直流電源
Ｑ１−第１のスイッチ素子
Ｇｉｎ−入力電源側グランド
ＳＲ−シャントレギュレータ
２−整流回路
３−出力電圧制御回路
４−制御回路
５−オフ期間制御回路
６−オン期間制御回路
７−負帰還回路
８−インピーダンス回路
９−リミット回路
ｐ１−第１の経路
ｐ２−第２の経路
Ｔ−トランス
Ｎ１−１次巻線
Ｎ２−２次巻線
Ｎ３−帰還巻線
Ｖｃｃ−直流電源
Ｑ１−第１のスイッチ素子
Ｇｉｎ−入力電源側グランド
ＳＲ−シャントレギュレータ
Claims (7)
- １次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２および帰還巻線Ｎ３を備えたトランスＴと、１次巻線Ｎ１に直列に接続された第１のスイッチ素子Ｑ１と、該第１のスイッチ素子Ｑ１の制御端子と前記帰還巻線Ｎ３との間に設けられた制御回路４と、前記２次巻線Ｎ２に接続された整流回路２と、該整流回路２から出力される出力電圧を検出して前記制御回路４へ１系統でフィードバックする出力電圧制御回路３とを備えたスイッチング電源装置において、
前記制御回路４は、非軽負荷時に前記出力電圧制御回路３からの１系統のフィードバック信号に基づいてオン状態の前記第１のスイッチ素子Ｑ１をターンオフさせるオン期間制御回路６と、軽負荷時に前記フィードバック信号に基づいて前記第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンを遅延させて前記第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間を制御するオフ期間制御回路５とを備え、
前記オフ期間制御回路５と前記オン期間制御回路６とを接続するように設けられ、前記フィードバック信号に基づいてインピーダンスが変化するインピーダンス回路８を備え、該インピーダンス回路のインピーダンス変化によって軽負荷時の前記オフ期間制御回路５の制御と、非軽負荷時の前記オン期間制御回路６の制御とを連続的に行うようにしたことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記オフ期間制御回路５は、前記第１のスイッチ素子Ｑ１の制御端子と前記帰還巻線Ｎ３との間に挿入された第３のスイッチ素子Ｑ３と、該第３のスイッチ素子Ｑ３の制御端子と接地との間に挿入された第４のスイッチ素子Ｑ４とを備え、前記オン期間制御回路６は、第１のスイッチ素子Ｑ１の制御端子と接地との間に挿入された第２のスイッチ素子Ｑ２と、該第２のスイッチ素子Ｑ２へ制御電圧を与えるコンデンサＣ３を含む時定数回路とを備え、
前記インピーダンス回路８は、前記フィードバック信号による電流を前記コンデンサＣ３へ供給する第１の経路ｐ１と、 接地へバイパスする第２の経路ｐ２とを備えた請求項１に記載のスイッチング電源装置。 - 前記オン期間制御回路６の制御による前記オン期間に最小オン期間を設定した請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
- 前記第１のスイッチ素子Ｑ１がオフ状態であるときに、前記第２のスイッチ素子Ｑ２の制御電圧を定める前記オン期間制御回路６内の前記コンデンサＣ３の電圧を一定値に制限するクランプ回路を前記インピーダンス回路８に設けた請求項３に記載のスイッチング電源装置。
- 前記第２の経路は前記第１のスイッチ素子Ｑ１がオフ状態である場合にのみ、前記フィードバック信号による電流をバイパスする回路である請求項２に記載のスイッチ電源装置。
- 前記オフ期間制御回路５は、前記第１のスイッチ素子Ｑ１の制御端子に印加される電圧の上限を定めるリミット回路９を備えた請求項１〜５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
- 請求項１〜６のいずれかに記載のスイッチング電源装置を電源回路部に設けた電子装置。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2004201066 | 2004-07-07 | ||
| JP2004201066 | 2004-07-07 | ||
| PCT/JP2005/007496 WO2006006289A1 (ja) | 2004-07-07 | 2005-04-20 | スイッチング電源装置および電子装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPWO2006006289A1 JPWO2006006289A1 (ja) | 2008-04-24 |
| JP4259577B2 true JP4259577B2 (ja) | 2009-04-30 |
Family
ID=35783649
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2006524538A Active JP4259577B2 (ja) | 2004-07-07 | 2005-04-20 | スイッチング電源装置および電子装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7433208B2 (ja) |
| JP (1) | JP4259577B2 (ja) |
| CN (1) | CN1806382B (ja) |
| GB (1) | GB2420232B (ja) |
| WO (1) | WO2006006289A1 (ja) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI345868B (en) | 2006-11-10 | 2011-07-21 | Chimei Innolux Corp | Power supply circuit |
| US7764479B2 (en) * | 2007-04-18 | 2010-07-27 | Lutron Electronics Co., Inc. | Communication circuit for a digital electronic dimming ballast |
| KR101239978B1 (ko) * | 2007-08-17 | 2013-03-06 | 삼성전자주식회사 | 스위칭 모드 전원공급장치 및 그 전원공급방법 |
| CN101471608A (zh) * | 2007-12-29 | 2009-07-01 | 群康科技(深圳)有限公司 | 开关电源电路 |
| JP2011015557A (ja) * | 2009-07-02 | 2011-01-20 | Panasonic Corp | スイッチング電源装置およびスイッチング電源制御用半導体装置 |
