WO2006006289A1

WO2006006289A1 - スイッチング電源装置および電子装置

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Publication number: WO2006006289A1
Application number: PCT/JP2005/007496
Authority: WO
Inventors: Akio Nishida; Fumi Kitao; Hiroshi Takemura
Original assignee: Murata Manufacturing Co., Ltd.
Priority date: 2004-07-07
Filing date: 2005-04-20
Publication date: 2006-01-19
Also published as: JPWO2006006289A1; JP4259577B2; GB2420232A; GB0601032D0; CN1806382B; US20080049472A1; GB2420232B; US7433208B2; CN1806382A

Abstract

　トランス（Ｔ）の１次巻線（Ｎ１）に直列に第１のスイッチ素子（Ｑ１）を接続し、２次巻線（Ｎ２）に整流回路（２）と、出力電圧を検出して制御回路（４）へフィードバックする出力電圧制御回路（３）とを設ける。制御回路（４）には、出力電圧制御回路（３）からのフィードバック信号に基づいてオン状態の（Ｑ１）をターンオフさせるオン期間制御回路（６）と、同じフィードバック信号に基づいて（Ｑ１）のターンオンを遅延させてそのオフ期間を制御するオフ期間制御回路（５）とを設ける。

Description

スイッチング電源装置および電子装置

技術分野

[0001] この発明はスイッチング電源装置およびそれを備えた電子装置に関するものである背景技術

[0002] 近年、例えばプリンタやファクシミリ等にぉ、て、印刷動作を行ってヽな、待機時に消費電力をなるベく削減することへの要求が高まっている。そのため、プリンタゃファクシミリの電源回路部に用いられるスイッチング電源装置自体の待機時の消費電力の低減ィ匕が求められて、る。

[0003] このような電子装置の電源回路部には、一般に RCC方式のスイッチング電源装置が用いられている力このような RCC方式のスイッチング電源装置においては、負荷が軽くなるほどスイッチング周波数が高くなり、それにともなってスイッチング損失が増加するという特性をもっていて、そのままでは待機時のような軽負荷時の消費電力の低減が望めな力た。

[0004] そこで、 RCC方式のスイッチング電源装置における軽負荷時の電力消費を低減するようにしたスイッチング電源装置として、例えば特許文献 1が開示されている。このスイッチング電源装置は軽負荷時に第 1のスィッチ素子の制御端子を一定時間強制的に接地させる回路を備えることによって、第 1のスィッチ素子のターンオンを遅らせてスイッチング周波数が一定以上にならな、ようにしたものである。

[0005] ところが、このような回路によってスイッチング周波数の上限を定めるようにしたスィツチング電源装置においては、軽負荷時にスイッチング周波数を低下させて電力消費を大幅に削減する効果が小さ、と、う問題があった。

[0006] そこでこの問題を解消したスイッチング電源装置が特許文献 2に開示されている。この特許文献 2のスイッチング電源装置は、第 1のスィッチ素子のオン期間に最小オン期間を設定し、それ以上オン期間が短縮できないようにする回路を設けている。この場合、待機時にはオン期間が短縮できないため負荷への電力供給が過剰となって、出力電圧が上昇しはじめる。そこで、この出力電圧が若干上昇したことを検出してォフ期間を制御 (延長)する回路を構成することによって、出力電圧の上昇を防止するとともにスイッチング周波数上昇の抑制を図っている。

特許文献 1 :特開平 7— 67335号公報

特許文献 2 :特開 2004— 80941公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0007] ところが、特許文献 2のスイッチング電源装置においては、出力電圧が上昇したことを検出して待機時を検知するものであるため、待機時の出力電圧と定格時の出力電圧の間に差が生じる。すなわち出力電圧の変動幅が大きくなるという問題があった。また、非軽負荷時におけるオン期間制御のためのフィードバック回路と軽負荷時におけるオフ期間制御のためのフィードバック回路の 2系統が必要であったため、その系統の切替時にゲインが変化して負荷変動時の制御系統切替時に出力電圧が変動するという問題があった。

[0008] そこで、この発明の目的は、出力電圧の上昇を検出する方式を採用せず、またフィードバック回路を 1系統とすることによって上述の 2つの問題点を解消し、出力電圧の変動を抑えたスイッチング電源装置およびそれを備えた電子装置を提供することにある。

課題を解決するための手段

[0009] 上記目的を達成するために、この発明のスイッチング電源装置は、

(1) 1次卷線 Nl、 2次卷線 N2および帰還卷線 N3を備えたトランス Tと、 1次卷線 N 1に直列に接続された第 1のスィッチ素子 Q1と、該第 1のスィッチ素子 Q1の制御端子と前記帰還卷線 N3との間に設けられた制御回路 4と、前記 2次卷線 N2に接続された整流回路 2と、該整流回路 2から出力される出力電圧を検出して前記制御回路 4 へ 1系統でフィードバックする出力電圧制御回路 3とを備えたスイッチング電源装置において、

