CN1806382A - 开关电源装置和电子设备 - Google Patents
开关电源装置和电子设备 Download PDFInfo
- Publication number
- CN1806382A CN1806382A CNA2005800005362A CN200580000536A CN1806382A CN 1806382 A CN1806382 A CN 1806382A CN A2005800005362 A CNA2005800005362 A CN A2005800005362A CN 200580000536 A CN200580000536 A CN 200580000536A CN 1806382 A CN1806382 A CN 1806382A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- switch element
- circuit
- voltage
- control circuit
- capacitor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 46
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 85
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims 1
- 230000011664 signaling Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 230000008859 change Effects 0.000 description 8
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 8
- 206010003497 Asphyxia Diseases 0.000 description 4
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 3
- 238000007639 printing Methods 0.000 description 3
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 2
- 230000008676 import Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 201000005569 Gout Diseases 0.000 description 1
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 238000010977 unit operation Methods 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3381—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement using a single commutation path
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
- H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
变压器(T)的初级绕组(N1)与第一开关元件Q1串联，并且次级绕组(N2)具有整流电路(2)以及用于检测输出电压并将其反馈到控制电路(4)的输出电压控制电路(3)。控制电路(4)具有：接通周期控制电路(6)，用于根据来自输出电压控制电路(3)的反馈信号来断开处于接通状态的第一开关元件(Q1)；以及断开周期控制电路(5)，用于根据反馈信号通过延迟第一开关元件(Q1)的接通来控制其断开周期。
Description
技术领域
本发明涉及一种开关电源的装置以及包括该装置的电子设备。
背景技术
近年来，增加了对于使在打印机或传真机中不执行打印操作时的待机期间的功耗最小化的需求。因此，需要一种用于打印机或传真机电源电路单元的开关电源装置，已减少在待机状态中的功耗。
典型地，RCC(自激式变换器)类型的开关电源装置被用于电子设备的电源电路单元。然而，RCC类型的开关电源装置的特征在于随着负载变轻开关频率增加并因此开关损耗增加。在这种情况中，例如在待机状态下，不能够减少轻负载下的功耗。
专利文献1公开了一种开关电源装置的示例，能够减少轻负载下的功耗的RCC类型。这种开关电源装置包括电路，用于在轻负载下强制使第一开关元件的控制端子在预定的时间周期内接地，以便延迟第一开关元件的接通并避免开关频率超出预定值。
然而，在按照上述电路设置开关频率上限的开关电源装置中，不能够获得在轻负载下通过减少开关频率而显著减少功耗的显著效果。
另一方面，在专利文献2中公开了一种克服上述问题的开关电源装置。根据专利文献2的开关电源装置包括电路，用于在第一开关元件的接通周期内设置最小接通周期，以便保证最小接通周期。在这种情况中，不能够缩短接通周期并因此在待机状态中需要给负载提供过量的功率，因此输出电压开始增加。通过提供一种用于当检测到输出电压稍有增加时控制(延长)断开周期的电路，避免了输出电压的增加并且抑制了开关频率的增加。
专利文献1：日本未审专利申请公开No.7-67335
专利文献2：日本未审专利申请公开No.2004-80941
发明内容
本发明要解决的问题
在根据专利文献2的开关电源装置中，通过检测输出电压的增加来检测待机状态。因此，在待机输出电压和额定输出电压之间存在差异。换句话说，不利地，输出电压的变化宽度很大。此外，需要两个反馈电路系统：用于在非轻负载下控制接通周期的反馈电路和用于在轻负载下控制断开周期的反馈电路。因此，在这些系统之间切换时增益改变并且当负载改变时在控制系统之间切换时输出电压改变。
