JP2002359974A - スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置 - Google Patents

スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置

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JP2002359974A JP2001341990A JP2001341990A JP2002359974A JP 2002359974 A JP2002359974 A JP 2002359974A JP 2001341990 A JP2001341990 A JP 2001341990A JP 2001341990 A JP2001341990 A JP 2001341990A JP 2002359974 A JP2002359974 A JP 2002359974A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 軽負荷時のスイッチング周波数を大幅に低下
させて消費電力を削減することのできるスイッチング電
源装置およびそれを用いた電子装置を提供する。 【解決手段】 オン状態の第１のスイッチ素子Ｑ１をタ
ーンオフさせるターンオフ回路５と、出力電圧検出回路
３からのフィードバック信号に基づいてスイッチング素
子Ｑ１のターンオンを軽負荷になるほど大きく遅延させ
るオフ期間制御回路６を有する制御回路４を備える。オ
フ期間制御回路６は帰還巻線Ｎ３とスイッチング素子Ｑ
１のゲートの間に直列に設けられ、出力電圧検出回路３
からのフィードバック信号に基づいてオンオフ制御され
る第２のスイッチ素子であるトランジスタＱ３を有す
る。 【効果】 軽負荷時ほどスイッチング周波数を低下させ
ることができ、軽負荷時の消費電力を低減することがで
きる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
装置およびそれを用いた電子装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、例えばプリンタやファクシミリな
どにおいて、待機時、すなわち印刷動作を行っていない
時の消費電力を少なくすることへの要求が増えてきてい
る。その１つとして、プリンタやファクシミリに使用さ
れる電源装置自身の待機時、すなわち軽負荷時の消費電
力を少なくすることが求められている。
【０００３】しかしながら、一般的なＲＣＣ方式のスイ
ッチング電源装置においては、負荷が軽くなるほどスイ
ッチング周波数が高くなり、スイッチング損失が増加す
るという性質を持っており、そのままでは軽負荷時の消
費電力の低減は望めない。
【０００４】これに対して、ＲＣＣ方式のスイッチング
電源装置における軽負荷時の消費電力を低減するための
スイッチング電源装置が、特開平７−６７３３５号公報
に開示されている。特開平７−６７３３５号公報に開示
されたスイッチング電源装置は、第１のスイッチ素子の
制御端子を一定時間強制的に接地させる回路を有するこ
とによって、第１のスイッチ素子のターンオンを遅らせ
てスイッチング周波数が一定以上にならないようにし
て、軽負荷時の消費電力を低減している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、特開平
７−６７３３５号公報に開示されたスイッチング電源装
置においては、スイッチング周波数が一定以上にならな
いようにするだけでは、軽負荷時にスイッチング周波数
を大幅に低下させて消費電力を大幅に削減するというこ
とができないという問題がある。
【０００６】また、スイッチング周波数が負荷の急激な
変化に追従できないという問題がある。例えば、軽負荷
時と重負荷時でスイッチング周波数が大きく変わるよう
に設定されていると、軽負荷から重負荷に負荷が急変し
た場合、負荷の変化にスイッチング周波数が追従できず
に、出力の低下や電源の停止が起きる可能性がある。こ
のため、軽負荷時においてもスイッチング周波数を大幅
に低下させることができないという問題がある。
【０００７】本発明は上記の問題点を解決することを目
的とするもので、軽負荷時のスイッチング周波数を大幅
に低下させて消費電力を削減することのできるスイッチ
ング電源装置およびそれを用いた電子装置を提供する。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のスイッチング電源装置は、一次巻線、二次
巻線および帰還巻線を備えたトランスと、前記一次巻線
に直列に接続された第１のスイッチ素子と、前記帰還巻
線と前記第１のスイッチ素子の制御端子の間に設けられ
た制御回路と、前記二次巻線に接続された整流回路と、
前記整流回路から出力される出力電圧を検出して前記制
御回路にフィードバックする出力電圧検出回路を備えた
スイッチング電源装置において、前記制御回路は、オン
状態の前記第１のスイッチ素子をターンオフさせるター
ンオフ回路と、前記出力電圧検出回路からのフィードバ
ック信号に基づいて前記第１のスイッチ素子のターンオ
ンを遅延させて前記第１のスイッチ素子のオフ期間が軽
負荷になるほど長くなるように制御する制御するオフ期
間制御回路を備えたことを特徴とする。
【０００９】また、本発明のスイッチング電源装置は、
前記オフ期間制御回路が、前記帰還巻線と前記第１のス
イッチ素子の制御端子の間に直列に設けられ、前記出力
電圧検出回路からのフィードバック信号に基づいてオン
オフ制御される第２のスイッチ素子を有することを特徴
とする。
【００１０】また、本発明のスイッチング電源装置は、
前記第２のスイッチ素子をＮＰＮ型のトランジスタまた
はｎチャンネルＦＥＴとしたことを特徴とする。
【００１１】また、本発明のスイッチング電源装置は、
前記第１のスイッチ素子の制御電圧が所定範囲を超えな
いようにするリミット回路を有し、該リミット回路は前
記第２のスイッチ素子を含んで構成されていることを特
徴とする。
【００１２】また、本発明のスイッチング電源装置は、
前記オフ期間制御回路が、前記帰還巻線と前記第１のス
イッチ素子の制御端子の間に直列に設けられた第２のス
イッチ素子と、該第２のスイッチ素子の制御端子に設け
られて前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号
に基づいて時定数が制御される時定数回路を有し、前記
出力電圧検出回路が前記フィードバック信号を一定もし
くはほぼ一定に保つ負帰還回路を有することを特徴とす
る。
【００１３】また、本発明のスイッチング電源装置は、
前記ターンオフ回路が、前記オフ期間制御回路による前
記第１のスイッチ素子のターンオンが遅延する期間が短
いほど前記第１のスイッチ素子のオン期間を長くするオ
ン期間延長回路を有することを特徴とする。
【００１４】また、本発明のスイッチング電源装置は、
前記ターンオフ回路が、前記第１のスイッチ素子の制御
端子に接続されて、オンすることによって前記第１のス
イッチ素子をターンオフさせる第３のスイッチ素子を有
し、前記オン期間延長回路が、前記第３のスイッチ素子
の制御端子に接続されるとともに、前記第１のスイッチ
素子のオフ期間に逆方向に充電されたあとで前記第１の
スイッチ素子のオフ期間の長さに応じて放電され、前記
第１のスイッチ素子のオン期間に前記第３のスイッチ素
子をオンさせる電圧まで順方向に充電されるコンデンサ
を有することを特徴とする。
【００１５】また、本発明のスイッチング電源装置は、
前記制御回路の有する前記オフ期間制御回路および前記
ターンオフ回路が、前記第１のスイッチ素子のオフ期間
に、前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号に
基づいて、前記ターンオフ回路のターンオフを行うタイ
ミングを早めるように構成されたことを特徴とする。
【００１６】また、本発明のスイッチング電源装置は、
前記オフ期間制御回路が前記出力電圧検出回路からのフ
ィードバック信号を受信して軽負荷であるほど大きな電
流を流すフォトトランジスタを有し、前記フォトトラン
ジスタを流れる電流がオン期間遅延回路の前記コンデン
サを充電するように前記フォトトランジスタのエミッタ
が前記オン期間遅延回路に接続されていることを特徴と
する。
【００１７】また、本発明のスイッチング電源装置は、
前記制御回路が、前記帰還巻線に発生する電圧を利用し
て前記オフ期間制御回路に制御電圧を供給する電圧供給
回路を有することを特徴とする。
【００１８】また、本発明のスイッチング電源装置は、
前記帰還巻線に発生する電圧を利用して前記オフ期間制
御回路に駆動電圧を供給する直流電圧源と、入力電源と
前記直流電圧源の出力の間に設けられた電流逆流防止機
能を備えた定電圧レギュレータを有することを特徴とす
る。