前記制御回路 4は、非軽負荷時に前記出力電圧制御回路 3からの 1系統のフィードノック信号に基づ、てオン状態の前記第 1のスィッチ素子 Q 1をターンオフさせるォン期間制御回路 6と、軽負荷時に前記フィードバック信号に基づいて前記第 1のスィツチ素子 Q 1のターンオンを遅延させて前記第 1のスィッチ素子 Q 1のオフ期間を制御するオフ期間制御回路 5とを備えたことを特徴としている。

[0010] (2)また、（1)において前記オフ期間制御回路 5と前記オン期間制御回路 6とを接続するように設けられ、前記フィードバック信号に基づ、てインピーダンスが変化するインピーダンス回路 8を備え、該インピーダンス回路のインピーダンス変化によって軽負荷時の前記オフ期間制御回路 5の制御と、非軽負荷時の前記オン期間制御回路 6の制御を連続的に行うようにしたことを特徴として！/、る。

[0011] (3)また、（1)または（2)において、オフ期間制御回路 5は、前記第 1のスィッチ素子 Q1の制御端子と前記帰還卷線 N3との間に挿入された第 3のスィッチ素子 Q3と、該第 3のスィッチ素子 Q3の制御端子と接地との間に挿入された第 4のスィッチ素子 Q 4とを備え、前記オン期間制御回路 6は、第 1のスィッチ素子 Q1の制御端子と接地との間に挿入された第 2のスィッチ素子 Q2と、該第 2のスィッチ素子 Q2へ制御電圧を与えるコンデンサ C3を含む時定数回路とを備え、

前記インピーダンス回路 8は、前記フィードバック信号による電流を前記コンデンサ C3へ供給する第 1の経路 piと、接地へバイパスする第 2の経路 p2とを備えたことを特徴としている。

[0012] (4)また、（1)〜（3)の何れかの構成において、オン期間制御回路 6の制御によるオン期間に最小オン期間を設定して、すべての入出力条件においてオン期間を最小オン期間以上に保って間欠発振を防止したことを特徴としている。

[0013] (5)また、（4)において、第 1のスィッチ素子 Q1がオフである時に、第 2のスィッチ素子 Q2の制御電圧を定めるオン期間制御回路 6内のコンデンサ C3の電圧を一定値に制限するクランプ回路を前記インピーダンス回路 8に設けたことを特徴としている。

[0014] (6)また、（3)において、第 2の経路を、第 1のスィッチ素子 Q1がオフ状態である場合にのみ前記フィードバック信号による電流をバイパスする回路としたことを特徴としている。

[0015] (7)また、（1)〜（6)において、オフ期間制御回路 5が、第 1のスィッチ素子 Q1の制御端子に印加される電圧の上限を制限するリミット回路 9を備えたことを特徴としている。

[0016] (8)この発明の電子装置は、上記何れかの構成のスイッチング電源装置を電源回路部に設けたことを特徴としている。

発明の効果

[0017] (1)軽負荷時に出力電圧制御回路 3からのフィードバック信号に基づいてオン期間制御回路 6が第 1のスィッチ素子 Q1をターンオフさせ、非軽負荷時に同じく出力電圧制御回路 3からのフィードバック信号に基づいてオフ期間制御回路 5が第 1のスィツチ素子 Q 1のターンオンを遅延させて Q 1のオフ期間を制御するので、 1系統のフィードバック回路によって第 1のスィッチ素子 Q 1のオン期間とオフ期間を制御することができる。そのため、負荷変動時の制御系統切替時に出力電圧が変動することがない。また、待機時の出力電圧上昇を検出する必要がないため、待機時の出力電圧と定格時の出力電圧との間に差が生じることがなぐ出力電圧の変動幅が大きくなることもない。

[0018] (2)出力電圧制御回路 3からのフィードバック信号に基づいて、オフ期間制御回路 5と前記オン期間制御回路 6との間を接続するインピーダンス回路のインピーダンスが変化するによって、軽負荷時のオフ期間制御回路 5の制御と、非軽負荷時のオン期間制御回路 6の制御とが連続的に行われ、オン期間制御とオフ期間制御の切替時のリップルの増大や出力電圧の変動が生じることがない。

[0019] (3)前記インピーダンス回路がフィードバック信号による電流をオン期間制御回路 6 のコンデンサ C3へ流す第 1の経路 piと、オン期間制御回路 6を通らずに接地へバイパスする第 2の経路 p2を備えたことにより、接地へバイパスする電流の割合を変えることによって、軽負荷時のオン期間の設定が可能となり、このことによって負荷供給電力とスイッチング周波数との関係 (周波数特性)の設定が可能となる。

[0020] (4)前記オン期間制御回路 6の制御によるオン期間に最小オン期間を設定したことにより、すべての入出力条件においてオン期間を最小オン期間以上に保つことができ、無負荷時においても間欠発振を防止できる。

[0021] (5)第 1のスィッチ素子 Q1がオフ状態であるとき、クランプ回路が第 2のスィッチ素子 Q2の制御電圧を定めるコンデンサ電圧を一定に制限してオフ期間を制限無しに延長するので、無負荷時において出力電圧の上昇が防止できる。

