JP2008228531A - 電源装置及びその出力制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、二次側の過電流に対する保護動作を回路の構成を小型化して実行することができる、電源装置及び電源装置の出力制御方法の提供を目的とする。
【解決手段】主巻線１２ａと補助巻線１２ｂとを構成する二次巻線を有するフライバックトランスＴ１と、補助巻線１２ａの出力量をフィードバックすることによって主巻線１２ａの出力量が所定の目標量となるようにフライバックトランスＴ１の一次巻線１１の通電を制御するスイッチング制御部Ｕ１と、補助巻線１２ｂの出力量の発生期間における一次巻線１１の通電を遮断する遮断回路U２とを備える、電源装置。
【選択図】図１

Description

本発明は、トランス構造を有する、電源装置及びその出力制御方法に関する。

従来技術として、一次側にスイッチング素子を有する電源回路においてその二次側に流れる過電流を一次側で検出する過電流検出回路が知られている（例えば、特許文献１参照）。この特許文献１には、二次側に過電流が流れると一次側に流れる電流も増加するため、一次側に設けられた電流検出抵抗に生ずる電圧降下を測定し、その測定値が閾値以上になると二次側の過電流として検出することが開示されている。

また、従来技術として、トランスの出力電流を検出する電流検出手段と、該検出された出力電流値と所定値とを比較する比較手段と、該比較の結果、過電流を検出する過電流検出手段と、前記過電流が検出された場合、前記トランスの入力を制限する入力制限手段とを備えた電源装置が知られている（例えば、特許文献２参照）。この特許文献２には、二次側の過電流を検出するために、電流検出抵抗から構成される電流検出回路が二次側高圧出力巻線の低電圧側に接続されていることが開示されている。
特公平７−８７７０２号公報 特開２００１−２１８４５４号公報

しかしながら、上述の従来技術のいずれの開示内容も、二次側の過電流を検出するために電流検出抵抗を設けているものの、いずれの電流検出抵抗にも高いピーク電流が流れるために、このピーク電流に耐え得る電流検出抵抗を用いなければならず、発熱も大きくなりやすい。そのため、回路部品等の構成部品が大きくなりやすく小型化するには難しい。

そこで、二次側の過電流に対する保護動作を回路の構成を小型化して実行することができる、電源装置及び電源装置の出力制御方法の提供を目的とする。

上記目的を達成するため、第１の発明に係る電源装置は、
主巻線と補助巻線とを構成する二次巻線を有するフライバックトランスと、
前記補助巻線の出力量をフィードバックすることによって前記主巻線の出力量が所定の目標量となるように前記フライバックトランスの一次巻線の通電を制御する制御手段と、
前記補助巻線の出力量の発生期間における前記一次巻線の通電を遮断する遮断手段とを備えることを特徴とする。

第２の発明に係る電源装置は、前記制御手段は、前記一次巻線に接続されるスイッチング素子を駆動させる制御信号を出力することを特徴とする。

第３の発明に係る電源装置は、前記制御手段は、前記一次巻線の通電をパルス幅変調制御することを特徴とする。

第４の発明に係る電源装置は、前記制御手段は、前記補助巻線の出力電圧に基づく電圧フィードバックを行うことを特徴とする。

第５の発明に係る電源装置は、前記発生期間は、ダイオードによって検出されることを特徴とする。

また、上記目的を達成するため、第６の発明は、
主巻線と補助巻線とを構成する二次巻線を有するフライバックトランスを備える電源装置の出力制御方法であって、
前記補助巻線の出力量をフィードバックすることによって前記主巻線の出力量が所定の目標量となるように前記フライバックトランスの一次巻線の通電を制御する一方で、
前記補助巻線の出力量の発生期間における前記一次巻線の通電を遮断することを特徴とする。