【００１９】また、本発明の電子装置は、上記のスイッ
チング電源装置を用いたことを特徴とする。
【００２０】このように構成することにより、本発明の
スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置にお
いては、軽負荷時の消費電力を低減することができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】図１に、本発明のスイッチング電
源装置の一実施例の回路図を示す。図１において、スイ
ッチング電源装置１は、一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２お
よび帰還巻線Ｎ３を備えたトランスＴと、一次巻線Ｎ１
に直列に接続された入力電源である直流電源Ｖｃｃおよ
びＭＯＳＦＥＴからなる第１のスイッチ素子Ｑ１と、二
次巻線Ｎ２と出力端子Ｐｏの間に接続された整流回路２
と、出力端子Ｐｏに接続された出力電圧検出回路３と、
帰還巻線Ｎ３と第１のスイッチ素子Ｑ１の制御端子であ
るゲートの間に設けられた制御回路４から構成されてい
る。
【００２２】整流回路２は二次巻線Ｎ２に直列に接続さ
れたダイオードＤ１と、ダイオードＤ１のカソードとグ
ランドとの間に接続された平滑用のコンデンサＣ１から
構成されている。
【００２３】出力電圧検出回路３は、出力端子Ｐｏとグ
ランドとの間に接続された、ダイオードＤ２と抵抗Ｒ１
とシャントレギュレータＳＲからなる直列回路および抵
抗Ｒ２と抵抗Ｒ３からなる直列回路と、シャントレギュ
レータＳＲに並列に接続されたフォトダイオードＰＤ１
およびツェナーダイオードＤ４の直列回路から構成され
ている。抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の接続点はシャントレギュ
レータＳＲの制御端子に接続されている。
【００２４】制御回路４は、第１のスイッチ素子Ｑ１の
ゲートに接続されたターンオフ回路５と、帰還巻線Ｎ３
の一端と第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートの間に直列に
接続されたコンデンサＣ２およびオフ期間制御回路６
と、コンデンサＣ２およびオフ期間制御回路６の接続点
と直流電源Ｖｃｃの一端および他端との間にそれぞれ接
続された抵抗Ｒ４および抵抗Ｒ５から構成されている。
抵抗Ｒ４は起動抵抗である。
【００２５】このうち、ターンオフ回路５は、第１のス
イッチ素子Ｑ１のゲートとソースにコレクタとエミッタ
がそれぞれ接続された第３のスイッチ素子であるＮＰＮ
型のトランジスタＱ２と、帰還巻線Ｎ３の一端とトラン
ジスタＱ２の制御端子であるベースとの間に接続された
ダイオードＤ３と抵抗Ｒ６からなる直列回路と、トラン
ジスタＱ２のベース−エミッタ間にそれぞれ接続された
抵抗Ｒ７およびコンデンサＣ３から構成されている。
【００２６】また、オフ期間制御回路６は、コンデンサ
Ｃ２と第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートにエミッタとコ
レクタがそれぞれ接続された第２のスイッチ素子である
ＰＮＰ型のトランジスタＱ３と、トランジスタＱ３のベ
ース−コレクタ間に接続されたフォトトランジスタＰＴ
１と、トランジスタＱ３のベース−エミッタ間に接続さ
れたコンデンサＣ４と、トランジスタＱ３の制御端子で
あるベースと直流電源Ｖｃｃの他端（グランド）との間
に接続された抵抗Ｒ８から構成されている。フォトトラ
ンジスタＰＴ１は出力電圧検出回路３のフォトダイオー
ドＰＤ１とともにフォトカプラを構成している。
【００２７】このように構成されたスイッチング電源装
置１において、オン状態にあった第１のスイッチ素子Ｑ
１がターンオフすると、トランスＴに蓄えられた磁気エ
ネルギーによって、二次巻線Ｎ２から整流回路２を介し
て出力端子Ｐｏに接続された負荷に電流が流れる。そし
て、二次巻線Ｎ２から整流回路２に流れる電流がなくな
った後、オフ期間制御回路６のトランジスタＱ３がオン
するとトランジスタＱ３のエミッタに生じている電圧が
第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートに加えられることによ
って第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート電圧が閾値を超え
て第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンする。それによ
って帰還巻線Ｎ３に生じた順方向（ダイオードＤ３が順
バイアスとなる方向）の電圧によってダイオードＤ３、
抵抗Ｒ６を介してコンデンサＣ３に電流が流れ込み、コ
ンデンサＣ３が充電される。コンデンサＣ３の充電の時
定数は抵抗Ｒ６および抵抗Ｒ７の抵抗値とコンデンサＣ
３の容量値で決定される。充電によってコンデンサＣ３
の両端電圧が所定の値に達すると、トランジスタＱ２が
オンして第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート−ソース間を
短絡するため第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフす
る。これを繰り返すことによって出力端子Ｐｏから負荷
に所定の電圧値で電流を供給することができる。
【００２８】なお、ターンオフ回路５にはダイオードＤ
３が設けられているため、第１のスイッチ素子Ｑ１がオ
フになって帰還巻線Ｎ３に逆方向（ダイオードＤ３が逆
バイアスとなる方向）の電圧が発生したときには、コン
デンサＣ３にはいずれの方向に充電するような電圧も印
加されない。そのためコンデンサＣ３に充電されていた
電荷は抵抗Ｒ７を介してのみ放電され、コンデンサＣ３
の両端電圧は一定時間後には０Ｖとなる。そして、帰還
巻線Ｎ３にダイオードＤ３が順バイアスとなる電圧が発
生するときにはコンデンサＣ３の両端電圧の初期値は０
Ｖとなっているため、第１のスイッチ素子Ｑ１がターン
オンして帰還巻線Ｎ３にダイオードＤ３が順バイアスと
なる電圧が発生してからコンデンサＣ３の両端電圧が所
定の値に達するまでの時間は常に一定である。そのた
め、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンしてからター
ンオフするまでの期間（オン期間）も一定となる。
【００２９】次に、出力電圧検出回路３とオフ期間制御
回路６の動作について説明する。出力電圧検出回路３に
おいて、フォトダイオードＰＤ１はシャントレギュレー
タＳＲとツェナーダイオードＤ４の直列接続回路に並列
に接続されているために、出力端子Ｐｏの電圧が高くて
シャントレギュレータＳＲがオン状態にあるときには発
光せず、電圧が低下してシャントレギュレータＳＲがオ
フ状態になると発光する。フォトダイオードＰＤ１が発
光するとオフ期間制御回路６のフォトトランジスタＰＴ
１が導通する。フォトトランジスタＰＴ１が導通すると
トランジスタＱ３が導通し、第１のスイッチ素子Ｑ１が
ターンオンできるようになる。逆に言えば、トランジス
タＱ３が非導通の間は第１のスイッチ素子Ｑ１はターン
オンが遅延させられてターンオンできない。そこで、こ
の第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンが遅延させられ
る期間をターンオン遅延期間という。
【００３０】出力端子Ｐｏの電圧は、二次巻線Ｎ２から
電流が流れ始める時が最も高く、電流が流れてトランス
Ｔに蓄えられている磁気エネルギーが減少するにしたが
ってしだいに低下する。電圧が低下する速さは出力端子
Ｐｏに接続される負荷の軽重に依存し、軽負荷時ほど電
圧は遅く低下する。出力端子Ｐｏの電圧の低下が遅いと
フォトダイオードＰＤ１の発光も遅く、トランジスタＱ
３の導通も遅くなり、第１のスイッチ素子Ｑ１のターン
オンも遅くなる。そのため、第１のスイッチ素子Ｑ１の
オフ期間が長くなり、スイッチング周波数は低下する。
【００３１】逆に重負荷時には、出力端子Ｐｏの電圧が
早く低下するためにフォトダイオードＰＤ１も早く発光
し、トランジスタＱ３が早く導通するために、第１のス
イッチ素子Ｑ１のターンオンが早くなる。そのため、第
１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が短くなり、スイッチ
ング周波数は上昇する。
【００３２】図２に、本発明のスイッチング電源装置１
における負荷電力とスイッチング周波数との関係を、通
常のＲＣＣ方式の場合と比較して示す。負荷電力が大き
いということは重負荷であるということを示す。図２に
示すように、スイッチング電源装置１においては、第１
のスイッチ素子Ｑ１のオン期間を一定としてオフ期間を
制御することによって、軽負荷時ほどスイッチング周波
数が低くなり、重負荷になるほどスイッチング周波数が