[0022] (6)第 1のスィッチ素子 Q1がオフ状態のとき、前記バイパス回路が前記フィードバックによる電流をバイノスするようにして、コンデンサ C3のオン期間における充電量とオフ期間における充電量をそれぞれ独立に変更できるようにしたので、負荷供給電力とスイッチング周波数との関係 (周波数特性)の設定の自由度をさらに高めることができる。（7)前記リミット回路が第 1のスィッチ素子 Q1の制御端子に印加される電圧の上限を制限するので、広い入力電圧範囲にわたって使用可能となる。

[0023] (8)この発明の電子装置によれば、負荷の状態に関わらず負荷への電源電圧変動が少ないので常に安定な動作が可能となる。

図面の簡単な説明

[0024] [図 1]第 1の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。

[図 2]同スイッチング電源装置の各部の電圧波形図である。

[図 3]第 2の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。

[図 4]同スイッチング電源装置の各部の電圧波形図である。

[図 5]第 3の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。

[図 6]第 4の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。

[図 7]第 5の実施形態に係るプリンタの構成を示すブロック図である。

符号の説明

1 - -スイッチング電源装置

2- -整流回路

3- -出力電圧制御回路

4- -制御回路

5- -オフ期間制御回路

6- -オン期間制御回路

7- -負帰還回路

8- -インピーダンス回路

9- -リミット回路

Pl 第 1の経路 p2—第 2の経路

T トランス

N1— 1次卷線

N2— 2次卷線

N3—帰還卷線

Vcc 直流電源

Q1—第 1のスィッチ素子

Gin—入力電源側グランド

SR—シャントレギユレータ

発明を実施するための最良の形態

[0026] [第 1の実施形態]

第 1の実施形態に係るスイッチング電源装置について図 1 ·図 2を参照して説明する図 1はスイッチング電源装置の回路図である。このスイッチング電源装置は、 1次卷線 Nl、 2次卷線 N2および帰還卷線 N3を備えたトランス Tと、 1次卷線 N1に直列に接続した第 1のスィッチ素子 Q 1と、 Q 1の制御端子と帰還卷線 N3との間に設けた制御回路 4と、 2次卷線 N2に接続した整流回路 2と、整流回路 2から出力される出力電圧を検出して制御回路 4へフィードバックする出力電圧制御回路 3とを備えている。第 1のスィッチ素子 Q1は MOSFETからなり、この第 1のスィッチ素子 Q1と 1次卷線 N 1との直列回路に入力電源である直流電源 Vccを印加する。

[0027] 整流回路 2は、 2次卷線 N2に直列接続したダイオード D1とこのダイオード D1の力ソードとグランドとの間に接続した平滑用コンデンサ C1とから構成している。この 2次卷線 N2、ダイオード Dl、およびコンデンサ C1からなる 2次側の回路と、上記第 1のスイッチ素子 Q 1が直列に挿入されて、る 1次側の回路とによって主回路を構成してヽる。

[0028] 出力電圧制御回路 3は、出力端子 Poとグランド Goutとの間に抵抗 R2, R3からなる分圧回路を備え、また抵抗 R1とフォト力ブラ PC 1の発光ダイオード PD1とシャントレギユレータ SRとの直列回路を備えている。さらに抵抗 R2, R3の接続点とシャントレギユレータ SRの力ソード端子との間に、抵抗 R15とコンデンサ C9の直列回路力もなる負帰還回路 7を備えている。また抵抗 R2, R3の接続点をシャントレギュレータ SRのリファレンス端子に接続して、る。

[0029] 制御回路 4は、オフ期間制御回路 5とオン期間制御回路 6を備えている。帰還卷線 N3の一端と Q1のゲートとの間には、オフ期間制御回路 5の第 3のスィッチ素子 Q3とコンデンサ C2を直列に挿入している。オフ期間制御回路 5の抵抗 R13とコンデンサ C10による直列回路は時定数回路を構成している。第 3のスィッチ素子 Q3のベースと入力電源側グランド Ginとの間には抵抗 R9と第 4のスィッチ素子 Q4の直列回路を接続している。この第 4のスィッチ素子 Q4のベースとコンデンサ C10との間に抵抗 R 23, R24を挿入している。また Q4のベースと Ginとの間に抵抗 R22とコンデンサ C 11 を設けて!/、る。 Q3のベースェミッタ間にはノイズによる誤動作防止用のコンデンサ C6を設けている。上記コンデンサ C2の第 1のスィッチ素子 Q1側の端子と入力電源ラインとの間には起動用の抵抗 R4を接続してヽる。

[0030] また、抵抗 R23, R24の接続点と入力電源側グランド Ginとの間にフォトカプラ PC1 のフォトトランジスタ PT1と抵抗 R16の直列回路を設けている。

[0031] オン期間制御回路 6の Q1のゲート一入力電源側グランド Ginとの間には第 2のスィツチ素子 Q2を設けている。帰還卷線 N3の両端間には抵抗 R6, R7,コンデンサ C3 力もなる時定数回路を設けている。またコンデンサ C3の一方端と Q2のベースとを接続して、 C3の電圧が Q2のベースーェミッタ間に印加されるように回路を構成している。