因此，本发明的目的是通过使用单一系统反馈电路而不采用检测输出电压增加的方法，来解决上述两个问题，并且提供一种抑制了输出电压变化的开关电源装置以及一种包括这种装置的电子设备。
解决上述问题的装置
为了实现上述目的，
(1)根据本发明的开关电源装置包括：变压器T，包括初级绕组N1，次级绕组N2以及反馈绕组N3；第一开关元件Q1，与初级绕组N1串联；控制电路4，设置在第一开关元件Q1的控制端子和反馈绕组N3之间；整流电路2，与次级绕组N2相连；以及输出电压控制电路3，检测从整流电路2输出的输出电压并且通过一个系统将输出电压反馈到控制电路4。
控制电路4包括：接通周期控制电路6，用于在非轻负载下，根据发送自输出电压控制电路3的反馈信号，通过一个系统来断开处于接通状态的第一开关元件Q1；以及断开周期控制电路5，用于在轻负载下根据反馈信号，通过延迟第一开关元件Q1的接通来控制第一开关元件Q1的断开周期。
(2)在(1)中，开关电源装置还包括阻抗电路8，设置用于使断开周期控制电路5与接通周期控制电路6相连，其阻抗根据反馈信号而变化。根据阻抗电路的阻抗变化依次执行在轻负载下的断开周期控制电路5的控制和在非轻负载下的接通周期控制电路6的控制。
(3)在(1)或(2)中，断开周期控制电路5包括设置在第一开关元件Q1的控制端子和反馈绕组N3之间的第三开关元件Q3以及设置在第三开关元件Q3的控制端子和地之间的第四开关元件Q4。接通周期控制电路6包括设置在第一开关元件Q1的控制端子和地之间的第二开关元件Q2以及时间常数电路，时间常数电路包括用于给第二开关元件Q2提供控制电压的电容器C3。阻抗电路8包括用于将反馈信号产生的电流提供给电容器C3的第一路径p1和用作旁路将电流提供给地的第二路径p2。
(4)在根据(1)到(3)之一的配置中，在接通周期控制电路6所控制的接通周期中设置最小接通周期。因此，在每一个输入/输出条件中保证了最小接通周期，从而避免了间歇振荡。
(5)在(4)中，阻抗电路8具有箝位电路，用于控制接通周期控制电路6中的电容器C3的电压，以便当第一开关元件Q1处于断开状态时确定第二开关元件Q2的控制电压处于预定值。
(6)在(3)中，第二路径是旁路电路，用于只在第一开关元件Q1处于断开状态时，提供反馈信号所产生的电流。
(7)在(1)到(6)中，断开周期控制电路5包括限制电路9，用于设置施加到第一开关元件Q1的控制端子的电压的上限。
(8)根据本发明的电子设备在电源电路单元中包括上述配置之一的开关电源装置。
本发明的优点
(1)在轻负载下，接通周期控制电路6根据来自输出电压控制电路3的反馈信号断开第一开关元件Q1，以及在非轻负载下，断开周期控制电路5根据来自输出电压控制电路3的反馈信号、通过延迟第一开关元件Q1的接通来控制第一开关元件Q1的断开周期。因此，由一个系统的反馈电路可以控制第一开关元件Q1的接通周期和断开周期。利用这种配置，当负载改变时，在切换控制系统时输出电压不变。此外，因为不需要检测在待机状态中输出电压的增加，待机状态中的输出电压和额定状态中的输出电压之间不存在差异，因此输出电压的变化宽度不会变大。
(2)使断开周期控制电路5与接通周期控制电路6相连的阻抗电路的阻抗根据来自输出电压控制电路3的反馈信号而变化，并且根据该变化，依次执行在轻负载下的断开周期控制电路5的控制和在非轻负载下的接通周期控制电路6的控制。因此，在接通周期控制和断开周期控制之间切换时，不会发生纹波的增加和输出电压的变化。
(3)阻抗电路包括：第一路径p1，用于将反馈信号产生的电流提供给接通周期控制电路6的电容器C3；以及第二路径p2，当旁路接通周期控制电路6时延伸到地。利用这种配置，通过改变要通过旁路提供到地的电流比率，可以设置在轻负载下的接通周期。因此，可以设置供给负载的电源和开关频率(频率特性)之间的关系。
(4)通过在接通周期控制电路6所控制的接通周期中设置最小接通周期，可以在每一个输入/输出条件中保证最小接通周期，因此甚至在无负载下也可以避免间歇振荡。
(5)当第一开关元件Q1处于断开状态时，箝位电路控制用于确定第二开关元件Q2的控制电压处于恒定电压的电容器电压并且无限制地延长断开周期。因此，可以避免无负载下输出电压的增加。
(6)当第一开关元件Q1处于断开状态时，旁路电路允许反馈所产生的电流绕道，以便可以独立地改变电容器C3在接通周期中的充电量和在断开周期中的充电量。因此，进一步增加了设置供给负载的电源和开关频率(频率特性)之间的关系的自由度。
(7)限制电路设置施加到第一开关元件Q1的控制端子的电压的上限，能够在较广的输入电压范围内使用。
(8)根据本发明的电子设备，因为负载的电源电压只稍微变化，而与负载状态无关，可以实现持续稳定的操作。
附图说明
图1是根据第一实施例的开关电源装置的电路图。
图2示出了开关电源装置中的各个组件的电压波形。
图3是根据第二实施例的开关电源装置的电路图。
图4示出了开关电源装置中的各个组件的电压波形。
图5是根据第三实施例的开关电源装置的电路图。
图6是根据第四实施例的开关电源装置的电路图。
图7是根据第五实施例的开关电源装置的电路图。
参考数字
1开关电源装置
2整流电路
3输出电压控制电路
4控制电路
5断开周期控制电路
6接通周期控制电路
7负反馈电路
8阻抗电路
9限制电路
p1第一路径
p2第二路径
T变压器
N1初级绕组
N2次级绕组
N3反馈绕组
Vcc DC电源
Q1第一开关元件
Gin输入电源侧的地
SR并联稳压器
具体实施方式
结合图1和2来说明根据第一实施例的开关电源装置。
图1是开关电源装置的电路图。该开关电源装置包括：变压器T，包括初级绕组N1、次级绕组N2以及反馈绕组N3；第一开关元件Q1，与初级绕组N1串联；控制电路4，设置在第一开关元件Q1的控制端子和反馈绕组N3之间；整流电路2，与次级绕组N2相连；以及输出电压控制电路3，用于检测从整流电路2输出的输出电压并且将其反馈回控制电路4。第一开关元件Q1包括MOSFET并且将DC电源Vcc作为输入电源提供给由第一开关元件Q1和初级绕组N1组成的串联电路。