高くなっている。そのため、軽負荷時のスイッチング損
失を、従来のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置に比べ
て大幅に低減することができる。これによって、軽負荷
時の消費電力や発熱量を低減することができる。
【００３３】図３に、本発明のスイッチング電源装置の
別の実施例の回路図を示す。図３において、図１と同一
もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省
略する。
【００３４】図３において、スイッチング電源装置１０
は、図１のスイッチング電源装置１における制御回路４
に代えて制御回路１１を有している。また、制御回路１
１においてターンオフ回路５に代えてターンオフ回路１
２を有している。ターンオフ回路１２においてはターン
オフ回路５におけるダイオードＤ３が省かれている。
【００３５】ここで、図４に、スイッチング電源装置１
０における帰還巻線Ｎ３に発生する電圧Ｖｎ３と、トラ
ンジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅの時関変
化を示し、これを参照してスイッチング電源装置１０の
動作について説明する。
【００３６】スイッチング電源装置１０において、コン
デンサＣ３に充電された電圧によってＶｂｅが上昇して
トランジスタＱ２がオンすることによって第１のスイッ
チ素子Ｑ１がターンオフして二次巻線Ｎ２から整流回路
２に電流が流れるようになると、帰還巻線Ｎ３に発生す
る電圧Ｖｎ３が逆方向になる。これによってコンデンサ
Ｃ３にはそれまでとは逆方向の電圧が印加され、トラン
ジスタＱ２をオンするために充電された電荷を放電する
だけでなく逆方向に充電される。すなわちトランジスタ
Ｑ２のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅが負になる。な
お、トランジスタＱ２は第１のスイッチ素子Ｑ１をター
ンオフさせるために一瞬オンするだけであり、ベース−
エミッタ間電圧Ｖｂｅの低下とともにすぐにオフにな
る。
【００３７】二次巻線Ｎ２から整流回路２への電流がな
くなると帰還巻線Ｎ３の電圧は振動しながら０Ｖへと収
束していき、それとともにコンデンサＣ３の電荷も抵抗
Ｒ７を介して放電され、コンデンサＣ３の負の方向の両
端電圧がなだらかに低下する。すなわちトランジスタＱ
２のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅがなだらかに０Ｖに
近づく。
【００３８】そして、出力端子Ｐｏの電圧が所定の値以
下となって、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンする
と、帰還巻線Ｎ３に発生する電圧Ｖｎ３が順方向となっ
て、コンデンサＣ３の順方向の充電が再び始まる。この
とき、出力端子Ｐｏに接続された負荷が軽負荷で第１の
スイッチ素子Ｑ１がターンオンするまでのターンオン遅
延期間が長い場合は、コンデンサＣ３の放電時間が長い
ために、コンデンサＣ３の負の方向の両端電圧は小さく
なっている。逆に、負荷が重負荷で第１のスイッチ素子
Ｑ１がターンオンするまでのターンオン遅延期間が短い
場合は、コンデンサＣ３の放電時間が短いために、コン
デンサＣ３の逆方向の両端電圧はあまり小さくなってい
ない。
【００３９】この状態からコンデンサＣ３を順方向に充
電する場合、初期値としての逆方向の電圧が小さいほど
順方向で所定の両端電圧に達するまでの時間が短くな
る。そのため、コンデンサＣ３の両端電圧が所定の値に
なってトランジスタＱ２がオンし、第１のスイッチ素子
Ｑ１がターンオフするまでの時間は、軽負荷になるほど
短くなり、重負荷になるほど長くなる。これは、第１の
スイッチ素子Ｑ１のオン期間が、負荷が軽いほど短くな
り、負荷が重いほど長くなることを意味する。すなわ
ち、ターンオフ回路１２自身がオン期間延長回路の機能
を備えていることになる。
【００４０】このように、スイッチング電源装置１０に
おいては、負荷が軽いほど第１のスイッチ素子Ｑ１のオ
フ期間が長くなってオン期間が短くなり、負荷が重いほ
ど第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が短くなってオン
期間が長くなる。ただ、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン
期間はオフ期間に比べて短いため、軽負荷時ほどスイッ
チング周波数が低くなり、重負荷になるほどスイッチン
グ周波数が高くなるという点はスイッチング電源装置１
の場合と同じである。したがって、軽負荷時のスイッチ
ング損失を、従来のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置
に比べて大幅に低減することができ、軽負荷時の消費電
力や発熱量を低減することができる。
【００４１】また、スイッチング電源装置１０において
は、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間は抵抗Ｒ６と抵
抗Ｒ７、コンデンサＣ３の時定数に依存する。すなわ
ち、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオフの時期はコン
デンサＣ３の電圧がトランジスタＱ２のオン電圧に達す
る事によって決定される。ところで、負荷が必要以上に
大きくなると、出力電圧は低下し始める。出力電圧が低
下するとＣ３の放電量が減少するため、オン期間は減少
する。従って、過電流が流れる程度以上の重負荷では、
負荷が重くなるほどオン期間が縮まり、「フ」の字の過
電流保護が働く。
【００４２】図５に、本発明のスイッチング電源装置の
さらに別の実施例の回路図を示す。図５において、図３
と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説
明を省略する。
【００４３】図５において、スイッチング電源装置２０
は、図３のスイッチング電源装置１０おける制御回路１
１に代えて制御回路２１を有している。また、制御回路
２１においてオフ期間制御回路６に代えてオフ期間制御
回路２２を有している。
【００４４】オフ期間制御回路２２は、コンデンサＣ２
と第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートにエミッタとコレク
タがそれぞれ接続された第２のスイッチ素子であるＰＮ
Ｐ型のトランジスタＱ３と、エミッタをグランドに接続
したＮＰＮ型のトランジスタＱ４と、トランジスタＱ３
のベースとトランジスタＱ４のコレクタの間に接続され
た抵抗Ｒ９と、トランジスタＱ３のエミッタとトランジ
スタＱ４のベースの間に接続された抵抗Ｒ１０および抵
抗Ｒ１１の直列回路と、抵抗Ｒ１１に並列に接続された
フォトトランジスタＰＴ１から構成されている。
【００４５】このように構成されたスイッチング電源装
置２０において、出力端子Ｐｏの電圧が低下して出力電
圧検出回路３のフォトダイオードＰＤ１が発光すると、
オフ期間制御回路２２のフォトトランジスタＰＴ１が導
通し、これと抵抗Ｒ１１を介してベースに電流が流れ込
むことによってトランジスタＱ４がオンし、それによっ
てトランジスタＱ３がオンし、第１のスイッチ素子Ｑ１
がターンオンできるようになる。なお、Ｒ１０は起動時
にトランジスタＱ４をオンするための起動抵抗である。
【００４６】図３に示したスイッチング電源装置１０の
場合と同様に、軽負荷時にはフォトダイオードＰＤ１の
発光が遅く、トランジスタＱ３の導通も遅くなり、第１
のスイッチ素子Ｑ１のターンオンも遅くなる。そのた
め、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間が短くなり、そ
れ以上にオフ期間が長くなり、スイッチング周波数は低
下する。逆に重負荷時にはフォトダイオードＰＤ１が早
く発光し、トランジスタＱ３が早く導通するために、第
１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンが早くなる。そのた
め、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間が長くなり、そ
れ以上にオフ期間が短くなり、スイッチング周波数は上
昇する。
【００４７】このように、スイッチング電源装置２０に
おいては、スイッチング電源装置１や１０の場合と同様
に、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間を制御すること
によって、軽負荷時ほどスイッチング周波数が低くな
り、重負荷になるほどスイッチング周波数が高くなって
いる。そのため、軽負荷時のスイッチング損失を、従来
のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置に比べて大幅に低
減することができる。これによって、軽負荷時の消費電
力や発熱量を低減することができる。
【００４８】また、トランジスタＱ３のベースとグラン
ドとの間にトランジスタＱ４を設けることによって、図
１や図３のスイッチング電源装置１や１０に比べてトラ
ンジスタＱ３のターンオン、ターンオフのスピードアッ
プを図ることができる。
【００４９】すなわち、第１のスイッチ素子Ｑ１のター
ンオンは単位時間当たりにゲートにチャージされる電荷
量でスピードが決まるため、トランジスタＱ３のターン
オンが速いほど第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンが
早くなる。しかしながら、フォトトランジスタＰＴ１の
立ち上がり、立ち下がり時間は一般のトランジスタに比
べて非常に長いために、スイッチング電源装置１や１０
ではトランジスタＱ３が能動領域で動作する期間が長
く、Ｑ１のスイッチングロスが大きくなる。これに対し
て、スイッチング電源装置２０ではトランジスタＱ４は
能動領域で動作する時間が長いが、トランジスタＱ３は
短くなり、第１のスイッチ素子Ｑ１のスイッチング損が
低減できる。
【００５０】図６に、本発明のスイッチング電源装置の
さらに別の実施例の回路図を示す。図６において、図５
と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説
明を省略する。
【００５１】図６において、スイッチング電源装置３０
は、図５のスイッチング電源装置２０おける出力電圧検
出回路３に代えて出力電圧検出回路３１を有している。
また、制御回路２１に代えて制御回路３２を有してい
る。さらに、制御回路３２において、制御回路２１では
備えていた抵抗Ｒ５が省かれるとともに、第１のスイッ
チ素子Ｑ１のゲート・ソース間に抵抗Ｒ２１が接続さ
れ、さらにオフ期間制御回路２２に代えてオフ期間制御
回路３３を有している。なお、抵抗Ｒ５や抵抗Ｒ２１
は、直流電源Ｖｃｃの出力電圧が低下したときに第１の
スイッチ素子がスイッチング動作を行わないようにし
て、第１のスイッチ素子に過大な電流が流れて破損する
のを防止するためのものである。
【００５２】出力電圧検出回路３１は、出力電圧検出回
路３におけるダイオードＤ２、ツェナーダイオードＤ４
を省き、フォトダイオードＰＤ１を抵抗Ｒ１とシャント
レギュレータＳＲの間に直列に接続して構成されてい
る。
【００５３】オフ期間制御回路３３は、コンデンサＣ２
と第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートにエミッタとコレク
タがそれぞれ接続された第２のスイッチ素子であるＰＮ
Ｐ型のトランジスタＱ３と、エミッタをグランドに接続
したＮＰＮ型のトランジスタＱ４と、トランジスタＱ３
のベースとトランジスタＱ４のコレクタの間に接続され
た抵抗Ｒ９と、トランジスタＱ３のエミッタ−ベース間
に接続されたコンデンサＣ６と、直流電源Ｖｃｃの一端
（一次巻線Ｎ１の一端）とトランジスタＱ４のベースと
の間に接続された抵抗Ｒ１３と、トランジスタＱ４のベ
ース−エミッタ間に接続されたフォトトランジスタＰＴ
１から構成されている。
【００５４】このように構成されたスイッチング電源装
置３０において、出力端子Ｐｏの電圧が低下すると出力
電圧検出回路３１のフォトダイオードＰＤ１の発光が停
止する。これによって、オフ期間制御回路３３のフォト
トランジスタＰＴ１の導通が遮断されるため、抵抗Ｒ１
３を介してベースに流れ込む電流によってトランジスタ
Ｑ４が導通し、トランジスタＱ３のベース電圧が低下し
てオンし、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンできる
ようになる。
【００５５】一方、トランジスタＱ２がオンすることに
よって第１のスイッチ素子Ｑ１がオフすると、帰還巻線
Ｎ３に逆方向の電圧が発生し、コンデンサＣ６を放電さ
せ、トランジスタＱ３をオフにする。さらに、第１のス
イッチ素子Ｑ１のターンオフによって二次側への電力供
給が始まり、トランスの端子電圧が反転するため、第１
のスイッチ素子Ｑ１のゲートに正の電圧が供給できず第
１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンできなくなる。
【００５６】図１、図４および図５に示したスイッチン
グ電源装置１、１０、２０の場合とは逆に、軽負荷時に
はフォトダイオードＰＤ１の発光停止が遅くなる。その
ため、トランジスタＱ３の導通も遅くなり、第１のスイ
ッチ素子Ｑ１のターンオンも遅くなる。そのため、第１
のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が長くなり、スイッチン
グ周波数は低下する。逆に重負荷時にはフォトダイオー
ドＰＤ１が早く発光停止し、トランジスタＱ３が早く導
通するために、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンが
早くなる。これによって、第１のスイッチ素子Ｑ１のオ
フ期間が短くなり、スイッチング周波数は上昇する。
【００５７】このように、スイッチング電源装置３０に
おいては、スイッチング電源装置１や１０や２０の場合
と同様に、第１のスイッチ素子のオフ期間を制御するこ
とによって、軽負荷時ほどスイッチング周波数が低くな
り、重負荷になるほどスイッチング周波数が高くなって
いる。そのため、軽負荷時のスイッチング損失を、従来
のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置に比べて大幅に低
減することができる。これによって、軽負荷時の消費電
力や発熱量を低減することができる。
【００５８】図７に、本発明のスイッチング電源装置の
さらに別の実施例の回路図を示す。図７において、図５
と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説
明を省略する。
【００５９】図７において、スイッチング電源装置４０
は、図５のスイッチング電源装置２０おける制御回路２
１に代えて制御回路４１を有している。また、制御回路
４１において、制御回路２１では備えていた抵抗Ｒ５が
省かれるとともに、図６のスイッチング電源装置３０の
場合と同様に第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース
間に抵抗Ｒ２１が接続され、さらにオフ期間制御回路２
２に代えてオフ期間制御回路４２および電圧供給回路４
３を有している。
【００６０】オフ期間制御回路４２は、コンデンサＣ２
と第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートにエミッタとコレク
タがそれぞれ接続された第２のスイッチ素子であるＰＮ
Ｐ型のトランジスタＱ３と、エミッタをグランドに接続
したＮＰＮ型のトランジスタＱ４と、トランジスタＱ３
のベースとトランジスタＱ４のコレクタの間に接続され
た抵抗Ｒ９と、トランジスタＱ３のエミッタとトランジ
スタＱ４のベースとの間に接続された抵抗Ｒ１１と、フ
ォトトランジスタＰＴ１と、フォトトランジスタＰＴ１
のエミッタとトランジスタＱ４のベースとの間に接続さ
れた抵抗Ｒ１２から構成されている。
【００６１】電圧供給回路４３は、帰還巻線Ｎ３の一端
と他端との間に接続されたダイオードＤ６とコンデンサ
Ｃ７の直列回路から構成されている。ダイオードＤ６と
コンデンサＣ７の接続点は、オフ期間制御回路４２のフ
ォトトランジスタＰＴ１のコレクタに接続されている。
すなわち、電圧供給回路４３はオフ期間制御回路４２に
制御電圧を供給している。なお、ここでは、電圧供給回
路４３から供給される電圧は、オフ期間制御回路４２の
全体を駆動するための電圧ではなく、出力電圧検出回路
からのフィードバック信号を受けるフォトトランジスタ
ＰＴ１のための駆動電圧であるため、オフ期間制御回路
４２のための制御電圧という表現を用いている。
【００６２】このように構成されたスイッチング電源装
置４０において、第１のスイッチ素子Ｑ１がオンしてい
るときに帰還巻線Ｎ３に発生する順方向の電圧によって
コンデンサＣ７が充電される。そして、出力端子Ｐｏの
電圧が低下して出力電圧検出回路３のフォトダイオード
ＰＤ１が発光すると、オフ期間制御回路４２のフォトト
ランジスタＰＴ１が導通するため、コンデンサＣ７から
フォトトランジスタＰＴ１と抵抗Ｒ１２を介してベース
に流れ込む電流によってトランジスタＱ４がオンし、そ
れによってトランジスタＱ３がオンし、第１のスイッチ
素子Ｑ１がターンオンできるようになる。
【００６３】図１、図３、図５に示したスイッチング電
源装置１、１０、２０の場合と同様に、軽負荷時にはフ
ォトダイオードＰＤ１の発光が遅く、トランジスタＱ３