[0032] また、 PT1と R16との接続点と Q2のベースとの間にダイオード D4を接続している。

なお、 Q1のゲート一ソース (Gin)間にはゲート保護用の抵抗 R21を接続している。

[0033] 上記フォトトランジスタ PT1、抵抗 R16, R24、およびダイオード D4によってインピ一ダンス回路 8を構成していて、 PD1を介するフィードバック信号により PT1のインピ一ダンスが変化する。

図 1に示したスイッチング電源装置の第 1のポイントは、フォトトランジスタ PT1の電流をダイオード D4を介してコンデンサ C3へ流す（充電する）ととも〖こ、抵抗 R16を介して入力電源側グランド Ginへも流す (バイパスする）ように回路を構成したことである [0034] 第 2のポイントは、上記インピーダンス回路 8と、抵抗 R22, R23,コンデンサ C11からなる時定数回路とによって Q4のオンタイミングを制御するように回路を構成した点である。

[0035] 図 1に示したスイッチング電源装置の動作は次のとおりである。

[0036] [1.1]《軽負荷時》

軽負荷時は、以降に述べるように Q1のオフ期間を制御して出力電圧を定電圧化する。

[0037] [1.1.1]〔Q1オフ期間〕

〈主回路の動作〉

Q1のオフ期間では、まずトランス Tの励磁エネルギー（Q1のオン期間に蓄積されたエネルギー）が 2次側に出力される。通常の RCCでは励磁電流 (ここでは 2次卷線 N2を流れる電流）力となると、帰還卷線 N3に共振電圧が発生し、 Q1はターンオンしてオン期間へ移行する。しかし、この図 1に示す回路では、 Q3がオンしない限り Q1 はターンオンできない。従って軽負荷時には Q3のターンオンが Q1のオフ期間の終了条件となり、 Q3のターンオンにより、 C2に蓄積されていた電荷によって Q1がターンオンして Q1オン期間へ移行する。

[0038] 〈制御回路の動作〉

フォトトランジスタ PT1のインピーダンスによって Q4がターンオンするまでの時間が決定される。すなわち、軽負荷時にはフォト力ブラ PC1の発光ダイオード PD1の電流が大きくなるため、 PT1のインピーダンスが低くなり、 PT1のコレクタ端子電圧が低くなる。ここで、 Q4のベース—ェミッタ間電圧（コンデンサ C11の電圧）は、 R22, R23 , C11からなる時定数回路によって決定されるため、 PT1のコレクタ端子電圧によつて Q4がターンオンするまでの時間が決定される。したがって軽負荷で PT1のコレクタ電圧が低!、ほど Q 1のオフ期間は長くなる。これは電流不連続モードの動作である。

[0039] [1.1.2]〔Q1オン期間〕

〈主回路の動作〉

Q1がターンオンすると、 Vcc→トランス Tの 1次卷線 Nl→Ql→Ginの経路で電流が流れ、トランス Tにエネルギーが蓄積される。 Q2がターンオンすれば Q1はターンオフして Q1オフ期間へ移行する。

[0040] 〈制御回路の動作〉

Q 1のオン期間中は帰還卷線 Ν 3に発生した電圧によりコンデンサ C 3が充電される。この時、帰還卷線 Ν3の電圧により、 R6, R7, C3からなる時定数回路に電流が流れ、 C3の充電電圧が上昇する。また、コンデンサ C10の電圧により、 PT1と D4を介する第 1の経路 piで C3, R7の並列回路に電流が流れ、 C3の充電電圧が上昇する

[0041] C3の電圧が Q2のオン電圧 Vbe (on)に達すると、 Q2はターンオンし、 Q1のオフ期間へ移行する。

[0042] ところで、軽負荷時においては、 Q1がターンオンした時点での C3の電圧は比較的高い。これは、 PT1のインピーダンスが低く、 Q1のオフ期間中、 C3への充電量が大きいためである。そのため、短い Q1のオン期間で C3の電圧は Q2の Vbe (on)に達し、 Q2のターンオンにより Q1はターンオフする。

[0043] [1.2]《重負荷時》

重負荷時すなわち非軽負荷時は、以降に述べるように通常の RCCと同様に Q1のオン期間を制御することによって出力電圧を定電圧化する。

[0044] [1.2.1]〔Q1オフ期間〕

〈主回路の動作〉

Q1のオフ期間では、トランス Tの励磁エネルギーが 2次側に出力される。トランス T の励磁電流が 0になると、帰還卷線 N3に共振電圧が発生する。この時、 Q3はオンしているため、共振電圧により Q1はターンオンし、 Q1オン期間へ移行する。

[0045] 〈制御回路の動作〉

重負荷時には、フォトカプラ PC1の PD1の電流が小さくなるため、 PT1のインピーダンスが高ぐ PT1のコレクタ電圧は高くなる。これによりコンデンサ C11の充電時間が短くなり、 Q4のターンオンタイミングが早まる。そこで、重負荷時にはトランス Tの励磁電流が 0となるタイミングではすでに Q4がオンするように時定数を設定して、る。そのため Q3はオンしてヽて、 Q 1は帰還卷線 N3に共振電圧が発生することによって直ちにターンオンする。これは、通常の RCCと同様の電流臨界モードの動作である。