整流电路2包括与次级绕组N2串联的二极管D1和连接在二极管D1的阴极和地之间的平滑电容器C1。包括次级绕组N2、二极管D1和电容器C1的次级侧电路和设置了第一开关元件Q1的初级侧电路串联地组成主要电路。
输出电压控制电路3在输出端Po和地Gout之间包括由电阻器R2和R3组成的分压电路，并且还包括由电阻器R1、光电耦合器PC1的光电二极管PD1以及并联稳压器SR组成的串联电路。此外，输出电压控制电路3在电阻器R2和R3的节点以及并联稳压器SR的阴极端子之间包括由电阻器R5和电容器C9的串联电路组成的负反馈电路7。此外，电阻器R2和R3的节点与并联稳压器SR的基准端子相连。
控制电路4包括断开周期控制电路5和接通周期控制电路6。断开周期控制电路5的第三开关元件Q3和电容器C2被串联地设置在负反馈绕组N3的一端和第一开关元件Q1的栅极之间。断开周期控制电路5的由电阻器R13和电容器C10组成的串联电路构成时间常数电路。由电阻器R9和第四开关元件Q4组成的串联电路连接在第三开关元件Q3的基极和输入电源侧的地Gin之间。电阻器R23和R24连接在第四开关元件Q4的基极和电容器C10之间。电阻器R22和电容器C11被设置在第四开关元件Q4的基极和输入电源侧的地Gin之间。用于避免噪声导致故障的电容器C6被设置在第三开关元件Q3的基极和发射极之间。用于启动的电阻器R4连接在电容器C2的第一开关元件Q1侧的端子和输入电源线之间。
由光电耦合器PC1的光电晶体管PT1和电阻器R16组成的串联电路被设置在电阻器R23和R24的节点和输入电源侧的地Gin之间。
在接通周期控制电路6中，第二开关元件Q2被设置在第一开关元件Q1的栅极和输入电源侧的地Gin之间。由电阻器R6和R7以及电容器C3组成的时间常数电路被设置在反馈绕组N3的两端。电容器C3的一端与第二开关元件Q2的基极相连，因此在第二开关元件Q2的基极和发射极之间提供电容器C3的电压。
二极管D4连接在光电晶体管PT1和电阻器R16的节点与第二开关元件Q2的基极之间。栅极保护电阻器R21连接在第一开关元件Q1的栅极和源极(Gin)之间。
上述光电晶体管PT1、电阻器R16和R24以及二极管D4构成阻抗电路8。由通过光电二极管PD1发送的反馈信号来改变光电晶体管PT1的阻抗。
图1所示的开关电源装置的第一特点在于，配置电路，以使光电晶体管PT1的电流通过二极管4被提供到电容器C3(用于充电)并且还使该电流通过电电阻器R16被提供到输入电源侧的地Gin(通过旁路)。
第二特点在于如此配置电路，以便通过使用阻抗电路8和由电阻器R22和R23以及电容器C11组成的时间常数电路，可以控制第四开关元件Q4的接通定时。
图1所示的开关电源装置的操作如下。
<1.1>在轻负载下
如下所述，控制第一开关元件Q1的断开周期，以便保持在轻负载下的输出电压常数。
<1.1.1>第一开关元件Q1的断开周期
(主要电路的操作)
在第一开关元件Q1的断开周期中，变压器T的激励能量(在第一开关元件Q1的接通周期积累的能量)被输出到次级侧。在典型的RCC中，当激励电流(在此为流过次级绕组N2的电流)变为0(零)时，在反馈绕组N3中产生谐振电压，并且第一开关元件Q1被接通并转移到接通周期。然而，在图1所示的电路中，不能够接通第一开关元件Q1，直到接通第三开关元件Q3。因此，在轻负载下第三开关元件Q3的接通是结束第一开关元件Q1的断开周期的必要条件。通过接通第三开关元件Q3，第一开关元件Q1由在电容器C2中积累的电荷接通并转移到接通周期。
(控制电路的操作)
光电晶体管PT1的阻抗确定时间周期，直到接通了第四开关元件Q4为止。即，因为在轻负载下有大电流流过光电晶体管PT1的光电二极管PD1，光电晶体管PT1的阻抗降低并且光电晶体管PT1的集电极端子的电压也降低。因为第四开关元件Q4的基极-发射极电压(电容器C11的电压)取决于由电阻器R22和R23以及电容器C11组成的时间常数电路，直到接通第四开关元件Q4为止的时间周期取决于光电晶体管PT1的集电极端子的电压。因此，在轻负载下，随着光电晶体管PT1的集电极电压降低，第一开关元件Q1的断开周期变长。这是电流不连续模式的操作。
<1.1.2>第一开关元件Q1的接通周期
(主要电路的操作)
在接通第一开关元件Q1之后，电流流过路径：Vcc→变压器T的初级绕组N1→Q1→Gin，因此在变压器T中积累了能量。当接通第二开关元件Q2时，第一开关元件Q1被断开并转移到断开周期。
(控制电路的操作)
在第一开关元件Q1的接通周期期间，由反馈绕组N3中产生的电压对电容器C3进行充电。同时，反馈绕组N3的电压使电流流过由电阻器R6和R7以及电容器C3组成的时间常数电路，从而电容器C3的充电电压升高。此外，电容器C10的电压使电流通过包括光电晶体管PT1和二极管D4的第一路径p1、流过由电容器C3和电阻器R7组成的并联电路，因此电容器C3的充电电压升高。
当电容器C3的电压达到第二开关元件Q2的接通电压Vbe(on)时，第二开关元件Q2被接通并且开始了第一开关元件Q1的断开周期。
在轻负载下，当接通第一开关元件Q1时电容器C3的电压相对较高。这是因为在第一开关元件Q1的断开周期期间光电晶体管PT1的阻抗较低并且在电容器C1中积累了大量的电荷。因此，在第一开关元件Q1的较短的接通周期内电容器C3的电压达到第二开关元件Q2的Vbe(on)。然后，第二开关元件Q2的接通使第一开关元件Q1断开。
<1.2>在重负载下
在重负载下或非轻负载下，如下所述，就像在典型的RCC中，通过控制第一开关元件Q1的接通周期，使输出电压保持恒定。
<1.2.1>第一开关元件Q1的断开周期
(主要电路的操作)