| TWI425754B (zh) * | 2010-04-20 | 2014-02-01 | Neoenergy Microelectronics Inc | 返馳轉換系統及其回授控制裝置與方法 |
| CN102315785B (zh) * | 2010-06-30 | 2013-08-21 | 新能微电子股份有限公司 | 逆向变换系统及其反馈控制装置与方法 |
| US8451630B2 (en) * | 2010-07-13 | 2013-05-28 | Power Integrations, Inc. | Reset voltage circuit for a forward power converter |
| JP5683241B2 (ja) * | 2010-12-06 | 2015-03-11 | キヤノン株式会社 | スイッチング電源装置及び画像形成装置 |
| CN102739057B (zh) * | 2011-04-12 | 2015-05-06 | 新能微电子股份有限公司 | 初次级双反馈控制的返驰式电源转换器 |
| JP6075827B2 (ja) * | 2012-06-08 | 2017-02-08 | キヤノン株式会社 | スイッチング電源装置及び画像形成装置 |
| KR20160011912A (ko) * | 2014-07-23 | 2016-02-02 | 삼성전자주식회사 | 전원 공급 장치 및 방법 |
| CN208959336U (zh) | 2015-05-28 | 2019-06-11 | 飞利浦照明控股有限公司 | 用于驱动led装置的驱动器电路和led电路 |
| US9966865B2 (en) * | 2015-06-30 | 2018-05-08 | Canon Kabushiki Kaisha | Power supply apparatus and image forming apparatus |
| JP6987645B2 (ja) * | 2018-01-05 | 2022-01-05 | 東芝テック株式会社 | 電力変換装置及び画像形成装置 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3223695B2 (ja) | 1993-06-18 | 2001-10-29 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| JP3219050B2 (ja) * | 1998-04-28 | 2001-10-15 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| JP3465673B2 (ja) * | 2000-09-06 | 2003-11-10 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| JP3675389B2 (ja) * | 2001-03-26 | 2005-07-27 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置 |
| JP3548889B2 (ja) * | 2001-06-07 | 2004-07-28 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置 |
| JP3712064B2 (ja) * | 2002-05-08 | 2005-11-02 | セイコーエプソン株式会社 | 出力過電流保護回路、及び該出力過電流保護回路を備えた定電圧スイッチング電源回路 |
| JP3753112B2 (ja) * | 2002-08-20 | 2006-03-08 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置 |
-
2005
- 2005-04-20 WO PCT/JP2005/007496 patent/WO2006006289A1/ja active Application Filing
- 2005-04-20 JP JP2006524538A patent/JP4259577B2/ja active Active
- 2005-04-20 US US10/564,025 patent/US7433208B2/en active Active
- 2005-04-20 GB GB0601032A patent/GB2420232B/en active Active
- 2005-04-20 CN CN2005800005362A patent/CN1806382B/zh active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1806382A (zh) | 2006-07-19 |
| WO2006006289A1 (ja) | 2006-01-19 |
| JPWO2006006289A1 (ja) | 2008-04-24 |
| CN1806382B (zh) | 2011-08-03 |
| GB2420232A (en) | 2006-05-17 |
| US7433208B2 (en) | 2008-10-07 |
| GB0601032D0 (en) | 2006-03-01 |
| US20080049472A1 (en) | 2008-02-28 |
| GB2420232B (en) | 2007-02-28 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20081007 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20081117 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20090120 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20090202 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120220 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 4259577 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130220 Year of fee payment: 4 |