[0046] また、 PT1のインピーダンスが高いため、コンデンサ C10から PT1→D4→(C3+R

7)の経路で流れる電流は少なぐコンデンサ C3への充電量は少ない。しかも帰還卷線 N3の電圧により C3は負方向に充電されるため、 C3の電位が負電位となった状態で Q1オン期間へ移行する。

[0047] [1.2.2]〔Q1オン期間〕

〈主回路の動作〉

Q1がターンオンすると、 Vcc→Nl→Ql→Ginの経路で電流が流れ、トランス丁にエネルギーが蓄積される。 Q2がターンオンすれば Q1はターンオフする。すなわち Q 1オフ期間へ移行する。

[0048] 〈制御回路の動作〉

Q1オン期間中は、帰還卷線 N3に発生する電圧によって、 R6を介して C3と R7の並列回路に電流が流れる。また、 C10の電圧により PT1→D4→(C3+R7)の経路で電流が流れ、 C3が充電される。最初 C3の電位は負電位である力充電により Q2 のオン電圧 Vbe (on)に達すると、 Q1はターンオフして Q1オフ期間へ移行する。すなわち PT1のインピーダンスによって Q1のオン時間が変化し、定電圧制御が行われる。

[0049] さて、図 2は軽負荷時と重負荷時について、図 1各部の電圧波形を示している。ここで (A)は軽負荷時、（B)は重負荷時の場合である。また、図中の V (C11)はコンデンサ C11の電圧、 V(C3)はコンデンサ C3の電圧であり、 Q4Vbe (On)はスィッチ素子 Q4がオンするに要するベースーェミッタ間のしきい値電圧、 Q2Vbe (On)はスィッチ素子 Q2がオンするに要するベースーェミッタ間のしきい値電圧である。

[0050] 軽負荷時には（A)に示すように、 toのタイミングで V (C3)が Q2Vbe (On)に達すると Q2がオンし、それにともなって Q1がターンオフする。この Q1のオフにより帰還卷線 N3に逆電圧 (フライバック電圧）が発生し、 Q2のコレクタ電位も負電位となる。そのため Q2のベースコレクタ間が逆通電して、 C3は急速に放電される。

[0051] その後、 to〜tlの期間で、帰還卷線 N3に発生する逆電圧によって、 C3→R6→N 3の経路で C3が逆充電される。また、 C11は C11→Q4のベース'コレクタ間→R9→ C6→N3の経路で放電（逆充電）される。一方、 C10→R24→R23→C11の経路でも C11は充電されている力軽負荷時は PT1のインピーダンスが低いため、その影響は小さい。

[0052] tlのタイミングで N3の逆電圧がなくなり、トランス Tの励磁電流が 0になると、 C11の充放電に関しては、「C10→R24→R23→C11の経路」で CI 1が充電されるのみとなる。このとき、 R24→PT1→R16の経路でも電流が流れるため、 C11の充電時定数は PT1のインピーダンスによって変化する。すなわち、負荷の大きさによって、 tl 〜t2の図中 Aで示す V (C11)の上昇傾きが変化する。

[0053] 例えば、負荷が小さくなるほど PT1のインピーダンスが小さくなるので、コンデンサ C 11への充電時定数が大きくなつて、上記傾き Aが小さくなる。逆に、負荷が大きくなるほど PT1のインピーダンスが大きくなるので、コンデンサ C11への充電時定数が小さくなつて、上記傾き Aが大きくなる。このことにより Q4のオンタイミングが変化して Q3 のオンタイミングすなわち Q1のオンタイミングが変化する。その結果、 Q1のオフ期間が制御されて定電圧が出力されることになる。このとき、 C3は C10→R24→PT1→D 4→C3の経路で充電され、 V (C3)は上昇する。

[0054] そして、 t2で Q1がターンオンすることにより、 N3→R6→C3の経路で C3が充電され、図に表れているように、 t2〜toの期間で V (C3)は tl〜t2までと比較して急に上昇する。 toで V (C3)が Q2Vbe (On)に達したとき Q2がオンし、 Q1がターンオフする

[0055] 重負荷時には（B)に示すように、 toのタイミングで V (C3)が Q2Vbe (On)に達すると Q2がオンし、それにともなって Q1がターンオフする。このとき Q1のオフにより帰還卷線 N3に逆電圧 (フライバック電圧）が発生し、 Q2のコレクタ電位も負電位となる。そのため Q2のベースコレクタ間が逆通電して、 C3は急速に放電される。

[0056] その後、 to〜tlの期間で、帰還卷線 N3の発生する逆電圧によって、 C3→R6→N 3の経路で C3が逆充電される。また、 C10→R24→PT1→D4→C3の経路で正方向に充電される経路も存在するので、 C3の逆充電時定数は PT1のインピーダンスによって左右される。また、重負荷時は PT1のインピーダンスが比較的高くなるため、 P T1のコレクタ電圧が高くなる。従って、 tO〜tlの期間では C11は殆ど放電されず、すぐに充電され、 tlの時点では既に Q4はオンしている。したがって Q3もオンしている。