在第一开关元件Q1的断开周期内，变压器T的激励能量被输出到次级侧。当变压器T的激励电流变为0(零)时，在反馈绕组N3中产生谐振电压。此时，第三开关元件Q3处于接通状态，并因此第一开关元件Q1被谐振电压接通并转移到接通周期。
(控制电路的操作)
在重负载下，因为光电耦合器PC1的光电二极管PD1的电流较小，光电晶体管PT1的阻抗较高并且光电晶体管PT1的集电极电压也很高。因此，电容器C11的充电时间较短并且第四开关元件Q4的接通定时出现较早。因此，设置时间常数，以便在重负载下当变压器T的激励电流达到0(零)时第四开关元件Q4已经被接通。因此，第三开关元件Q3处于接通状态，并且在反馈绕组N3中产生谐振电压之后，第一开关元件Q1被立即接通。这是类似于典型RCC的电流临界模式的操作。
因为光电晶体管PT1的阻抗较高，较小的电流从电容器C10流过路径：PT1→D4→(C3+R7)，因此在电容器C3中积累了少量电荷。此外，因为由于反馈绕组N3的电压而电容器C3被负向充电，第一开关元件Q1转移到接通周期以使电容器C3处于负电势。
<1.2.2>第一开关元件Q1的接通周期
(主要电路的操作)
在接通第一开关元件Q1之后，电流流过路径：Vcc→N1→Q1→Gin，因此在变压器T中积累了能量。第二开关元件Q2的接通使第一开关元件Q1断开。即，第一开关元件Q1转移到断开周期。
(控制电路的操作)
在第一开关元件Q1的接通周期期间，由反馈绕组N3中产生的电压使电流通过电阻器R6流入由电容器C3和电阻器R7组成的并联电路。此外，电容器C10的电压使电流流过路径：PT1→D4→(C3+R7)，因此电容器C3被充电。起初，电容器C3处于负电势。然而，当电容器C3的电势由于充电而达到第二开关元件Q2的接通电压Vbe(on)时，第一开关元件Q1被断开并转移到断开周期。换句话说，光电晶体管PT1的阻抗导致第一开关元件Q1的接通周期内的变化，因此执行了恒定电压控制。
图2示出了在轻负载和重负载下图1所示的各个组件的电压波形。在此，(A)示出了轻负载状态并且(B)示出了重负载状态。在图中，V(C11)表示电容器C11的电压，V(C3)表示电容器C3的电压，Q4Vbe(On)表示接通第四开关元件Q4所需的基极-发射极阈值电压，并且Q2Vbe(On)表示接通第二开关元件Q2所需的基极-发射极阈值电压。
在轻负载下，如(A)所示，当在“t0”定时电压V(C3)达到Q2Vbe(On)时，接通第二开关元件Q2并因此断开第一开关元件Q1。第一开关元件Q1的断开使得在反馈绕组N3中产生反向电压(倒转电压)并且第二开关元件Q2的集电极电势变为负电势。因此，电流在第二开关元件Q2的基极和集电极之间反向地流动，因此电容器C3快速放电。
在此之后，在从“t0”到“t1”的周期期间，反馈绕组N3中产生的反向电压通过路径：C3→R6→N3，使电容器C3被负向充电。此外，电容器C11通过路径：C11→Q4的基极-集电极→R9→C6→N3进行放电(负向充电)。尽管电容器C11已经通过路径：C10→R24→R23→C11被充电，在轻负载下，光电晶体管PT1的阻抗较小并且其效应较小。
在“t1”定时，当反馈绕组N3的电压从负变为正并且当变压器T的激励电流变为0(零)时，电容器C11通过路径：C10→R24→R23→C11被充电。此时，电流还流过路径：R24→PT1→R16，并因此电容器C11的充电时间常数根据光电晶体管PT1的阻抗而改变。换句话说，在V(C11)的图中从“t1”到“t2”的由“A”表示的上升倾斜根据负载而改变。
例如，因为随着负载变轻光电晶体管PT1的阻抗变小，电容器C11的充电时间常数增加并且倾斜A的程度减小。相反地，随着负载变重，光电晶体管PT1的阻抗变高，并因此电容器C11的充电时间常数减小并且倾斜A的程度增加。因此，第四开关元件Q4的接通定时改变并且第三开关元件Q3的接通定时(即第一开关元件Q1的接通定时)改变。结果，控制了第一开关元件Q1的断开周期并且输出了恒定电压。此时，电容器C3通过路径：C10→R24→PT1→D4→C3被充电，因此电压V(C3)上升。
当在时间“t2”处接通第一开关元件Q1时，电容器C3通过路径：N3→R6→C3被充电。从图中可见，电压V(C3)在从“t2”到“t0”的周期内比在从“t1”到“t2”的周期内上升更快。当在时间“t0”处电压V(C3)达到Q2Vbe(On)时，接通第二开关元件Q2并且断开第一开关元件Q1。
在重负载下，如(B)所示，当在时间“t0”处电压V(C3)达到Q2Vbe(On)时，接通第二开关元件Q2并因此断开第一开关元件Q1。第一开关元件Q1的断开使得在反馈绕组N3中产生反向电压(倒转电压)并且第二开关元件Q2的集电极电势变为负电势。因此，电流在第二开关元件Q1的基极和集电极之间反向地流动，从而电容器C3快速放电。
之后，在反馈绕组N3中产生的反向电压使电容器C3在从“t0”到“t1”的期间通过路径：C3→R6→N3被负向充电。因为也存在正向充电路径C10→R24→PT1→D4→C3，电容器C3的负充电时间常数取决于光电晶体管PT1的阻抗。在重负载下，光电晶体管PT1的阻抗相对较高并因此光电晶体管PT1的集电极电压也高。因此，电容器C11几乎不放电并且在从“t0”到“t1”的周期内快速充电，并且在时间“t1”处已经接通了第四开关元件Q4。因此，也接通了第三开关元件Q3。
如上所述，因为在时刻“t1”处第四开关元件Q4已经处于接通状态，此后根据反馈绕组N3的谐振电压接通第一开关元件Q1。
然后，电容器C3通过路径：N3→R6→C3被正充电。然后，当在时刻“t0”处电压V(C3)达到Q2Vbe(On)时，接通第二开关元件Q2并且断开第一开关元件Q1。