の導通も遅くなり、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオ
ンも遅くなる。そのため、第１のスイッチ素子Ｑ１のオ
フ期間が長くなり、スイッチング周波数は低下する。逆
に重負荷時にはフォトダイオードＰＤ１が早く発光し、
トランジスタＱ３が早く導通するために、第１のスイッ
チ素子Ｑ１のターンオンが早くなる。そのため、第１の
スイッチ素子Ｑ１のオフ期間が短くなり、スイッチング
周波数は上昇する。
【００６４】また、図５に示したスイッチング電源装置
２０の場合とは異なり、フォトダイオードＰＴ１に流す
電流を電圧供給回路４３から供給しているため、重負荷
時におけるリンギング中（帰還巻線Ｎ３の両端電圧が振
動している時）でも安定した電流でトランジスタＱ４を
オンすることができ、誤動作を防ぐことができる。
【００６５】このように、スイッチング電源装置４０に
おいては、スイッチング電源装置１や１０や２０の場合
と同様に、第１のスイッチ素子のオフ期間を制御するこ
とによって、軽負荷時ほどスイッチング周波数が低くな
り、重負荷になるほどスイッチング周波数が高くなって
いる。そのため、軽負荷時のスイッチング損失を、従来
のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置に比べて大幅に低
減することができる。これによって、軽負荷時の消費電
力や発熱量を低減することができる。
【００６６】図８に、本発明のスイッチング電源装置の
さらに別の実施例の回路図を示す。図８において、図１
と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説
明を省略する。
【００６７】図８において、スイッチング電源装置５０
は、図１のスイッチング電源装置１おける出力電圧検出
回路３に代えて出力電圧検出回路５１を有している。出
力電圧検出回路５１においては、出力電圧検出回路３に
おける抵抗Ｒ１とシャントレギュレータＳＲの接続点と
抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の接続点との間に、抵抗Ｒ１４とコ
ンデンサＣ８の直列回路からなる負帰還回路５２が接続
されている。コンデンサＣ４とフォトトランジスタＰＴ
１によって時定数回路が構成されている。また、オフ期
間制御回路６のコンデンサＣ４を時定数のコンデンサと
して用いるため、その容量を大きくしている。
【００６８】このように構成されたスイッチング電源装
置５０においては、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオ
フし、二次巻線Ｎ２から整流回路２に電流が流れ出すこ
とによって出力端子Ｐｏの電圧が上昇する状況におい
て、出力電圧検出回路５１に負帰還回路５２があるため
に、フォトダイオードＰＤ１に流れる電流が急激に減少
することがなく、フォトトランジスタＰＴ１は常に能動
領域で動作する。そのため、時定数回路を構成するコン
デンサＣ４の端子間電圧は徐々に上昇し、一定時間後に
トランジスタＱ３がオンし、さらに第１のスイッチ素子
Ｑ１がターンオンする。
【００６９】すなわち、スイッチング電源装置１では出
力端子Ｐｏの電圧の変化（出力リップル）にそのまま依
存してフォトダイオードＰＤ１がオン／オフしてスイッ
チング周波数が決まっていた（出力リップルが所望の値
になるようにスイッチング周波数を決めざるを得なかっ
た）のに対して、スイッチング電源装置５０では負帰還
回路５２の時定数によってフォトダイオードＰＤ１のオ
ン／オフ、ひいてはスイッチング周波数が決まる。その
ため、出力リップルとスイッチング周波数をそれぞれ任
意に設定できる。
【００７０】図９に、本発明のスイッチング電源装置の
さらに別の実施例の回路図を示す。図９において、図６
と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説
明を省略する。
【００７１】図９において、スイッチング電源装置６０
は、図６のスイッチング電源装置３０おける出力電圧検
出回路３１に代えて出力電圧検出回路６１を有してい
る。出力電圧検出回路６１においては、出力電圧検出回
路３１におけるフォトダイオードＰＤ１とシャントレギ
ュレータＳＲの接続点と抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の接続点と
の間に、抵抗Ｒ１５とコンデンサＣ９の直列回路からな
る負帰還回路６２が接続されている。また、スイッチン
グ電源装置３０における制御回路３２に代えて制御回路
６３を有している。また、制御回路６３において、オフ
期間制御回路３３に代えてオフ期間制御回路６４を有し
ている。オフ期間制御回路６４においては、抵抗Ｒ１３
およびフォトトランジスタＰＴ１とともに時定数回路を
構成するためのコンデンサＣ１０がフォトトランジスタ
ＰＴ１に並列に設けられている。
【００７２】このように構成されたスイッチング電源装
置６０においては、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオ
フし、二次巻線Ｎ２から整流回路２に電流が流れ出すこ
とによって出力端子Ｐｏの電圧が上昇する状況におい
て、出力電圧検出回路６１に負帰還回路６２があるため
に、フォトダイオードＰＤ１に流れる電流が急激に減少
することがなく、フォトトランジスタＰＴ１は常に能動
領域で動作する。そのため、時定数回路を構成するコン
デンサＣ１０の端子間電圧は徐々に上昇し、一定時間後
にトランジスタＱ４がオンし、トランジスタＱ３がオン
し、さらに第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンする。
【００７３】すなわち、スイッチング電源装置３０では
出力端子Ｐｏの電圧の変化（出力リップル）にそのまま
依存してフォトダイオードＰＤ１がオン／オフしてスイ
ッチング周波数が決まっていた（出力リップルが所望の
値になるようにスイッチング周波数を決めざるを得なか
った）のに対して、スイッチング電源装置６０では負帰
還回路６２の時定数によってフォトダイオードＰＤ１の
オン／オフ、ひいてはスイッチング周波数が決まる。そ
のため、出力リップルとスイッチング周波数をそれぞれ
任意に設定できる。
【００７４】また、フォトダイオードＰＤ１が発光せ
ず、フォトトランジスタＰＴ１が高インピーダンスであ
るときに第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンするた
め、起動回路を容易に構成することができるというメリ
ットもある。
【００７５】図１０に、本発明のスイッチング電源装置
のさらに別の実施例の回路図を示す。図１０において、
図９と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、そ
の説明を省略する。
【００７６】図１０において、スイッチング電源装置８
０は、図９のスイッチング電源装置６０における制御回
路６３に代えて制御回路８１を有している。また、制御
回路８１において、オフ期間制御回路６４に代えてオフ
期間制御回路８２を有している。そして、抵抗Ｒ４は削
除されている。
【００７７】オフ期間制御回路８２において、第２のス
イッチ素子としてＮＰＮ型のトランジスタＱ８が設けら
れている。トランジスタＱ８のコレクタはコンデンサＣ
２に接続され、エミッタは第１のスイッチ素子Ｑ１のゲ
ートに接続され、ベースは抵抗Ｒ２０を介して直流電源
Ｖｃｃの一端に接続されている。また、トランジスタＱ
４のコレクタはトランジスタＱ９のベースに接続されて
おり、トランジスタＱ９のコレクタはトランジスタＱ８
のベースに接続され、エミッタは直流電源Ｖｃｃの他端
に接続されている。トランジスタＱ９のベースは抵抗Ｒ
１８を介して直流電源Ｖｃｃの一端に、抵抗Ｒ１９を介
して直流電源Ｖｃｃの他端にそれぞれ接続されている。
そして、トランジスタＱ８のベースはツェナーダイオー
ドＤ８を介して直流電源Ｖｃｃの他端に接続されてい
る。
【００７８】以下、第２のスイッチ素子としてＰＮＰ型
のトランジスタを用いている図９のスイッチング電源装
置６０と比較することによって、スイッチング電源装置
８０の作用効果について説明する。
【００７９】まず、スイッチング電源装置６０において
は、起動条件は次の式の通りである。 ｖｃｃ×ｒａ／（ｒ４＋ｒａ）＞Ｖｔｈ（Ｑ１） このうち、ｖｃｃは直流電源Ｖｃｃの電圧、ｒａは抵抗
Ｒ９とＲ２１の並列抵抗値、ｒ４は抵抗Ｒ４の抵抗値、
Ｖｔｈ（Ｑ１）は第１のスイッチング素子Ｑ１のしきい
値電圧である。なお、トランジスタＱ３、Ｑ４での電圧
降下は無視している。
【００８０】ここで、抵抗Ｒ９の値はトランジスタＱ３
のスイッチング速度に影響し、これが大きいほどトラン
ジスタＱ３のベース電流が小さくなり、それによって第