本発明によれば、二次側の過電流に対する保護動作を回路の構成を小型化して実行することができる。

以下、図面を参照しながら、本発明を実施するための最良の形態の説明を行う。図１は、本発明の一実施形態である電源装置１００の構成を示した図である。電源装置１００は、入力電圧Ｖ１の電力をフライバックトランスＴ１の１次側と２次側との電圧比に応じて電圧変換し、独立した２系統の電源電圧（出力電圧）ＶＳ１，ＶＳ２を生成する電源装置である。電源装置１００は、入力電圧Ｖ１の電圧変動や電気負荷Ｘの消費電流（負荷電流）の変動などが生じても、生成された出力電圧ＶＳ２に基づく後述の電圧フィードバックを行うことによって、一定の出力電圧ＶＳ１の電力を電気負荷Ｘに供給する。

電源装置１００が車両に搭載された場合には、例えば、入力電圧Ｖ１は車載バッテリ又は車載バッテリに接続される電源回路によって供給され、電気負荷Ｘは車載の一つ又は複数の電気負荷に相当する。出力電圧ＶＳ１の電力は、車両内に配線されるワイヤハーネス２０，２１（ワイヤハーネス２０は電源ハーネスに相当し、ワイヤハーネス２１はＧＮＤ（接地）ハーネスに相当する）を介して、車載の電気負荷Ｘに供給される。車載の電気負荷Ｘとして、例えば、エンジンＥＣＵ（Electronic Control Unit）等の電子制御装置、エアコン、ヒータ、オーディオ、ランプ、シガーソケット、モータ、ソレノイドなどが挙げられる。なお、これらの電気負荷は、あくまで例示であって負荷の種類を限定するものではない。

電源装置１００は、一次側の入力電圧（一次電圧）Ｖ１をフライバックトランスＴ１で電圧変換（昇圧又は降圧）し、二次側の２系統の出力電圧（二次電圧）ＶＳ１，ＶＳ２を生成する。フライバックトランスＴ１の一つのコアに、一次巻線１１と二次巻線１２ａ，１２ｂとが巻き付けられている。入力電圧Ｖ１と出力電圧ＶＳ１の電圧比は、フライバックトランスＴ１の一次巻線１１と二次巻線１２ａの巻線比に等しく、入力電圧Ｖ１と出力電圧ＶＳ２の電圧比は、フライバックトランスＴ１の一次巻線１１と二次巻線１２ｂの巻線比に等しい。すなわち、各出力電圧ＶＳ１，ＶＳ２は、主に、それぞれの巻線比に応じて定まる。したがって、各巻線比を同じに設定すれば、各出力電圧ＶＳ１，ＶＳ２は同じ電圧値になるようにすることができ、各巻線比を互いに異なるように設定すれば、出力電圧ＶＳ１，ＶＳ２が互いに異なる電圧値になるようにすることができる。出力電圧ＶＳ１，ＶＳ２をそれぞれどのような電圧値にするのかは、出力電圧に要求される仕様に応じて決めればよい。例えば、入力電圧Ｖ１を１２［Ｖ］とし、出力電圧ＶＳ１及びＶＳ２を１５［Ｖ］とする。

二次巻線１２ａにはダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１を構成する整流平滑回路１３が接続され、二次巻線１２ｂにはダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２を構成する整流平滑回路１４が接続される。整流平滑回路１３は、生成された出力電圧ＶＳ１の電力をダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１に蓄電する。その蓄電された平滑コンデンサＣ１の電圧（以下、「Ｃ１電圧」という）が電気負荷Ｘに印加される。一方、整流平滑回路１４は、生成された出力電圧ＶＳ２の電力をダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ２に蓄電する。電圧検出回路１５は、その蓄電された平滑コンデンサＣ２の電圧（以下、「Ｃ２電圧」という）を検出することによって、出力電圧ＶＳ２を検出する。電圧検出回路１５は、Ｃ２電圧を分圧して検出するために、検出抵抗Ｒ１とＲ２とを有する直列回路である。