[0057] このように tlのタイミングで Q4は既にオンしているため、その後、 Q1は帰還卷線 N 3の共振電圧に基づ、てターンオンする。

[0058] その後、 N3→R6→C3の経路で C3が正方向に充電される。その後、 toのタイミングで V(C3)の電圧が Q2Vbe (On)に達すると、 Q2がオンして Q1はターンオフする。

[0059] したがって、重負荷時には図 2の（B)に示すようにコンデンサ C3の電圧 V(C3)の図中 Bで示す傾きが負荷により変化することによって Q1のオン期間（tl〜to)が変化する。例えば負荷が小さくなるほど PT1のインピーダンスが小さくなるので、第 1の経路 piを介してのコンデンサ C3への正方向への充電時定数が小さくなり、 Bの傾きが緩やかになって、 Q1ターンオン時点での V (C3)力 Po2で示すように高くなる。その結果、 V(C3)が Q2Vbe (On)に達するのが早ぐ Q1のオン期間が短くなる。逆に、負荷が大きくなるほど PT1のインピーダンスが大きくなるので、第 1の経路 piを介してのコンデンサ C3への正方向への充電時定数が大きくなり、 Bの傾きが急になって、 Q 1ターンオン時点での V(C3)が Polで示すように低くなる。その結果、 V (C3)が Q2 Vbe (On)に達するのが遅くなり、 Q1のオン期間が長くなる。

[0060] このようにして、負荷の大きさに応じて Q1のオン期間が制御されて、定電圧が出力されること〖こなる。

[0061] なお、出力電圧制御回路 3に負帰還回路 7を設けたため、フォト力ブラ PC1の PD1 に流れる電流が急激に減少することがなぐフォトトランジスタ PT1は常に能動領域で動作する。そのため出力端子 Poの電圧変化（出力リップル）に依存して PD1がオン' オフすることがなぐスイッチング周波数は、オフ期間制御回路 5とオン期間制御回路 6の回路中の CRの定数によって決定される。

[0062] 上述のように出力電圧の上昇によって軽負荷時 (待機時)と重負荷時 (定格時)の動作モードを切り替えるのではないため、待機時の出力電圧と定格時の出力電圧との間に差が生じることがない。また、フィードバック回路が 1系統であるため、オン期間制御回路 6とオフ期間制御回路 5へのフィードバックを 2系統設けた場合に、その切替時にゲインが変化することによって出力電圧が変動するといつた不具合が生じることもない。

[0063] [第 2の実施形態]

次に、第 2の実施形態に係るスイッチング電源装置について図 3 ·図 4を参照して説明する。

図 3はそのスイッチング電源装置の回路図である。図 1に示した第 1の実施形態に係るスイッチング電源装置と異なり、抵抗 R16に対して直列にダイオード D3を挿入している。その他の構成は図 1に示した場合と同じである。

第 1の実施形態では、 Q1オフ期間中に C10→R24→PT1→D4→C3の経路でコンデンサ C3が正方向に充電される力無負荷時には PT1のインピーダンスが最小となって、 C3の電位が速やかに上昇するため、回路定数の設定によっては Q3がターンオンするよりも先に Q2がターンオンしてしまい、その後に Q3がオンしても、 Q1のゲートに電圧がかからず、 Q1がターンオンできない状況が生じる可能性がある。そうなれば間欠発振状態となってしまう。このような間欠発振状態では発振周期が長くなるため、負荷急変時の追従性が悪化する。

[0064] この第 2の実施形態では、後述するように抵抗 R16に対して直列にダイオード D3を挿入したことにより、 Q 1のオフ期間中のコンデンサ C3の電圧を一定値にクランプでき、且つ、この値を Q2がターンオンできないように低く設定することによって、 Q1オフ期間中に Q2がターンオンすることがなぐ間欠発振が防止できる。

[0065] 図 3に示したスイッチング電源装置の動作 (特に図 1に示したスイッチング電源装置と異なる動作）は次のとおりである。

[2.1]《軽負荷時》

軽負荷時には Q1のオン期間が一定であり、 Q1のオフ期間を制御することによって出力電圧を定電圧化する。

[0066] [2.1.1]〔Q1オフ期間〕

〈主回路の動作〉

第 1の実施形態の場合と同様である。すなわち、軽負荷時には Q3のターンオンが Q1のオフ期間の終了条件となり、 Q3のターンオンにより Q1オン期間へ移行する。

[0067] 〈制御回路の動作〉 PT1を流れる電流は、 R16, D3を流れる経路 p2と、 D4を介して C3を充電する経路 p 1とに分けられる。この D4を介する経路 p 1によってコンデンサ C3は充電されるが、その電圧 V (C3)は、 D3, D4, R16により一定電圧にクランプされる。ここで、ダイオード D3の順方向降下電圧を VF(D3)、抵抗 R16の降下電圧を VR16、ダイオード D4の順方向降下電圧を VF(D4)とすれば、

PT1のェミッタ端子電圧は VF(D3) +VR16にクランプされるので、 C3のクランプ電圧 V (C3) CLは、

V(C3) CL=VF(D3) +VR16 VF(D4)