在重负载下，如图2的(B)所示，第一开关元件Q1的接通周期(“t1”到“t0”)根据在电容器C3的电压V(C3)的图中由B表示的倾斜的改变而改变，而该倾斜根据负载而改变。例如，因为随着负载变轻光电晶体管PT1的阻抗变小，电容器C3通过第一路径p1的正向的充电时间常数变小，倾斜B变得缓慢，并且在由“Po2”所表示的第一开关元件Q1的接通定时电压V(C3)变高。结果，电压V(C3)更快地达到Q2Vbe(On)并因此第一开关元件Q1的接通周期变短。相反地，因为随着负载变重光电晶体管PT1的阻抗变高，电容器C3通过第一路径p1的正向的充电时间常数变大，倾斜B变得急剧，并且在由“Po1”所表示的第一开关元件Q1的接通时刻电压V(C3)变低。结果，电压V(C3)更缓慢地达到Q2Vbe(On)并因此第一开关元件Q1的接通周期变长。
按照这种方式，根据负载控制了第一开关元件Q1的接通周期，因此输出了恒定电压。
因为在输出电压控制电路3中设置了负反馈电路7，流入光电晶体管PT1的光电二极管PD1的电流不会急剧减少并且光电晶体管PT1稳定地操作在工作区。因此，不根据输出端Po的电压变化(输出纹波)来导通/截止光电二极管PD1，并且在断开周期控制电路5和接通周期控制电路6中，由CR常数确定开关频率。
如上所述，不由输出电压中的增加来切换轻负载下的操作模式(待机状态)和重负载下的操作模式(额定状态)，并因此在待机状态中的输出电压和额定状态中的输出电压之间不存在差别。此外，使用单个电路反馈系统可以避免输出电压变化的不便，输出电压变化是由断开周期控制电路6和接通周期控制电路5的两个反馈系统电路之间的切换而导致的增益改变产生的。
<第二实施例>
接下来，结合图3和4来说明根据第二实施例的开关电源装置。
图3是开关电源装置的电路图。不像根据第一实施例的图1所示的开关电源装置，二极管D3与电阻器R16串联。其它配置与图1所示的配置相同。
在第一实施例中，在第一开关元件Q1的断开周期内电容器C3通过路径：C10→R24→PT1→D4→C3被正向充电。然而，在无负载下，光电晶体管PT1的阻抗变为最小并且电容器C3的电势急剧增加，并因此根据电路常数的设置可以在接通第三开关元件Q3之前接通第二开关元件Q2。在那种情况中，即使在接通第三开关元件Q3之后，没有电压施加到第一开关元件Q1的栅极并且不能接通第一开关元件Q1。这导致间歇振荡状态。在间歇振荡状态中，振荡周期较长，因此在负载的突然改变处的跟随能力降低。
在第二实施例中，如下所述，二极管D3与电阻器R16串联。利用这种配置，在第一开关元件Q1的断开周期内可以将电容器C3的电压箝制在恒定电压。此前，通过使该电压设置为低以便不能够接通第二开关元件Q2，可以避免在第一开关元件Q1的断开周期内接通第二开关元件Q2，因此可以避免间歇振荡。
图3所示的开关电源装置的操作(不同于图1所示的开关电源装置操作的操作)如下。
<2.1>在轻负载下
在轻负载下，第一开关元件Q1的接通周期是确定的，并且通过控制第一开关元件Q1的断开周期，输出电压保持为恒定。
<2.1.1>第一开关元件Q1的断开周期
(主要电路的操作)
与第一实施例相同。即，在轻负载下，第三开关元件Q3的接通是结束第一开关元件Q1的断开周期的必要条件。在接通第三开关元件Q3时第一开关元件Q1转移到接通周期。
(控制电路的操作)
流经光电晶体管PT1的电流被分为流经包括电阻器R16和二极管D3的路径p2的电流和流经路径p1、用于通过二极管D4给电容器C3充电的电流。由流经包括二极管D4的路径p1的电流对电容器C3进行充电，然而其电压V(C3)被二极管D3和D4以及电阻器R16箝制为恒定电压。在此，假设二极管D3的前向压降是VF(D3)并且二极管D4的前向压降是VF(D4)，光电晶体管PT1的发射极引出端子电压被箝制在VF(D3)+VR16，因此电容器C3的箝制电压V(C3)CL可以由下面的表达式表示：
V(C3)CL＝VF(D3)+VR16-VF(D4)
<2.1.2>第一开关元件Q1的接通周期
如第一实施例所述，电流流经路径：Vcc→N1→Q1→Gin并且在变压器T中积累了能量。当接通第二开关元件Q2时，第一开关元件Q1被断开并且转移到断开周期。
(控制电路的操作)
在轻负载下，接通周期是确定的。
即，在接通第一开关元件Q1的时间处，第二开关元件Q2的基极电压(电容器C3的电压V(C3))保持为上述的箝制电压：V(C3)＝VF(D3)+VR16-VF(D4)，并且由反馈绕组N3中产生的电压对电容器C3进行充电。由电阻器R6和R7以及电容器C3组成的电路确定此时的时间常数，而与光电晶体管PT1的阻抗等无关。如上所述，因为电容器C3中电荷的初始值和由电阻器R6和R7以及电容器C3组成的时间常数电路的时间常数是恒定的，接通周期是确定的。当电容器C3的电压达到第二开关元件Q2的开电压Vbe(On)时，接通第二开关元件Q2并且第一开关元件Q1转移到断开周期。
<2.2>在重负载下
在重负载下，执行与第一实施例相同的操作。
图4示出了在轻负载下和在重负载下图1所示的各个组件的电压波形。(A)示出了轻负载状态以及(B)示出了重负载状态。在轻负载下，如图(A)所示，在第一开关元件Q1的断开周期期间电容器C3的电压V(C3)被二极管D3和D4以及电阻器R16箝制在恒定电压。因此，如点A1所示，电容器C3中的电荷的初始值为常数。此外，因为由电阻器R1和R7以及电容器C3组成的时间常数电路的时间常数为恒定的，第一开关元件Q1的接通周期是确定的。
如上所述，通过将电容器C3的电压箝制在恒定值，即使在无负载下，在第一开关元件Q1的断开周期内电压V(C3)也不会达到Q2Vbe(On)，并且不会接通第二开关元件Q2。因此，设置了第一开关元件Q1的最小接通周期并且可以避免间歇振荡。
<第三实施例>
接下来，结合图5来说明根据第三实施例的开关电源装置。
图5是开关电源装置的电路图。该开关电源装置与图3所示的差别在于添加了电阻器R17、R18、R19和R20以及二极管D5。这些添加的组件按照下面的方式操作。