検出抵抗Ｒ１とＲ２とによるＣ２電圧の分圧電圧は、フィードバック信号ＳＦＢとして、スイッチング制御部Ｕ１に入力される。スイッチング制御部Ｕ１は、電圧検出回路１５からのフィードバック信号ＳＦＢの電圧（以下、「ＳＦＢ電圧」という）と所定の目標設定電圧とを比較し、その差が零になるようにスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数（すなわち、フライバックトランスＴ１の一次巻線１１の通電周波数）を一定のままそのスイッチング周波数のデューティ比を可変させる。スイッチング制御部Ｕ１は、スイッチング素子Ｑ１をそのスイッチング周波数とそのデューティ比で駆動させる制御信号ＳＧを出力する。すなわち、この場合のスイッチング制御部Ｕ１は、スイッチング素子Ｑ１を駆動するスイッチングパルスの周波数を一定のままそのスイッチングパルスのパルス幅（オン時間）を可変するパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）制御を実行する。

また、スイッチング制御部Ｕ１は、電圧検出回路１５からのＳＦＢ電圧と所定の目標設定電圧とを比較し、その差が零になるようにスイッチング素子Ｑ１のスイッチングのオン時間を一定のままスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数（すなわち、フライバックトランスＴ１の一次巻線１１の通電周波数）を可変させるようにしてもよい。スイッチング制御部Ｕ１は、スイッチング素子Ｑ１をそのスイッチング周波数とそのオン時間で駆動させる制御信号ＳＧを出力する。すなわち、この場合のスイッチング制御部Ｕ１は、スイッチング素子Ｑ１を駆動するスイッチングパルスのパルス幅（オン時間）を一定のままそのスイッチングパルスの周波数を可変するパルス周波数変調（ＰＦＭ：Pulse Frequency Modulation）制御を実行する。

スイッチング制御部Ｕ１から出力された制御信号ＳＧは、図示しないゲート駆動部に入力される。ゲート駆動部は、スイッチング制御部Ｕ１から出力された制御信号ＳＧに係るスイッチング周波数及びデューティ比（ＰＷＭ制御の場合）又はスイッチング周波数及びオン時間（ＰＦＭ制御の場合）でスイッチング素子Ｑ１を駆動させる駆動電圧を生成するドライブ回路である。ゲート駆動部によってスイッチング素子Ｑ１はスイッチング動作を行うことによって、フライバックトランスＴ１の一次巻線１１の通電が制御され、入力電圧Ｖ１の変圧がフライバックトランスＴ１によってなされる。

スイッチング素子Ｑ１は、ＩＧＢＴ，ＭＯＳＦＥＴ，バイポーラトランジスタ等の半導体から構成されるスイッチング素子である。スイッチング素子Ｑ１は、その一端が１次巻線１１の下流側の端子に接続され且つその他端が接地されたものとなっている。より具体的には、スイッチング素子Ｑ１がＮチャンネルＩＧＢＴの場合、コレクタが一次巻線１１の下流側の端子に接続され且つエミッタが接地されたものとなっている。

したがって、出力電圧ＶＳ１と出力電圧ＶＳ２との関係は共通の入力電圧に対する上述の電圧比（巻線比）によって固定されるため、スイッチング制御部Ｕ１は、Ｃ２電圧を検出する電圧検出回路１５からのＳＦＢ電圧と所定の目標設定電圧との差が零になるようにＰＷＭ制御又はＰＦＭ制御をすることによって、Ｃ１電圧を所定の目標値に一定にすることができる。

例えば、電圧検出回路１５からのＳＦＢ電圧が所定の目標設定電圧より小さいとき、ＰＷＭ制御の場合には一次巻線１１の通電周波数のデューティ比を大きくするように調整され（すなわち、一次巻線１１の通電時間（オンパルスの幅）が長くなるように調整され）、ＰＦＭ制御の場合には一次巻線１１の通電周波数を高くするように調整される（すなわち、一次巻線１１のスイッチング周期が短くなるように調整される）。