１のスイッチ素子Ｑ１のゲートへの電流供給量も少なく
なり、第１のスイッチ素子Ｑ１のスイッチングスピード
が遅くなる。第１のスイッチ素子Ｑ１のスイッチングス
ピードが遅くなるとスイッチング損失が増大するため
に、抵抗Ｒ９の値はあまり大きくできない。そして、抵
抗Ｒ９の値を大きくできないと、起動条件を満たすため
に抵抗Ｒ４の値も大きくできない。抵抗Ｒ４は起動抵抗
であるため、この値を大きくできないということは、抵
抗Ｒ４での損失を小さくすることができないということ
を意味する。
【００８１】一方、第２のスイッチ素子としてＮＰＮ型
のトランジスタＱ８を用いたスイッチング電源装置８０
の場合は、起動条件は次の式のようになる。 ｖｃｃ×ｒ２１／（ｒ２０＋ｒ２１）＞Ｖｔｈ（Ｑ１） このうち、ｒ２１は抵抗Ｒ２１の抵抗値である。
【００８２】この場合、Ｒ２１は直流電源Ｖｃｃの出力
電圧が低下したときに第１のスイッチ素子Ｑ１がスイッ
チング動作をするのを防止するための抵抗であるため、
抵抗値を高くすることができ、それに応じて抵抗Ｒ４の
抵抗値も高くすることができる。その結果、抵抗Ｒ４で
の損失を小さくすることができる。
【００８３】このように、スイッチング電源装置８０に
おいては、第２のスイッチ素子としてＮＰＮ型のトラン
ジスタＱ８を用いることによって、損失の低減を図るこ
とができる。
【００８４】なお、スイッチング電源装置８０はスイッ
チング電源装置６０において第２のスイッチ素子にＮＰ
Ｎ型のトランジスタを用いたものであるが、図１、図
３、図５、図７〜図９に示したスイッチング電源装置
１、１０、２０、４０、５０、６０において第２のスイ
ッチ素子にＮＰＮ型のトランジスタを用いたものでも同
様の作用効果を奏するものである。
【００８５】ところで、図１０のスイッチング電源装置
８０においては、第２のスイッチ素子であるトランジス
タＱ８のベースと直流電源Ｖｃｃの他端との間にツェナ
ーダイオードＤ８が接続されている。このツェナーダイ
オードＤ８はトランジスタＱ８とともにリミット回路を
構成しており、これによって第１のスイッチ素子Ｑ１の
ゲート電圧（制御電圧）が所定範囲を超えないように制
限している。すなわち、第１のスイッチ素子Ｑ１のゲー
ト電圧は最大でも Ｖｇｓ（Ｑ１）＝Ｖｚ（Ｄ８）−Ｖｂｅ（Ｑ８） に制限される。ここで、Ｖｇｓ（Ｑ１）は第１のスイッ
チ素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧、Ｖｚ（Ｄ８）はツ
ェナーダイオードＤ８のツェナー電圧、Ｖｂｅ（Ｑ８）
はトランジスタＱ８のベース・エミッタ間電圧である。
そのため、ワールドワイド入力のような入力電圧の範囲
が広い場合においても、第１のスイッチング素子の制御
電圧が所定範囲を超えるのを防止することができる。
【００８６】図１１に、本発明のスイッチング電源装置
のさらに別の実施例の回路図を示す。図１１において、
図９と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、そ
の説明を省略する。
【００８７】図１１において、スイッチング電源装置６
５は、図９のスイッチング電源装置６０における制御回
路６３に代えて制御回路６６を有している。そして、制
御回路６６において、オフ期間制御回路６４に代えてオ
フ期間制御回路６７を、ターンオフ回路１２に代えてタ
ーンオフ回路６８を備えている。オフ期間制御回路６７
およびターンオフ回路６８のオフ期間制御回路６４およ
びターンオフ回路１２からの変更点は、オフ期間制御回
路６７のフォトトランジスタＰＴ１のエミッタがターン
オフ回路６８のトランジスタＱ２のベースに接続されて
いることだけである。
【００８８】このように構成されたスイッチング電源装
置６５の動作について以下に説明する。
【００８９】まず、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオ
フし、時定数回路を構成するコンデンサ１０の端子間電
圧が徐々に上昇しているときに、フォトトランジスタＰ
Ｔ１を流れる電流はトランジスタＱ２のベースに接続さ
れているコンデンサＣ３の順方向の充電電流となる。す
なわち、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間に、出力電
圧検出回路６１からのフィードバック信号に基づいて、
ターンオフ回路６８のターンオフを行うタイミングを早
めるように構成されている。
【００９０】軽負荷であるほど出力電圧の低下が遅く、
フォトダイオードＰＤ１に流れる電流が多いため、フォ
トトランジスタＰＴ１の抵抗値が小さく、コンデンサＣ
１０の充電電流が少なく、逆にフォトトランジスタＰＴ
１を介するコンデンサＣ３の充電電流が多い。そのた
め、コンデンサＣ３は第１のスイッチ素子Ｑ１がオフの
間にある程度まで充電される。そして、コンデンサＣ１
０の充電が進んで端子間電圧が所定の値まで上昇すると
トランジスタＱ４がオンし、トランジスタＱ３がオン
し、さらに第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンする。
第１のスイッチ素子Ｑ１がオンになると、帰還巻線Ｎ３
から抵抗Ｒ６を介して流れ込む電流によってコンデンサ
Ｃ３が充電されるが、コンデンサＣ３はすでにある程度
まで充電されているために、コンデンサＣ３の端子間電
圧はすぐにトランジスタＱ２をオンさせるレベルに達
し、トランジスタＱ２がオンし、第１のスイッチ素子Ｑ
１がターンオフする。このように、軽負荷時には第１の
スイッチ素子Ｑ１がオフの時にフォトトランジスタＰＴ
１を流れる電流によってコンデンサＣ３が充電されるた
めに、ターンオフ回路６８のターンオフを行うタイミン
グが早められ、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間が短
縮される。このように、軽負荷時には第１のスイッチ素
子Ｑ１のオフ期間が長くなり、逆にオン期間は短くな
る。
【００９１】一方、定格負荷の時には、フォトダイオー
ドＰＤ１に流れる電流が少なくなるため、フォトトラン
ジスタＰＴ１の抵抗値が少し大きくなり、コンデンサＣ
１０の充電電流が増え、逆にフォトトランジスタＰＴ１
を介してのコンデンサＣ３の充電電流が少なくなる。そ
のため、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が短縮さ
れ、逆にオン期間が長くなる。
【００９２】そして、重負荷時には、フォトダイオード
ＰＤ１にはほとんど電流が流れないため、フォトトラン
ジスタＰＴ１の抵抗値はかなり大きくなり、その結果と
してコンデンサＣ１０はほぼ一定に保たれ、トランジス
タＱ４、Ｑ３は常にオン状態となる。また、フォトトラ
ンジスタＰＴ１を介してコンデンサＣ３を充電する電流
はほとんどなくなる。この状態においては、オフ期間制
御回路６７は実質的に動作しないため、トランスＴに蓄
えられた磁気エネルギーが二次巻線Ｎ２から電流として
流れ出し終わると、帰還巻線Ｎ３に発生するキック電圧
によって第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンし、一次
巻線Ｎ１に電流が流れ始める。すなわち、重負荷時には
通常のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置と同様に電流
臨界モードで動作するようになる。
【００９３】以上のように、スイッチング電源装置６５
においては、軽負荷時にオフ期間を制御すると同時にオ
ン期間の制御も行うことができる。また、重負荷時には
電流臨界モードで動作させることができるために、スイ
ッチング電源装置６０のような常に電流不連続モードで
動作するスイッチング電源装置に比べて、電流の休止期
間がない分だけ電流が流れる期間における電流ピークを
抑制することができる。スイッチング電源装置内部での
損失は、重負荷時にはスイッチング損失よりも導通損失
の方が支配的になるため、重負荷時ににはスイッチング
電源装置６５の方がスイッチング電源装置６０よりも損
失が少なくなる。
【００９４】図１２に、本発明のスイッチング電源装置
のさらに別の実施例の回路図を示す。図１２において、
図１０と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、
その説明を省略する。
【００９５】図１２において、スイッチング電源装置９
０は、定電圧レギュレータ９１と直流電圧源９２を備え
ている。図１２において、Ａ点は直流電源Ｖｃｃの一端
（一次巻線Ｎ１の一端）を、Ｂ点は帰還巻線Ｎ３の一端
を、Ｃ点は直流電源Ｖｃｃの他端（帰還巻線Ｎ３の他
端、グランド）を、Ｄ点は抵抗Ｒ１３、Ｒ１８およびＲ
２０の接続点を意味している。なお、図１０においては
Ｄ点はＡ点に接続されていたものである。
【００９６】まず、定電圧レギュレータ９１は、抵抗Ｒ
２１およびＲ２２とトランジスタＱ１０とツェナーダイ
オードＤ９とダイオードＤ１０で構成されている。トラ
ンジスタＱ１０のコレクタは抵抗Ｒ２１を介してＡ点に
接続され、ベースはツェナーダイオードＤ９を介してＣ
点に接続され、エミッタはダイオードＤ１０を介してＤ
点に接続されている。トランジスタＱ１０のベースは抵
抗Ｒ２２を介してＡ点にも接続されている。このように
構成することによって、トランジスタＱ１０のベース電
圧はツェナーダイオードＤ９のツェナー電圧に定電圧化
され、その結果トランジスタＱ１０のエミッタはベース
より約０．６Ｖ低い値に定電圧化される。
【００９７】一方、直流電圧源９２はダイオードＤ１１
とコンデンサＣ１１で構成された整流回路で、ダイオー
ドＤ１１のカソードには帰還巻線Ｎ３に発生する電圧を
整流したものが現れる。
【００９８】そして、定電圧レギュレータ９１のトラン
ジスタＱ１０のエミッタはダイオードＤ１０を介して直
流電圧源９２のダイオード１１のカソードに接続される
とともにＤ点に接続されている。
【００９９】スイッチング電源装置９０において、電源
投入時には帰還巻線Ｎ３には電圧が発生していないため
に直流電圧源９２は機能せず、定電圧レギュレータ９１
によって定電圧化された電圧がダイオードＤ１０を介し
てＤ点に供給される。そして、帰還巻線Ｎ３に電圧が発
生して直流電圧源９２が機能し始めると、ダイオードＤ
１１のカソード電圧がトランジスタＱ１０のエミッタ電
圧よりも高くなるために、直流電圧源９２の出力電圧が
Ｄ点に供給される。定電圧レギュレータ９１からＤ点に
供給される電流は遮断される。すなわち、ダイオードＤ
１０は直流電圧源９２から定電圧レギュレータ９１に電
流が逆流するのを防止する機能を果たす。
【０１００】このように構成されたスイッチング電源装
置９０においては、電源投入時以外には起動抵抗である
抵抗Ｒ１８には、直流電源Ｖｃｃより電圧値の低い直流
電圧源９２からの電圧が印加される。そのため、直流電
源Ｖｃｃから直接電圧が印加される場合に比べて消費電
力を低減することができる。
【０１０１】なお、このような定電圧レギュレータと直
流電圧源を用いる構成は、上記のいずれの実施例におい
ても適用可能で、スイッチング電源装置９０の場合と同
様の作用効果を奏するものである。
【０１０２】図１３に、本発明のスイッチング電源装置
のさらに別の実施例の回路図を示す。図１３において、
図６および図９と同一もしくは同等の部分には同じ記号
を付し、その説明を省略する。
【０１０３】図１３において、スイッチング電源装置７
０は、図６のスイッチング電源装置３０における制御回
路３２に代えて制御回路７１を、出力電圧検出回路３１
に代えて出力電圧検出回路６１を有している。
【０１０４】制御回路７１においては、抵抗Ｒ１６、Ｒ
１７と、コンデンサＣ１１、Ｃ１２およびＣ１３と、電
流源Ｉｃと、オペアンプＱ５およびＱ６と、基準電圧源
Ｖｒｅｆ１およびＶｒｅｆ２と、トランジスタＱ７と、
ＲＳフリップフロップ７２と、ドライブ段７３と、フォ
トトランジスタＰＴ１から構成されている。
【０１０５】ここで、抵抗Ｒ１６とコンデンサＣ１１か
らなる直列回路は帰還巻線Ｎ３の一端と他端の間に接続
されている。ダイオードＤ７とコンデンサＣ１２からな
る整流回路も同じく帰還巻線Ｎ３の一端と他端の間に接
続されており、その出力はドライブ段７３を含む制御回
路７１の各構成要素の電源となっている。抵抗Ｒ１６と
コンデンサＣ１１の接続点と基準電圧源Ｖｒｅｆ１は、
それぞれオペアンプＱ５の非反転入力端子および反転入
力端子に接続されている。電流源Ｉｃと基準電圧源Ｖｒ
ｅｆ２は、それぞれオペアンプＱ６の非反転入力端子お
よび反転入力端子に接続されている。オペアンプＱ５と
Ｑ６の出力は、それぞれＲＳフリップフロップ７２のＲ
端子とＳ端子に接続されている。ＲＳフリップフロップ
７２のＱ端子はドライブ段７３を介して第１のスイッチ
素子Ｑ１のゲートに接続されている。トランジスタＱ７
のコレクタは電流源Ｉｃに接続され、エミッタは接地さ
れ、ベースは抵抗Ｒ１７を介してオペアンプＱ５の出力
端子に接続されている。さらに、フォトトランジスタＰ
Ｔ１のコレクタは電流源Ｉｃに接続され、エミッタは接
地され、コレクタ・エミッタ間にはコンデンサＣ１３が
接続されている。
【０１０６】なお、抵抗Ｒ１７、コンデンサＣ１３、電
流源Ｉｃ、オペアンプＱ５およびＱ６、基準電圧源Ｖｒ
ｅｆ１およびＶｒｅｆ２、トランジスタＱ７、ＲＳフリ
ップフロップ７２、およびドライブ段７３は集積化され
てＩＣ７４となっている。
【０１０７】ここで、図１４に、スイッチング電源装置
７０における帰還巻線Ｎ３に発生する電圧Ｖｎ３と、オ
ペアンプＱ５の非反転入力端子に入力される電圧Ｖｔｒ
ｉｇと、オペアンプＱ６の非反転入力端子に入力される
電圧Ｖｆｂと、第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート電圧Ｖ
ｇの時関変化を示し、これを参照してスイッチング電源
装置７０の動作について説明する。
【０１０８】スイッチング電源装置７０において、Ｖｆ
ｂがＶｒｅｆ２に達すると、ＲＳフリップフロップ７２
がセットされ、ＶｇがＨレベルになり、第１のスイッチ
素子Ｑ１がターンオンする（ｔ０）。
【０１０９】第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンする
と帰還巻線Ｎ３に順方向の電圧が発生し、それによって
コンデンサＣ１１が充電され、Ｖｔｒｉｇが上昇する。
ＶｔｒｉｇがＶｒｅｆ１に達すると、ＲＳフリップフロ
ップ７２がリセットされ、ＶｇがＬレベルになり、第１
のスイッチ素子Ｑ１がターンオフする（ｔ１）。このと
き、ＶｔｒｉｇがＶｒｅｆに達するまでの時間は、ｔ０
時点におけるＶｔｒｉｇが低いほど長くなる。また、ト
ランジスタＱ７がオンすることによって、Ｖｆｂは０Ｖ
となる。
【０１１０】第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフする
と二次側に電流が流れ始め、それによって出力端子Ｐｏ
の電圧が上昇し、フォトダイオードＰＤ１が発光する。
同時に帰還巻線Ｎ３には逆方向の電圧が発生し、コンデ
ンサＣ１１を放電し、さらに逆方向に充電するため、Ｖ
ｔｒｉｇは負の電圧になる。
【０１１１】また、二次側に流れる電流がなくなる（ｔ
２）と、帰還巻線Ｎ３の電圧はリンギングをはじめる。
同時にＶｆｂは再び上昇をはじめ、Ｖｒｅｆ２に達した
時点でｔ０に戻り、これを繰り返す。このとき、Ｖｆｂ
の上昇の傾きはフォトトランジスタＰＴ１によって決ま
る。負荷が軽いと、フォトダイオードＰＤ１が発光量が
多くなるためＶｆｂの上昇も遅くなり、第１のスイッチ
素子Ｑ１のオフ期間も長くなり、スイッチング周波数は
低下する。
【０１１２】なお、Ｖｔｒｉｇは図６に示したスイッチ
ング電源装置３０におけるトランジスタＱ２のベース電
圧と同様の働きをするため、第１のスイッチ素子Ｑ１の
オフ期間が長いとＶｔｒｉｇが上昇して０Ｖに近づくた
め、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間は短くなる。
【０１１３】図１５に、本発明の電子装置の一実施例の
斜視図を示す。図１５において、電子装置の１つである
プリンタ１００は電源回路の一部として本発明のスイッ
チング電源装置１を使用している。
【０１１４】プリンタ１００の印刷動作に関する部分
は、印刷時には電力を消費するが、印刷動作をしない待
機時にはほとんど電力を消費しない。そして、本発明の
スイッチング電源装置１を用いているために、待機時の
電力損失を低減し、効率の向上を図ることができる。
【０１１５】なお、図１５に示したプリンタ１００にお
いては図１に示したスイッチング電源装置１を使用した
が、図３または図５ないし図１３に示したスイッチング
電源装置１０、２０、３０、４０、５０、６０、６５、
７０、８０、９０を使用しても構わないもので、同様の
作用効果を奏するものである。
【０１１６】また、本発明の電子装置はプリンタに限ら
れるものではなく、ノートパソコンや携帯情報機器な
ど、電圧の安定な直流電源の必要なあらゆる電子装置を
含むものである。
【０１１７】
【発明の効果】本発明のスイッチング電源装置によれ
ば、オン状態の第１のスイッチ素子をターンオフさせる
ターンオフ回路と、出力電圧検出回路からのフィードバ
ック信号に基づいて第１のスイッチ素子のターンオンを
軽負荷になるほど大きく遅延させるオフ期間制御回路を
有する制御回路を備え、しかも、オフ期間制御回路が、
帰還巻線と第１のスイッチ素子の制御端子の間に直列に
設けられ、出力電圧検出回路からのフィードバック信号
に基づいてオンオフ制御される第２のスイッチ素子を有
することによって、軽負荷時ほどスイッチング周波数を
低下させることができ、軽負荷時の消費電力を低減する
ことができる。
【０１１８】また、本発明の電子装置によれば、本発明
のスイッチング電源装置を用いることによって、効率の
向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のスイッチング電源装置の一実施例を示
す回路図である。
【図２】図１のスイッチング電源装置における負荷電力
とスイッチング周波数との関係を示す特性図である。
【図３】本発明のスイッチング電源装置の別の実施例を
示す回路図である。
【図４】図３のスイッチング電源装置における各部の電
圧の時間変化を示す波形図である。
【図５】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実
施例を示す回路図である。
【図６】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実
施例を示す回路図である。
【図７】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実
施例を示す回路図である。
【図８】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実
施例を示す回路図である。
【図９】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実
施例を示す回路図である。
【図１０】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の
実施例を示す回路図である。
【図１１】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の
実施例を示す回路図である。
【図１２】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の
実施例を示す回路図である。
【図１３】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の
実施例を示す回路図である。
【図１４】図１３のスイッチング電源装置における各部
の電圧の時間変化を示す波形図である。
【図１５】本発明の電子装置の一実施例を示す斜視図で
ある。
【符号の説明】
１、１０、２０、３０、４０、５０、６０、６５、７
０、８０、９０…スイッチング電源装置 ２…整流回路 ３、３１、５１、６１…出力電圧検出回路 ４、１１、２１、３２、４１、６３、６６、７１、８１
…制御回路 ５、１２、６８…ターンオフ回路 ６、２２、３３、４２、６４、６７、８２…オフ期間制
御回路 ４３…電圧供給回路 ５２、６２…負帰還回路 ７４…ＩＣ １００…プリンタ ９１…定電圧レギュレータ ９２…直流電圧源 Ｔ…トランス Ｎ１…一次巻線 Ｎ２…二次巻線 Ｎ３…帰還巻線 Ｖｃｃ…直流電源 Ｑ１…第１のスイッチ素子 Ｑ２…第３のスイッチ素子 Ｑ３、Ｑ８…第２のスイッチ素子 Ｃ３…コンデンサ Ｄ８…ツェナーダイオード（リミット回路）
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H730 AA14 AS00 AS01 AS19 BB43 BB52 DD04 EE02 EE07 FF19 FG07

Claims (12)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 一次巻線、二次巻線および帰還巻線を備
    えたトランスと、前記一次巻線に直列に接続された第１
    のスイッチ素子と、前記帰還巻線と前記第１のスイッチ
    素子の制御端子の間に設けられた制御回路と、前記二次
    巻線に接続された整流回路と、前記整流回路から出力さ
    れる出力電圧を検出して前記制御回路にフィードバック
    する出力電圧検出回路を備えたスイッチング電源装置に
    おいて、 前記制御回路は、オン状態の前記第１のスイッチ素子を
    ターンオフさせるターンオフ回路と、前記出力電圧検出
    回路からのフィードバック信号に基づいて前記第１のス
    イッチ素子のターンオンを遅延させて前記第１のスイッ
    チ素子のオフ期間が軽負荷になるほど長くなるように制
    御するオフ期間制御回路を備えたことを特徴とするスイ
    ッチング電源装置。
  2. 【請求項２】 前記オフ期間制御回路が、前記帰還巻線
    と前記第１のスイッチ素子の制御端子の間に直列に設け
    られ、前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号
    に基づいてオンオフ制御される第２のスイッチ素子を有
    することを特徴とする、請求項１に記載のスイッチング
    電源装置。
  3. 【請求項３】 前記第２のスイッチ素子をＮＰＮ型のト
    ランジスタまたはｎチャンネルＦＥＴとしたことを特徴
    とする、請求項２に記載のスイッチング電源装置。
  4. 【請求項４】 前記第１のスイッチ素子の制御電圧が所
    定範囲を超えないようにするリミット回路を有し、該リ
    ミット回路は前記第２のスイッチ素子を含んで構成され
    ていることを特徴とする、請求項２または請求項３に記
    載のスイッチング電源装置。
  5. 【請求項５】 前記オフ期間制御回路が、前記帰還巻線
    と前記第１のスイッチ素子の制御端子の間に直列に設け
    られた第２のスイッチ素子と、該第２のスイッチ素子の
    制御端子に設けられて前記出力電圧検出回路からのフィ
    ードバック信号に基づいて時定数が制御される時定数回
    路を有し、 前記出力電圧検出回路が前記フィードバック信号を一定
    もしくはほぼ一定に保つ負帰還回路を有することを特徴
    とする、請求項１ないし請求項４のいずれかに記載のス
    イッチング電源装置。
  6. 【請求項６】 前記ターンオフ回路が、前記オフ期間制
    御回路による前記第１のスイッチ素子のターンオンが遅
    延する期間が短いほど前記第１のスイッチ素子のオン期
    間を長くするオン期間延長回路を有することを特徴とす
    る、請求項１ないし請求項５のいずれかに記載のスイッ
    チング電源装置。
  7. 【請求項７】 前記ターンオフ回路が、前記第１のスイ
    ッチ素子の制御端子に接続されるとともにオンすること
    によって前記第１のスイッチ素子をターンオフさせる第
    ３のスイッチ素子を有し、 前記オン期間延長回路が、前記第３のスイッチ素子の制
    御端子に接続されるとともに、前記第１のスイッチ素子
    のオフ期間に逆方向に充電されたあとで前記第１のスイ
    ッチ素子のオフ期間の長さに応じて放電され、前記第１
    のスイッチ素子のオン期間に前記第３のスイッチ素子を
    オンさせる電圧まで順方向に充電されるコンデンサを有
    することを特徴とする、請求項６に記載のスイッチング
    電源装置。
  8. 【請求項８】 前記制御回路の有する前記オフ期間制御
    回路および前記ターンオフ回路が、前記第１のスイッチ
    素子のオフ期間に、前記出力電圧検出回路からのフィー
    ドバック信号に基づいて、前記ターンオフ回路のターン
    オフを行うタイミングを早めるように構成されたことを
    特徴とする、請求項１ないし請求項７のいずれかに記載
    のスイッチング電源装置。
  9. 【請求項９】 前記オフ期間制御回路が前記出力電圧検
    出回路からのフィードバック信号を受信して軽負荷であ
    るほど大きな電流を流すフォトトランジスタを有し、前
    記フォトトランジスタを流れる電流がオン期間遅延回路
    の前記コンデンサを充電するように前記フォトトランジ
    スタのエミッタが前記オン期間遅延回路に接続されてい
    ることを特徴とする、請求項８に記載のスイッチング電
    源装置。
  10. 【請求項１０】 前記制御回路が、前記帰還巻線に発生
    する電圧を利用して前記オフ期間制御回路に制御電圧を
    供給する電圧供給回路を有することを特徴とする、請求
    項１ないし請求項９のいずれかに記載のスイッチング電
    源装置。
  11. 【請求項１１】 前記帰還巻線に発生する電圧を利用し
    て前記オフ期間制御回路に駆動電圧を供給する直流電圧
    源と、入力電源と前記直流電圧源の出力の間に設けられ
    た電流逆流防止機能を備えた定電圧レギュレータを有す
    ることを特徴とする、請求項１ないし請求項１０のいず
    れかに記載のスイッチング電源装置。
  12. 【請求項１２】 請求項１ないし請求項１１のいずれか
    に記載のスイッチング電源装置を用いたことを特徴とす
    る電子装置。
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