(a)二极管D5以及电阻器R17到R20检测第四开关元件Q4的接通/断开，以便开关元件Q5的接通/断开。即，第四开关元件Q4的接通使电流流经路径：R20→R19→D5→Q4。因此，电阻器R20和R19之间的节点处的电势降低并且开关元件Q5的基极电势降低，从而断开了开关元件Q5。另一方面，第四开关元件Q4的断开使开关元件Q5的基极电势上升，接通开关元件Q5。
(b)在第一开关元件Q1的断开周期期间(在第四开关元件Q4的断开周期期间)，通过开关元件Q5的接通，二极管D3和D4、电阻器R16以及开关元件Q5通过二极管D3和电阻器R16将光电晶体管PT1的电流提供到输入电源侧的地Gin。另一方面，在第一开关元件Q1的接通周期期间(在第四开关元件Q4的接通周期期间)，通过开关元件Q5的断开，光电晶体管PT1的电流通过二极管D4对电容器C3进行充电。
其它电路的操作与第一和第二实施例相同。
如上所述，在第一开关元件Q1的接通周期期间可以改变要提供给电容器C3的电荷量，而与电阻器R16的路径无关，从而增加了设置的自由度。
例如，假设在根据第一和第二实施例的图1和3所示的电路中的电阻器R16是低电阻的电阻器。在这种情况中，流经光电晶体管PT1的电流的大部分流经包括二极管D3和电阻器R16的路径，从而在第一开关元件Q1的接通周期期间电容器C3的电压逐渐上升。在这种情况中，在轻负载或无负载下由于过长的接通周期，也许会发生间歇振荡。在最坏的情况下，输出电压上升。相比于第一实施例，在第二实施例中较好地控制了该问题，但是在一些标准中会发生该问题。另一方面，在第三实施例中，在第一开关元件Q1的接通周期内，由开关元件Q5中断了包括二极管D3和电阻器R16的路径，因此不会发生上述问题。
<第四实施例>
接下来，结合图6来说明根据第四实施例的开关电源装置。
图6是开关电源装置的电路图。该开关电源装置与根据第二实施例的图3所示的装置的差别在于图3所示的由开关元件Q3、电容器C3以及电阻器R9组成的电路被由电阻器R25、R26和R27、开关元件Q8和Q9以及齐纳二极管D8组成的电压稳压器电路代替。
在此，开关元件Q8和齐纳二极管D8构成电压稳压器电路，而开关元件Q9和电阻器R25和R26构成用于反相电压信号的反相电路。
除了根据第二实施例的图3所示的开关电源装置的优点之外，该开关电源装置具有下面的优点。
齐纳二极管D8与开关元件Q8一起构成恒定电压稳压器(限制电路)并且限制第一开关元件Q1的栅极电压(控制电压)，使栅极电压不超出预定范围。即，控制第一开关元件Q1的栅极电压不超出最大值：Vgs(Q1)＝Vz(D8)-Vbe(Q8)。
在此，Vgs(Q1)是第一开关元件Q1的栅极-源极电压，Vz(D8)是齐纳二极管D8的齐纳电压，以及Vbe(Q8)是开关元件Q8的前向基极-发射极电压。
利用这种配置，可以在例如“环球”输入(World Wide input)的较广输入电压范围上避免第一开关元件Q1的控制电压超出预定电压，因此可以保护第一开关元件Q1不损坏。
<第五实施例>
接下来，结合图7来说明根据第五实施例的电子设备。图7是示出了打印机配置的方框图。整流电路10接收商用AC电源的电源电压AC、整流电源电压，并将电源电压输出到开关电源装置1。该开关电源装置1与根据第一到第四实施例之一的开关电源装置相对应。打印机控制电路11使用从开关电源装置1输出的DC电源电压作为电源来操作。打印机控制电路11通过通信单元12和通信线路从/向主机设备接收/发送数据、读取操作单元13的操作并驱动驱动单元14。
驱动单元14在打印操作期间消耗功率，然而在不执行打印操作的待机状态期间几乎不消耗功率。因为使用了本发明的开关电源装置1，可以减少在待机状态中的功率损耗并且可以增加效率。
本发明的电子设备不局限于打印机，而是还可以应用需要稳定电压的DC电源的各种电子设备，例如笔记本个人计算机和便携式信息设备。
Claims (8)
1.一种开关电源装置，包括：
变压器T，包括初级绕组N1、次级绕组N2以及反馈绕组N3；
第一开关元件Q1，与初级绕组N1串联；
控制电路4，设置在第一开关元件Q1的控制端子和反馈绕组N3之间；
整流电路2，与次级绕组N2相连；以及
输出电压控制电路3，检测从整流电路2输出的输出电压并且通过一个系统将输出电压反馈到控制电路4。
其中，控制电路4包括：接通周期控制电路6，用于在非轻负载下，根据发送自输出电压控制电路3的反馈信号，通过一个系统来断开处于接通状态的第一开关元件Q1；以及断开周期控制电路5，用于在轻负载下，根据反馈信号，通过延迟第一开关元件Q1的接通来控制第一开关元件Q1的断开周期。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，还包括：
阻抗电路8，设置用于将断开周期控制电路5与接通周期控制电路6相连，其阻抗根据反馈信号而变化，
其中根据阻抗电路的阻抗变化，依次执行在轻负载下的断开周期控制电路5的控制和在非轻负载下的接通周期控制电路6的控制。
3.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，
其中，断开周期控制电路5包括设置在第一开关元件Q1的控制端子和反馈绕组N3之间的第三开关元件Q3以及设置在第三开关元件Q3的控制端子和地之间的第四开关元件Q4，
其中，接通周期控制电路6包括设置在第一开关元件Q1的控制端子和地之间的第二开关元件Q2以及时间常数电路，时间常数电路包括用于向第二开关元件Q2提供控制电压的电容器C3，以及
其中，阻抗电路8包括用于将反馈信号产生的电流提供给电容器C3的第一路径p1和用作将电流提供给地的旁路的第二路径p2。
4.根据权利要求1到3之一所述的开关电源装置，其中，在接通周期控制电路6所控制的接通周期中，设置最小接通周期。
5.根据权利要求4所述的开关电源装置，其中，阻抗电路8具有箝位电路，用于控制接通周期控制电路6中的电容器C3的电压，以便当第一开关元件Q1处于断开状态时，确定第二开关元件Q2的控制电压处于预定值。