スイッチング制御部Ｕ１が中央演算処理装置等を有するマイクロコンピュータによって実現される場合、電圧検出回路１５からのＳＦＢ電圧と所定の目標設定電圧との差とその差を零にする一次巻線１１の通電周波数のデューティ比との対応関係（ＰＷＭ制御の場合）や、電圧検出回路１５からのＳＦＢ電圧と所定の目標設定電圧との差とその差を零にする一次巻線１１の通電周波数との対応関係（ＰＦＭ制御の場合）は、マイクロコンピュータがアクセス可能なメモリに記憶されてよい。したがって、スイッチング制御部Ｕ１のマイクロコンピュータは、そのメモリ内の対応関係に従って、Ｃ１電圧を所定の目標値に一定にする制御信号ＳＧを出力する。また、スイッチング制御部Ｕ１は、上述のＰＷＭ制御やＰＦＭ制御を実現可能なアナログＩＣによって構成されてもよい。

また、スイッチング制御部Ｕ１は、電圧検出回路１５からのＳＦＢ電圧が所定の閾値電圧より低下した場合、制御信号ＳＧの出力を停止させてもよい。制御信号ＳＧの出力の停止とは、制御信号ＳＧの出力自体が停止されることに限らず、ＰＷＭ制御の場合には一次巻線１１の通電周波数のデューティ比を零又は略零にすること、ＰＦＭ制御の場合には一次巻線１１の通電周波数を可能な限り低くすること、を含んでよい。例えば、Ｃ２電圧の目標値を１５［Ｖ］、抵抗Ｒ１を１３［ｋΩ］、抵抗Ｒ２を２［ｋΩ］、制御信号ＳＧを停止させる閾値電圧を２［Ｖ］とすると、電圧検出回路１５からのＳＦＢ電圧が２［Ｖ］に設定された閾値電圧より低下した場合、制御信号ＳＧの出力は停止される。

図２は、ＰＷＭ制御を行うスイッチング制御部Ｕ１の内部回路の一例である。電圧検出回路１５（図１参照）からのＳＦＢ電圧はエラーアンプ１に入力され、エラーアンプ１の出力電圧はＰＷＭ制御部５に入力される。Ｃ２電圧（図１参照）の低下に伴いＳＦＢ電圧も低下するので、エラーアンプ１の出力電圧は増加し、その増加量に応じてＰＷＭ制御部５は制御信号ＳＧのデューティ比を増加させる。基準電圧Ｖｒｅｆ１は、電圧検出回路１５からのＳＦＢ電圧と比較される上述の目標設定電圧に相当する。また、エラーアンプ１の出力電圧はコンパレータ２によって監視されている。Ｃ２電圧の低下により上昇したエラーアンプ１の出力電圧が所定の基準電圧Ｖｒｅｆ２以上になると、コンパレータ２の出力電圧がＨｉレベルとなる。コンパレータ２の出力電圧がＨｉレベルになることによって定電流源Ｓ１がオンし、内部電源Ｖｃｃを電源とする定電流が流れ始める。定電流源Ｓ１のオンによってコンデンサＣ_Ｔへの充電が開始され、所定時間経過後にコンデンサＣ_Ｔの充電電圧が所定の基準電圧Ｖｒｅｆ３以上になると、コンパレータ３の出力電圧がＨｉレベルとなる。コンパレータ３のＨｉレベル出力は、ラッチ回路４に入力される。ラッチ回路４は、このＨｉレベル出力を保持するとともに、ＰＷＭ制御部５に対して制御信号ＳＧの出力を停止させる停止指令信号を出力する。ラッチ回路４からの停止指令信号が入力されたＰＷＭ制御部５は、制御信号ＳＧの出力を停止する。ラッチ回路４は、不図示の解除信号の入力によって、制御信号ＳＧの出力を停止させる停止指令信号の出力を解除する。ＰＷＭ制御部５は、停止指令信号の出力解除によって、エラーアンプ１の出力電圧に応じた制御信号ＳＧの出力を再開する。ラッチ回路４に入力される解除信号は、例えば、異常状態からの回復が検出された場合に発生するものでよい。