で表せる。

[0068] [2.1.2]〔Q1オン期間〕

〈主回路の動作〉

第 1の実施形態の場合と同様に Vcc→Nl→Ql→Ginの経路で電流が流れ、トランス Tにエネルギーが蓄積される。 Q2がターンオンすれば Q1はターンオフして Q1 オフ期間へ移行する。

[0069] 〈制御回路の動作〉

軽負荷時にはオン期間が一定となる。

[0070] すなわち、 Q1がターンオンした時点での Q2のベース電圧（C3の電圧 V(C3) )は、上記クランプ電圧

V(C3) =VF(D3) +VR16— VF(D4)に定まり、その後、帰還卷線 N3に発生した電圧により C3が充電される。この時の時定数は、 PT1等のインピーダンスとは無関係に R6, R7, C3の回路により定まる。このようにコンデンサ C3の充電電荷の初期値と R6, R7, C3による時定数回路の時定数が一定であることから、オン期間は一定となる。そして、 C3の電圧が Q2のオン電圧 Vbe (On)に達すると、 Q2はターンオンし、 Q 1オフ期間へ移行する。

[0071] [2.2]《重負荷時》

重負荷時は第 1の実施形態の場合と同様の動作を行う。

図 4は軽負荷時と重負荷時について図 1各部の電圧波形を示している。 (A)は軽負荷時、（B)は重負荷時の場合である。軽負荷時には (A)のようにコンデンサ C3の電圧 V (C3)が Qlオフ期間に、 D3, D4, R16により一定電圧にクランプされるので、点 A1で示すように、コンデンサ C3の充電電荷の初期値が一定である。また、 R6, R 7, C3による時定数回路の時定数が一定であるので、 Q1オン期間は一定となる。

[0072] このようにコンデンサ C3の電圧を一定値にクランプしたことにより、たとえ無負荷となつても Q1オフ期間中に V(C3)が Q2Vbe (On)に達することがなぐ Q2がターンオンしないので、 Q1の最小オン時間が定められ、間欠発振が防止できる。

[0073] [第 3の実施形態]

次に、第 3の実施形態に係るスイッチング電源装置について図 5を参照して説明する。

図 5はスイッチング電源装置の回路図である。このスイッチング電源装置は図 3に示した回路に対してスィッチ素子 Q5,抵抗 R17, R18, R19, R20, D5を追加したものである。この新たに追加した回路は次のように動作する。

[0074] (a) D5, R17〜R20は Q4のオン'オフを検出して Q5のオン'オフを制御する。すなわち Q4のオンにより R20→R19→D5→Q4の経路で電流が流れ、 R20と R19の接続点の電位が低下し Q5のベース電位が低下することによって Q5がオフする。逆に、 Q4のオフにより Q5のベース電位が上昇することによって Q5がオンする。

[0075] (b) D3, D4, R16, Q5は Qlオフ時（Q4オフ時）に、 Q5のオンにより PT1の電流を D3, R16を介して Ginにバイパスする。一方、 Q1オン時（Q4オン時）に、 Q5のォフにより、 PT1の電流は D4を介して C3を充電する。

[0076] その他の回路による動作は第 1 ·第 2の実施形態の場合と同様である。

このように、 Q1オン期間における C3の充電量を、 R16の経路によらずに独立に変更できるため、設定の自由度を高めることができる。

[0077] 例えば、第 1 ·第 2の実施形態で示した図 1 ·図 3の回路において R16を低抵抗とすると、 PT1を流れる電流の大部分が D3, R16の経路を流れるため、 Q1オン期間の C 3電圧の上昇速度が緩やかになる。この場合、軽負荷時や無負荷時においてオン期間が長すぎるために間欠発振となる場合が生じる。最悪ケースでは、出力電圧の上昇が発生する。第 2の実施形態では第 1の実施形態に比べてこの問題は改善されているが、仕様によっては発生する。これらに対して、この第 3の実施形態では Q1オン期間に Q5により D3, R16の経路が遮断されるため、上述の問題は生じない。

[0078] [第 4の実施形態]

次に、第 4の実施形態に係るスイッチング電源装置について図 6を参照して説明する。

図 6はスイッチング電源装置の回路図である。第 2の実施形態として図 3に示したスイッチング電源装置と異なるのは、図 3に示した Q3, C6, R9による回路部分に代えて、抵抗 R25, R26, R27,スィッチ素子 Q8, Q9,ツエナーダイオード D8からなる電圧レギユレータ回路を設けた点である。

[0079] ここで、スィッチ素子 Q8とツエナーダイオード D8は電圧レギユレータ回路を構成していて、 Q9, R25, R26は電圧信号を反転させるインバート回路を構成している。

[0080] このスイッチング電源装置の場合、第 2の実施形態として図 3に示したスイッチング電源装置に比べてさらに次のような作用効果を奏する。

[0081] ツエナーダイオード D8は、スィッチ素子 Q8とともに定電圧レギユレータ（リミット回路

)を構成していて、 Q1のゲート電圧 (制御電圧）が所定範囲を超えないように制限する。すなわち、 Q1のゲート電圧は最大でも、

Vgs (Ql) =Vz (D8) -Vbe (Q8)