6.根据权利要求3所述的开关电源装置，其中，第二路径是旁路电路，用于只在第一开关元件Q1处于断开状态时，提供反馈信号所产生的电流。
7.根据权利要求1到6之一所述的开关电源装置，其中，断开周期控制电路5包括限制电路9，用于设置施加到第一开关元件Q1的控制端子的电压的上限。
8.一种电子设备，在电源电路单元中包括根据权利要求1到7之一所述的开关电源装置。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP201066/2004 | 2004-07-07 | ||
| JP2004201066 | 2004-07-07 | ||
| PCT/JP2005/007496 WO2006006289A1 (ja) | 2004-07-07 | 2005-04-20 | スイッチング電源装置および電子装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN1806382A true CN1806382A (zh) | 2006-07-19 |
| CN1806382B CN1806382B (zh) | 2011-08-03 |
Family
ID=35783649
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN2005800005362A Active CN1806382B (zh) | 2004-07-07 | 2005-04-20 | 开关电源装置和电子设备 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7433208B2 (zh) |
| JP (1) | JP4259577B2 (zh) |
| CN (1) | CN1806382B (zh) |
| GB (1) | GB2420232B (zh) |
| WO (1) | WO2006006289A1 (zh) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102739057A (zh) * | 2011-04-12 | 2012-10-17 | 新能微电子股份有限公司 | 初次级双反馈控制的返驰式电源转换器 |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI345868B (en) | 2006-11-10 | 2011-07-21 | Chimei Innolux Corp | Power supply circuit |
| US7764479B2 (en) * | 2007-04-18 | 2010-07-27 | Lutron Electronics Co., Inc. | Communication circuit for a digital electronic dimming ballast |
| KR101239978B1 (ko) * | 2007-08-17 | 2013-03-06 | 삼성전자주식회사 | 스위칭 모드 전원공급장치 및 그 전원공급방법 |
| CN101471608A (zh) * | 2007-12-29 | 2009-07-01 | 群康科技(深圳)有限公司 | 开关电源电路 |
| JP2011015557A (ja) * | 2009-07-02 | 2011-01-20 | Panasonic Corp | スイッチング電源装置およびスイッチング電源制御用半導体装置 |
| TWI425754B (zh) * | 2010-04-20 | 2014-02-01 | Neoenergy Microelectronics Inc | 返馳轉換系統及其回授控制裝置與方法 |
| CN102315785B (zh) * | 2010-06-30 | 2013-08-21 | 新能微电子股份有限公司 | 逆向变换系统及其反馈控制装置与方法 |
| US8451630B2 (en) * | 2010-07-13 | 2013-05-28 | Power Integrations, Inc. | Reset voltage circuit for a forward power converter |
| JP5683241B2 (ja) * | 2010-12-06 | 2015-03-11 | キヤノン株式会社 | スイッチング電源装置及び画像形成装置 |
| JP6075827B2 (ja) * | 2012-06-08 | 2017-02-08 | キヤノン株式会社 | スイッチング電源装置及び画像形成装置 |
| KR20160011912A (ko) * | 2014-07-23 | 2016-02-02 | 삼성전자주식회사 | 전원 공급 장치 및 방법 |
| CN208959336U (zh) | 2015-05-28 | 2019-06-11 | 飞利浦照明控股有限公司 | 用于驱动led装置的驱动器电路和led电路 |
| US9966865B2 (en) * | 2015-06-30 | 2018-05-08 | Canon Kabushiki Kaisha | Power supply apparatus and image forming apparatus |