また、図１に示されるように、フライバックトランスＴ１の二次巻線１２ｂの出力電圧発生側と整流平滑回路１４のダイオードＤ２のアノード側との間にダイオードＤ３のアノードを接続する。このようにダイオードＤ３を接続することによって、フライバックトランスＴ１の二次巻線１２ａと二次巻線１２ｂのうち二次巻線１２ｂがエネルギーを放出している期間に発生する電圧のみを選択（検出）することができるようになる。すなわち、二次巻線１２ｂのエネルギーの放出期間を検出することができる。ダイオードＤ３のカソードは遮断回路Ｕ２に接続される。遮断回路Ｕ２は、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３とからなるＣＲ回路、スイッチング素子Ｑ２及びベース抵抗Ｒ４を有する。ダイオードＤ３の出力電圧（ダイオードＤ３のカソード側の電圧）は、停止信号ＳＳＴとして、遮断回路Ｕ２に入力される。したがって、二次巻線１２ｂがエネルギーを放出している期間、ダイオードＤ３はオンするので、スイッチング素子Ｑ２はＣＲ回路の時定数に従ってオンする。スイッチング素子Ｑ２のオンによって、制御信号ＳＧにかかわらずスイッチング素子Ｑ１は強制的にオフにされる。一方、二次巻線１２ｂのエネルギー放出がなくなれば、ダイオードＤ３はオフするので、スイッチング素子Ｑ２はＣＲ回路の時定数に従ってオフする。スイッチング素子Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ１と同様、バイポーラトランジスタ等の半導体から構成されるスイッチング素子であるが、スイッチング素子Ｑ１のゲートの電荷を放出する機能があればよいので、その電流定格はスイッチング素子Ｑ１より小さく、その大きさもスイッチング素子Ｑ１より小さい。

続いて、電源装置１００の全体的な動作について説明する。スイッチング制御部Ｕ１は、電源が投入されることによって、Ｃ１電圧を所定の目標値に一定にする制御信号ＳＧの出力を開始する。

図３は、ＰＷＭ制御の場合の電源装置１００内の各部位の波形である。期間（ｔ１〜ｔ３）では、Ｃ１電圧を所定の目標値に一定にする制御信号ＳＧの出力によって、図３に示されるように、Ｃ１電圧もＣ２電圧も巻線比の関係から一定値に保たれている。制御信号ＳＧのオンパルスによりスイッチング素子Ｑ１がオンすると、フライバックトランスＴ１の一次巻線１１に電圧Ｖ１が印加される。これによって、一次巻線１１には、
Ｉ_Ｐ＝（Ｖ１／Ｌ_Ｐ）×ｔ
の三角波のＱ１電流が１次側電流として流れるとともに、フライバックトランスＴ１のコアにエネルギーが蓄積される。なお、Ｌ_Ｐは一次巻線１１のインダクタンスを示し、ｔは経過時間を示す。

制御信号ＳＧによってスイッチング素子Ｑ１がオフすると、１次側電流Ｉ_Ｐは零になる一方で、フライバックトランスＴ１に蓄積されたエネルギーを放出するために、フライバックトランスＴ１に発生する電圧が逆転してダイオードＤ１，Ｄ２がオンするので、２次側に出力電流Ｉ_Ｓ１，Ｉ_Ｓ２が流れる。ダイオードＤ１，Ｄ２の電圧降下を無視すると、
Ｉ_Ｓ１＝Ｉ_Ｐ×（Ｎ_Ｐ／Ｎ_Ｓ１）−（Ｖ_Ｓ１／Ｌ_Ｓ１）×ｔ
Ｉ_Ｓ２＝Ｉ_Ｐ×（Ｎ_Ｐ／Ｎ_Ｓ２）−（Ｖ_Ｓ２／Ｌ_Ｓ２）×ｔ
の電流が流れる。なお、Ｎ_Ｐは一次巻線１１の巻数、Ｎ_Ｓ１は二次巻線１２ａの巻数、Ｎ_Ｓ２は二次巻線１２ｂの巻数、Ｖ_Ｓ１は二次巻線１２ａの出力電圧、Ｖ_Ｓ２は二次巻線１２ｂの出力電圧、Ｌ_Ｓ１は二次巻線１２ａのインダクタンス、Ｌ_Ｓ２は二次巻線１２ｂのインダクタンスを示す。

トランスの特性上、出力電流Ｉ_Ｓ２が流れている間、一定の出力電圧Ｖ_Ｓ２が発生し続ける。生成された出力電圧ＶＳ２は、ダイオードＤ３を介して、遮断回路Ｕ２に印加される。ダイオードＤ３の出力電圧がスイッチング素子Ｑ２のオン閾値電圧以上になると、スイッチング素子Ｑ２はオンする。このときのスイッチング素子Ｑ２のオン動作は、図３に示されるように、制御信号ＳＧがオフ状態である期間の動作であるので、制御信号ＳＧに基づくスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作に影響することはない。

その後、フライバックトランスＴ１のコアに蓄積されたエネルギーの放出の終了とともに、出力電流Ｉ_Ｓ２は零になり、出力電圧Ｖ_Ｓ２も零になる（オフする）。

このように、フライバックトランスＴ１への充電量とフライバックトランスＴ１からの放電量を一致させなければ充電過多になったり放電過多になったりして電力が伝わらなくなってしまうので、そのような状態にならないように、制御信号ＳＧの出力は制御されている。

次に、ワイヤハーネス２０や電気負荷Ｘ自体の短絡（以下、まとめて「負荷短絡」という）が発生したときの動作について説明する。図３のタイミングｔ３以降において、負荷短絡の発生に伴い、Ｃ１電圧は低下する。Ｃ１電圧の低下によるフライバックトランスＴ１のコア内の磁束変化につられて、Ｃ２電圧も同様に低下する。電圧検出回路１５によってＣ２電圧の低下を検知したスイッチング制御部Ｕ１は、Ｃ１電圧を上昇させるため、上述のＰＷＭ制御に従って制御信号ＳＧのデューティ比を上昇させる。デューティ比の上昇により制御信号ＳＧのオンパルス期間が長くなることによって、一次巻線１１に流れる一次側電流Ｉ_Ｐのピーク値は大きくなる。

そして、制御信号ＳＧによってスイッチング素子Ｑ１がオフすると、１回のオンパルス期間にトランスＴ１のコアに蓄積されるエネルギーは負荷短絡前の通常時に比べ大きいので、出力電圧ＶＳ２及び出力電流ＩＳ２が発生する期間は長くなる。したがって、出力電圧ＶＳ２及び出力電流ＩＳ２が発生する間、制御信号ＳＧのオンオフ状態にかかわらず、出力電圧ＶＳ２によってスイッチング素子Ｑ２は強制的にオンする。つまり、制御信号ＳＧがオン指令であったとしてもスイッチング素子Ｑ２はオンするので、スイッチング素子Ｑ１はオンできない。

このように、負荷短絡時は、Ｃ２電圧の低下を検知したスイッチング制御部Ｕ１がＣ１電圧を上昇させるためにデューティ比を大きくしてオン期間を大きくする制御信号ＳＧを指令しているにもかかわらず、スイッチング素子Ｑ１はその制御信号ＳＧで指令されたオン期間より少ない期間でしかオンしないので、フライバックトランスＴ１のコアに蓄積／放電されるエネルギーも減り、Ｃ２電圧も低下する。また、スイッチング制御部Ｕ１が、Ｃ２電圧が所定電圧以下になると制御信号ＳＧの出力を停止させる上述の機能を有していれば、Ｃ２電圧の低下によって制御信号ＳＧの出力は停止される。

このように遮断回路Ｕ２を設けたとしても、電気負荷Ｘに対する通常時の給電動作を妨げることなく、二次側に過電流が流れる負荷短絡時には制御信号ＳＧの出力を停止させてフライバックトランスＴ１の動作を停止させる保護動作を実行することができる。

ここで、平滑コンデンサＣ２の静電容量は平滑コンデンサＣ１の静電容量より小さくすると好適である（例えば、Ｃ１を６８μＦ、Ｃ２を１０μＦ）。Ｃ１の静電容量よりＣ２の静電容量を小さくすることによって、Ｃ１の放電速度よりＣ２の放電速度が速くなるので、二次巻線１２ａ側の負荷短絡による出力電圧ＶＳ１（Ｃ１電圧）の低下を速やかに検出することができる。また、Ｃ１の静電容量を大きくすることによって、Ｃ１電圧の安定化を図ることができる。また、出力電圧ＶＳ１（Ｃ１電圧）の変動を精度よく検出するために、ダイオードＤ１とダイオードＤ２は電気的特性が同じものであると好適である。

したがって、電源装置１００は、二次巻線１２ａ（主巻線）と二次巻線１２ｂ（補助巻線）とを構成する二次巻線を有するフライバックトランスＴ１と、二次巻線１２ｂによって蓄電されるＣ２電圧をフィードバックすることによって二次巻線１２ａの出力電圧が所定の目標電圧となるようにフライバックトランスＴ１の一次巻線１１の通電を制御するスイッチング制御部Ｕ１と、二次巻線１２ｂの出力電圧の発生期間における一次巻線１１の通電を遮断する遮断回路Ｕ２を備えているので、二次巻線１２ａ側が負荷短絡されたとしても、二次巻線１２ｂ側の電圧もその負荷短絡によって低下するので、二次巻線１２ａ側の負荷短絡により一次巻線１１の通電パルスのデューティ比が増えるように制御されたとしても、二次巻線１２ｂ側の低下により一次巻線１１の通電は遮断されるので、二次巻線１２ａ側に過電流が流れることを防止する保護動作を実行することができる。

また、電源装置１００は、二次巻線１２ａ側の過電流を検出するために、一次側電流が流れる経路に直列に電圧検出抵抗を挿入する回路構成ではなく、また、電気負荷Ｘに給電する二次巻線１２ａ側にあるダイオードＤ１や平滑コンデンサＣ１に流れる電流の経路に直列に電圧検出抵抗を挿入する回路構成ではない。電源装置１００は、二次巻線１２ａ側の過電流を検出するために、ＳＦＢ電圧を検出するための二次巻線１２ｂの電圧出力端子とダイオードＤ２のアノードとの間にダイオードＤ３のアノードを接続する回路構成である。ダイオードＤ３をこのように接続することによって、二次巻線１２ｂの出力電圧ＶＳ２の矩形波（図３参照）をそのまま取得できるとともに、ダイオードＤ３にはスイッチング素子Ｑ２をオンするベース電流（あるいはゲート電圧）が確保できる程度の電流が流れる程度なので大電流や発熱対策用の大型部品を採用することなく、部品を小型化することができる。

以上、本発明の好ましい実施例について詳説したが、本発明は、上述した実施例に制限されることはなく、本発明の範囲を逸脱することなく、上述した実施例に種々の変形及び置換を加えることができる。

図４は、本発明の一実施形態である電源装置２００の構成を示した図である。電源装置２００の構成において、電源装置１００と同一の構成については同一の符号を付して、その説明を省略又は簡略する。

電源装置２００の場合、出力電流ＩＳ２を検出することによって遮断回路Ｕ２の遮断を制御する装置である。二次巻線１２ｂの出力端子とダイオードＤ２のアノードとの間に直列に検出抵抗Ｒ５を挿入する。コンパレータ６は，エネルギーの放出に伴い二次巻線１２ｂから電流ＩＳ２が流れればその電流ＩＳ２を検出することによってＨレベルを出力し、電流ＩＳ２が流れなくなればＬｏレベルを出力するので、上述の電源装置１００と同様に、二次巻線１２ｂのエネルギーの放出期間を選択（検出）することができるようになる。また、二次巻線１２ａ側の回路は電気負荷Ｘに給電するための給電回路であるのに対して、二次巻線１２ｂ側の回路はフィードバックを行うための信号回路であるので、二次巻線１２ａ側に流れる電流に比べて二次巻線１２ｂに流す電流は小さくてよいため、検出抵抗Ｒ５が直列に挿入されていたとしても、大電流や発熱対策用の大型部品を採用する必要はない。したがって、電源装置２００の回路構成でも、電源装置１００と同様の効果が得られる。また、電源装置２００の場合、フライバックトランスＴ１の放電後にＴ１が自由振動しても、その影響をフィードバック系に受けにくくすることもできる。

ところで、上述の実施形態では二次巻線が２個の場合を例に挙げたが、３個以上の個数でも同様の構成によって同様の効果を得ることができる。例えば、３つの主巻線と１つの補助巻線とを構成する二次巻線を有するフライバックトランスを備える電源装置がいわゆるハイブリッド車両に搭載された場合、第１の主巻線の出力電圧は走行用モータのＵ相駆動回路の電源電圧として供給され、第２の主巻線の出力電圧は走行用モータのＶ相駆動回路の電源電圧として供給され、第３の主巻線の出力電圧は走行用モータのＷ相駆動回路の電源電圧として供給されればよい。

また、上述の実施形態では電圧検出回路１５によって検出されたＣ２電圧に基づく電圧フィードバックを行う回路構成にしていたが、ダイオードＤ２や平滑コンデンサＣ２に流れる電流に基づく電流フィードバックを行う回路構成にしてもよい。

本発明の一実施形態である電源装置１０の構成を示した図である。 ＰＷＭ制御を行うスイッチング制御部Ｕ１の内部回路の一例である。 ＰＷＭ制御の場合の電源装置１００内の各部位の波形である。 本発明の一実施形態である電源装置２００の構成を示した図である。

符号の説明

１１ 一次巻線
１２ａ，１２ｂ 二次巻線
１３，１４ 平滑整流回路
１５ 電圧検出回路
２０，２１ ワイヤハーネス
Ｔ１ フライバックトランス
Ｕ１ スイッチング制御部
Ｕ２ 遮断回路
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３ ダイオード
Ｃ１，Ｃ２ 平滑コンデンサ

Claims (6)

1. 主巻線と補助巻線とを構成する二次巻線を有するフライバックトランスと、
   前記補助巻線の出力量をフィードバックすることによって前記主巻線の出力量が所定の目標量となるように前記フライバックトランスの一次巻線の通電を制御する制御手段と、
   前記補助巻線の出力量の発生期間における前記一次巻線の通電を遮断する遮断手段とを備える、電源装置。
2. 前記制御手段は、前記一次巻線に接続されるスイッチング素子を駆動させる制御信号を出力する、請求項１に記載の電源装置。
3. 前記制御手段は、前記一次巻線の通電をパルス幅変調制御する、請求項１に記載の電源装置。
4. 前記制御手段は、前記補助巻線の出力電圧に基づく電圧フィードバックを行う、請求項１に記載の電源装置。
5. 前記発生期間は、ダイオードによって検出される、請求項１に記載の電源装置。
6. 主巻線と補助巻線とを構成する二次巻線を有するフライバックトランスを備える電源装置の出力制御方法であって、
   前記補助巻線の出力量をフィードバックすることによって前記主巻線の出力量が所定の目標量となるように前記フライバックトランスの一次巻線の通電を制御する一方で、
   前記補助巻線の出力量の発生期間における前記一次巻線の通電を遮断する、電源装置の出力制御方法。

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