に制限される。

[0082] ここで、 Vgs (Ql)は Qlのゲートソース間電圧、 Vz (D8)はツエナーダイオード D 8のツエナー電圧、 Vbe (Q8)はスィッチ素子 Q8のベースーェミッタ間順方向電圧である。

[0083] そのため、ワールドワイド入力のような広い入力電圧範囲にわたって、第 1のスイツチ素子 Q1の制御電圧が所定電圧を超えるのを防止でき、 Q1を破壊力も防止できる

[0084] [第 5の実施形態]

次に、第 5の実施形態に係る電子装置について図 7を参照して説明する。図 7はプリンタの構成を示すブロック図である。ここで、整流回路 10は商用交流電源 ACの電源電圧を入力し、整流してスイッチング電源装置 1へ出力する。このスイッチング電源装置 1は第 1〜第 4のいずれかの実施形態で示したスイッチング電源装置である。プリンタ制御回路 11はスイッチング電源装置 1から出力される直流電源電圧を電源として動作する。プリンタ制御回路 11は通信部 12により通信路を介してホスト装置との間でデータの通信を行い、操作部 13の操作を読み取り、駆動部 14を駆動する。

[0085] 駆動部 14は、印刷時には電力を消費するが、印刷動作をしない待機時には殆ど電力を消費しない。そして、本発明のスイッチング電源装置 1を用いているために、待機時の電力損失を低減し、効率の向上を図ることができる。

[0086] この発明の電子装置はプリンタに限られるものではなぐノートパソコンや携帯情報機器など、電圧の安定な直流電源の必要なあらゆる電子装置に適用可能である。

Claims

請求の範囲

[1] 1次卷線 Nl、 2次卷線 N2および帰還卷線 N3を備えたトランス Tと、 1次卷線 NI 直列に接続された第 1のスィッチ素子 Q1と、該第 1のスィッチ素子 Q1の制御端子と前記帰還卷線 N3との間に設けられた制御回路 4と、前記 2次卷線 N2に接続された整流回路 2と、該整流回路 2から出力される出力電圧を検出して前記制御回路 4へ 1 系統でフィードバックする出力電圧制御回路 3とを備えたスイッチング電源装置において、

前記制御回路 4は、非軽負荷時に前記出力電圧制御回路 3からの 1系統のフィードノック信号に基づ、てオン状態の前記第 1のスィッチ素子 Q 1をターンオフさせるォン期間制御回路 6と、軽負荷時に前記フィードバック信号に基づいて前記第 1のスィツチ素子 Q 1のターンオンを遅延させて前記第 1のスィッチ素子 Q 1のオフ期間を制御するオフ期間制御回路 5とを備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。

[2] 前記オフ期間制御回路 5と前記オン期間制御回路 6とを接続するように設けられ、前記フィードバック信号に基づいてインピーダンスが変化するインピーダンス回路 8を備え、該インピーダンス回路のインピーダンス変化によって軽負荷時の前記オフ期間制御回路 5の制御と、非軽負荷時の前記オン期間制御回路 6の制御を連続的に行うようにした請求項 1に記載のスイッチング電源装置。

[3] 前記オフ期間制御回路 5は、前記第 1のスィッチ素子 Q1の制御端子と前記帰還卷線 N3との間に挿入された第 3のスィッチ素子 Q3と、該第 3のスィッチ素子 Q3の制御端子と接地との間に挿入された第 4のスィッチ素子 Q4とを備え、前記オン期間制御回路 6は、第 1のスィッチ素子 Q1の制御端子と接地との間に挿入された第 2のスイツチ素子 Q2と、該第 2のスィッチ素子 Q2へ制御電圧を与えるコンデンサ C3を含む時定数回路とを備え、

前記インピーダンス回路 8は、前記フィードバック信号による電流を前記コンデンサ C3へ供給する第 1の経路 piと、接地へバイパスする第 2の経路 p2とを備えた請求項 1または 2に記載のスイッチング電源装置。

[4] 前記オン期間制御回路 6の制御による前記オン期間に最小オン期間を設定した請求項 1〜3のいずれかに記載のスイッチング電源装置。

[5] 前記第 1のスィッチ素子 Qlがオフ状態であるときに、前記第 2のスィッチ素子 Q2の制御電圧を定める前記オン期間制御回路 6内の前記コンデンサ C3の電圧を一定値に制限するクランプ回路を前記インピーダンス回路 8に設けた請求項 4に記載のスィツチング電源装置。

[6] 前記第 2の経路は前記第 1のスィッチ素子 Q1がオフ状態である場合にのみ、前記フィードバック信号による電流をバイパスする回路である請求項 3に記載のスィッチ電源装置。

[7] 前記オフ期間制御回路 5は、前記第 1のスィッチ素子 Q1の制御端子に印加される電圧の上限を定めるリミット回路 9を備えた請求項 1〜6のいずれかに記載のスィッチング電源装置。

[8] 請求項 1〜7のいずれかに記載のスイッチング電源装置を電源回路部に設けた電子装置。