| JP6987645B2 (ja) * | 2018-01-05 | 2022-01-05 | 東芝テック株式会社 | 電力変換装置及び画像形成装置 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3223695B2 (ja) | 1993-06-18 | 2001-10-29 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| JP3219050B2 (ja) * | 1998-04-28 | 2001-10-15 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| JP3465673B2 (ja) * | 2000-09-06 | 2003-11-10 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| JP3675389B2 (ja) * | 2001-03-26 | 2005-07-27 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置 |
| JP3548889B2 (ja) * | 2001-06-07 | 2004-07-28 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置 |
| JP3712064B2 (ja) * | 2002-05-08 | 2005-11-02 | セイコーエプソン株式会社 | 出力過電流保護回路、及び該出力過電流保護回路を備えた定電圧スイッチング電源回路 |
| JP3753112B2 (ja) * | 2002-08-20 | 2006-03-08 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置 |
-
2005
- 2005-04-20 JP JP2006524538A patent/JP4259577B2/ja active Active
- 2005-04-20 WO PCT/JP2005/007496 patent/WO2006006289A1/ja active Application Filing
- 2005-04-20 GB GB0601032A patent/GB2420232B/en active Active
- 2005-04-20 CN CN2005800005362A patent/CN1806382B/zh active Active
- 2005-04-20 US US10/564,025 patent/US7433208B2/en active Active
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102739057A (zh) * | 2011-04-12 | 2012-10-17 | 新能微电子股份有限公司 | 初次级双反馈控制的返驰式电源转换器 |
| CN102739057B (zh) * | 2011-04-12 | 2015-05-06 | 新能微电子股份有限公司 | 初次级双反馈控制的返驰式电源转换器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPWO2006006289A1 (ja) | 2008-04-24 |
| JP4259577B2 (ja) | 2009-04-30 |
| WO2006006289A1 (ja) | 2006-01-19 |
| GB2420232A (en) | 2006-05-17 |
| GB0601032D0 (en) | 2006-03-01 |
| CN1806382B (zh) | 2011-08-03 |
| US20080049472A1 (en) | 2008-02-28 |
| GB2420232B (en) | 2007-02-28 |
| US7433208B2 (en) | 2008-10-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN1806382A (zh) | 开关电源装置和电子设备 | |
| CN1241317C (zh) | 开关电源装置 | |
| CN1244976C (zh) | 开关电源装置 | |
| CN1209866C (zh) | 开关电源装置和使用该开关电源装置的电子装置 | |
| CN1303749C (zh) | 开关电源设备 | |
| CN1238955C (zh) | 开关电源装置 | |
| CN1885704A (zh) | 开关电源装置 | |
| CN1278481C (zh) | 开关电源单元及使用该开关电源单元的电子装置 | |
| CN1182648C (zh) | 开关电源电路 | |
| CN1200503C (zh) | 开关电源装置 | |
| CN1264271C (zh) | 开关电源 | |
| CN1404207A (zh) | 开关电源设备 | |
| CN1992494A (zh) | 直流－直流变换器和直流－直流变换器控制电路 | |
| CN1742424A (zh) | 开关电源设备 | |
| CN101079576A (zh) | 用于提供对电源调节器的开关的系统与方法 | |
| CN1469216A (zh) | 电源电路 | |
| CN1930768A (zh) | 电源设备 | |
| CN1357957A (zh) | 充电方法和充电装置 | |
| CN1950996A (zh) | 开关电源装置 | |
| CN1270433A (zh) | 电池充电控制电路、电池充电设备和电池充电控制方法 | |
| CN1347190A (zh) | 具有串联电容的开关电源 | |
| CN1691479A (zh) | 开关电源电路 | |
| CN1848652A (zh) | 开关电源装置和开关方法 | |
| CN1638253A (zh) | 开关电源装置 | |
| CN1202067A (zh) | 改变切换频率时dc－dc转换器的输出功率控制、 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant |