CN1638253A - 开关电源装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种开关电源装置，其即使在输入电压上升的情况下，也能够抑制在起动电路中的功率损失。输入电压检测部21，检测输入电压，当输入AC电压的波高值在规定值以上时，由于使起动电流控制部25的晶体管Q6断开，而使流过起动电路21的电流i1减小，所以使晶体管Q6的导通角，与输入电压Vi成反比例地变窄，而使流过起动电路21的电流i的平均值与输入电压Vi成反比例地降低。

Description

开关电源装置

技术领域

本发明涉及一种用于起动开关电源的起动电路，特别涉及从输入电压侧对用于稳定输出电压的控制电路用电源供电的起动电路。

背景技术

开关电源，对用于将开关元件进行导通断开控制来将输出电压稳定在恒定电压的控制电路是十分必要的，通常将该控制电路装入由具有多个晶体管等的电路结构构成的单芯片集成电路中。

用于使该集成电路芯片动作的供电电压，在开关电源装置起动完了后、例如作为该开关电源的辅助输出电压能够被很容易地得到，但是至少在起动时有必要由输入电压在其它途径供给，因此使用用于起动集成电路芯片的起动电路。

【现有例1】

在此参照图1、图2，对于作为装入了该起动电路的现有的开关电源装置之一的现有例1进行说明。此外，对如图1所示的起动电路11装入了如图2所示的起动电路51。

该开关电源装置，将输入电压向冲击激励(fly back)型变压器T1输入，该输入电压是用整流电路DB将交流电压Va为100-220V的商用电源整流并由电容C2进行平滑处理过的电压，通过开关元件Q1将流过该1次线圈N1的电流断续，同时用二极管D2将在2次线圈N2上感应的电压整流并通过电容C3进行平滑处理，作为输出电压V0进行输出。在图1中，用方框表示的装入了集成电路芯片的控制电路13，通过误差检测电路15检测该输出电压V0的实际值并对开关元件Q1进行导通断开控制，以使将该输出电压V0保持在规定的设定值。

对于该控制电路13，通常，在运转中用二极管D1将变压器T1的辅助线圈N3的感应电压整流后通过电容C1进行平滑处理而生成5-15V左右的低电压的供电电压Vcc。

另一方面，如图2所示，为了在起动时生成该供电电压Vcc，设有起动电路51，并向控制电路13提供供电电压Vcc，该起动电路51由二极管D5，D6和在二极管D5、D6阴极的连接点上的接受输入电压Vi的高电阻R50的串联电路构成。

在由开关Sw投入起动时当供电电压Vcc上升到规定值时，由于控制电路13开始对开关元件Q1的导通断开控制，因此以后从变压器T1的辅助线圈N3侧向控制电路13供给供电电压Vcc和该动所作必要的电流。

【现有例1的问题点】

如上所述，由于现有例1的起动电路51是由二极管D5，D6和电阻R50构成的简单的结构，所以存在有在开关电源装置正常的运转中在电阻R50内发生较大的功率损失的问题。

在此，参照图3、图4，对现有例1中流过电阻R50的电流i51的特性进行说明。

图3是表示在连接点P1、P2上施加的交流输入电压VAC、用二极管D5、D6将交流输入电压VAC全波整流后向电阻R50的输入电压Vi、和流过电阻R50的电流i51的时序图。图4的纵轴是流过该起动电路51的电流i51，横轴是交流输入电压VAC。

当投入开关Sw后起动电路51对电容C1充电。当加在控制电路13的电压达到规定的起动电压Vs时，通过在控制电路13内部设置的振荡电路，在生成PWM信号的开关元件Q1的栅极上施加该导通断开信号，使其开关元件Q1重复导通断开动作，所以，伴随该动作开始，在辅助线圈N3侧感应电流被二极管D1整流后被供给电容C1。伴随输入电压Vi升高，流过起动电路51的电流i51增加。

流过起动电路51的电流i51是

【公式1】

i51＝(Vi-Vcc)/R50

此外，在电阻R50内发生的定常的功率损失Wr是

【公式2】

Wr＝(Vi-Vcc)2/R50

如图5所示，由于在交流电压Va为100-220V时，作为该整流电压的输入电压Vi的峰值是140-310V，并且加在控制电路13上的供电电压Vcc不超过5-15V左右，差Vi-Vcc变大，所以存在有在电阻R50内的功率损失随输入电压Vi而变大的问题。

为了减小该功率损失Wr，可以将电阻R50做成高阻值，但在用最低交流输入电压(例如AC60V)起动时，为了使流过的电流比能够向控制电路13供给该动作所必须的电流的临界值大，必需要选低电阻值，即使是该临界电阻值在作为通常输入电压的额定输入电压(例如，AC100V或AC220V)的开关电源装置的运转中，流过电阻R50的电流i51与输入电压成正比增大，电阻R50的功率损失Wr与输入电压Vi和供电电压Vcc的电压差的平方成正比增大，存在电阻R50的损失功率Wr比控制电路13的消耗功率要大1个数量级以上的问题。

(现有例2)

其次，参照图1、图6，对现有例2进行说明，该现有例2是作为装入了图6所示的起动电路的现有的开关电源装置之一。此外，代替图1所示的起动电路11装入图6所示的起动电路61。

如图6所示，在起动时由于生成供电电压Vcc，对于接受在二极管D5、D6的阴极连接点上的输入电压Vi的晶体管Q61的集电极(collector)和与晶体管Q61的发射极相连接的电阻R61的串联电路，将由齐纳二极管ZD61和电阻R62形成的基准电压施加在晶体管Q61的基极上；设置由将电流i53进行恒电流化处理的恒流电路构成的起动电路61，并向控制电路13提供该供电电压Vcc。

作为具有与如上所述的现有的开关电源电路相近的电路结构，公告有如特开平7-87733号公报所示的《安定化電源用起動回路》。

(现有例2的问题点)

其次，参照图4、图5、图6、图7，对在现有例2中流过电阻R61的电流i53的特性进行说明。

图1、图6所示的现有例2的开关电源装置，由于用具有恒流特性的起动电路61代替起动电路11，如图4所示的现有例2那样，输入电压Vi即使变化电流i53也恒定，故起动电流为恒定。

然而，由于起动电路61的功率损失与输入电压Vi和供电电压Vcc的差成正比，所以当输入电压Vi升高时，如图5所示，起动电路61中的功率损失随输入电压Vi增加。

发明内容

本发明是鉴于上述问题形成的，其目的在于提供一种开关电源装置，其即使在输入电压上升的情况下，也能够抑制在起动电路中的功率损失。

为了解决上述课题，本发明的第1特征，是一种开关电源装置，其具备：将第1交流电压进行整流平滑处理后输入到变压器的1次线圈，对与该1次线圈串联连接的开关元件进行导通断开控制的控制电路；对在上述变压器的2次线圈上感应的第2交流电压进行整流平滑处理后进行输出的整流平滑电路；对在上述变压器的辅助线圈上感应的第3交流电压进行整流并向电容充电进行平滑处理后、作为上述控制电路的电源而供给的控制电源电路；和向上述电容供给对上述第1交流电压进行整流而得到的电流的起动电路，其特征在于，上述起动电路，具有：输入电压检测部，其检测对上述第1交流电压进行整流而得到的输入电压；和起动电流控制部，该起动电流控制部，根据该输入电压检测部的输出信号，控制起动电流，以使在上述输入电压升高时起动电流变小。

为了解决上述课题，本发明的第2特征是一种开关电源装置，其具备：将第1交流电压进行整流平滑性处理后输入到变压器的1次线圈，对与该1次线圈串联连接的开关元件进行导通断开控制的控制电路；对在上述变压器的2次线圈上感应的第2交流电压进行整流平滑处理并输出的整流平滑电路；对在上述变压器的辅助线圈上感应的第3交流电压进行整流并向电容充电进行平滑处理后、作为上述控制电路的电源而供给的控制电源电路；和向电容供给对上述第1交流电压进行整流而得到的电流的起动电路，其特征在于，上述起动电路具有：输入电压检测部，其检测对上述第1交流电压进行整流而得到的输入电压；和起动电流控制部，该起动电流控制部，根据该输入电压检测部的输出信号，控制起动电流，以使在上述输入电压升高时起动电流变小；在无法得到来自上述控制电源电路的电源的上述控制电路休止状态时，通过上述起动电路对控制电源电路的上述电容充电，电容的端子电压呈上升状态，而在上述控制电路的动作状态时，由上述控制电源电路的上述电容和上述控制电路的消耗电流进行上述电容的端子电压呈下降状态的间歇振荡动作。

为了解决上述课题，本发明的第3特征，其特征在于，根据上述输入电压检测部的输出信号，上述起动电流控制部，控制起动电流，以使在输入电压变高时，上述间歇周期变长。

为了解决上述课题，本发明的第4特征，其特征在于，上述起动电流控制部，具有恒流电路，根据上述输入电压检测部的输出信号，进行控制，以使在输入电压比规定值低时，用规定的恒电流值限制起动电流，在输入电压变高时起动电流变小，并控制起动电流，以使当输入电压比规定值升高时间歇周期变长。

本发明的第5特征，其特征在于，上述输入电压检测部，具有基准值和比较器，将输入电压波形的波高值与基准值进行比较，检测到波高值超过基准值时输出检测信号，上述起动电流控制部，接受输入电压检测部的检测信号，根据交流电压的波高值，控制起动电流的导通角。

附图说明

图1既表示本发明第1实施例和第2实施例的开关电源装置的整体结构的示意图，也表示现有的开关电源装置的整体结构示意图。

图2是表示现有开关电源装置的起动电路51(现有例1)的结构的示意图。

图3是用于对起动电路51的动作进行说明的时间图。

图4是表示现有的开关电源装置的起动电路21、31(现有例1、2)的动作特性的示意图。

图5是表示现有的开关电源装置的起动电路21、31(现有例1、2)的动作特性的示意图。

图6是表示现有的开关电源装置的起动电路61(现有例2)的结构的示意图。

图7是用于对起动电路61的动作进行说明的时间图。

图8是表示本发明的第1实施例的开关电源装置的起动电路21结构的示意图。

图9是用于对装入了起动电路21的开关电源装置的整体的动作进行说明的时间图。

图10是用于对起动电路21的动作进行说明的时间图。

图11是表示本发明的第1实施例和第2实施例的开关电源装置的起动电路21、31的动作特性的示意图。

图12是表示本发明的第1实施例和第2实施例的开关电源装置的起动电路21、31的动作特性的示意图。

图13是表示本发明的第2实施例的开关电源装置的起动电路31的结构的示意图。

图14是用于对起动电路31的动作进行说明的时间图。

具体实施方式

以下，参照附图，说明本发明的实施方式。

(第1实施例)

首先，参照图1，对本发明的第1实施例的开关电源装置的整体结构进行说明。

该开关电源装置，例如将具有100～220V的交流电压Va的商用电源与开关Sw的一个端子连接，该开关Sw的另一端与整流电路DB的两个输入端子连接，并且，将整流电路DB的两个输入端子通过连接点P1、P2连接到起动电路11的两个输入端子TM1、TM2。

整流电路DB的两个输出端子，与电容器C2的两端相连接，并且，相互串联连接的变压器T1的1次线圈N1和开关元件Q1的漏极及电阻R3，与该电容器C2并联连接。

相互串联连接的二极管D2和电容器C3，被并联连接到上述变压器T1的2次线圈N2上，以使从二极管D2的阴极和电容器C3的+端子的连接点输出输出电压Vo。另外，误差检测电路15并联在电容器C3的两端，将形成光耦合器PC1的发光二极管的阳极，连接到从电容器C3的+端子取出的输出电压Vo，将其阴极通过电阻R4与误差检测电路15连接。

误差检测电路15，例如在轻负载时，当输出电压Vo变得比基准电压高时，内部所设的晶体管动作，根据该误差电压使光耦合器PC1的发光二极管发光，并向与该发光二极管为一体的光敏晶体管输出光学反馈信号。

相互串联连接的二极管D1和电容器C1被并联连接到上述变压器T1的辅助线圈N3上，以使从二极管D1的阴极和电容器C1的+端子的连接点P3向控制电路13输出供电电压Vcc。另外，通过电阻R1将形成光耦合器PC1的光敏晶体管的集电极与二极管D1的阴极和电容器C1的+端子的连接点P3相连接，并且，通过电阻R2、R3，将光敏晶体管的发射极连接到上述电容器C2的-端子。此外，将形成光耦合器PC1的光敏晶体管的发射极和电阻R2的连接点输入到控制电路的过电流保护端子(OCPFB)。

控制电路13，具有：输入供电电压的Vcc端子、GND端子、输入反馈信号的过电流保护端子(OCPFB)、向开关元件Q1的栅极输出导通断开控制信号的输出端子G、和与开关元件Q1的源极相连接的源极输出端子S。根据用从误差检测电路15接收到的由反馈信号表示的误差电压的大小，当使形成光耦合器PC1的光敏晶体管导通时，控制电路13，通过控制开关元件Q1的导通期间，来控制为以使输出电压Vo保持恒定。

在图1所示的开关电源装置中，在控制电路13中，用整流电路DB将交流电压Va进行全波整流并通过电容器C2进行平滑处理后输入到变压器T1的1次线圈N1，对与1次线圈串联连接的开关元件Q1进行导通断开控制；在整流平滑电路17中，将在变压器T1的2次线圈N2侧感应的交流电压通过二极管D2和电容器C3进行整流平滑处理后作为输出电压Vo输出；在控制电源电路19中，在变压器T1的辅助线圈N3侧感应的交流电压通过二极管D1进行整流后向电容器C1充电并进行平滑处理，作为控制电路13的电源Vcc提供；在起动电路11中，向电容器C1供给将交流电压全波整流得到的电流，根据控制电路13的消耗电流利用电容器C1的放电时间常数，使电容器C1进行充电时变为休止状态、而放电时变为振荡状态的间歇振荡动作。

其次，参照图8，对本发明的第1实施例的开关电源装置的起动电路21的结构进行说明。

如图8所示，起动电路21的两个输入端子TM1、TM2，被连接到整流电路DB的两个输入端子的连接点P1、P2。另一方面，将起动电路21的输出端子TM3，被连接到用于向控制电路13供给供电电压Vcc的连接点P3上。

起动电路21，由检测输入电压Vi的输入电压检测部23、和对流向起动电路21的起动电流i进行相位控制的起动电流控制部25构成。

输入电压检测部23，由二极管D5、D6，电阻R7、R8，齐纳二极管ZD1，和晶体管Q5构成。

二极管D5、D6的阳极分别与两个输入端子TM1、TM2连接，二极管D5、D6的阴极共同与连接点P4连接。在连接点P4和输出端子TM3之间串联连接电阻R7、R8，齐纳二极管ZD1的阴极被连接在该电阻R7、R8的连接点上。该齐纳二极管ZD1的阳极被连接在晶体管Q5的基极上，晶体管Q5的发射极被连接到电阻R8和输出端子TM3上。

起动电流控制部25，由电阻R9、电阻R10、和晶体管Q6构成。在连接点P4和输出端子TM3之间，串联连接电阻R10和晶体管Q6的集电—发射极。电阻R9和晶体管Q5的集电极的连接点与晶体管Q6的基极连接。

输入电压检测部23，检测出输入电压，当输入AC电压的波峰值高出由输入电压检测部预先设定的值时，使起动电流控制部25的晶体管Q6关闭，使流向起动电路21的电流i减少，所以，晶体管Q6的导通角，与输入电压Vi成反比例地变小，故此，流过起动电路21中的起动电流控制部25的电流i1的平均值与输入电压Vi成反比例地降低。

(整体动作说明)

在此，参照图9所示的时间图，对组装了起动电路21的开关电源装置的整体动作进行说明。

在时间t21，当闭合开关Sw时，由从起动电路输出的供电电流I给电容器C1充电而供电电压Vcc逐渐上升，在时间t22，当该供电电压Vcc上升到控制电路13的动作开始电压值时，控制电路13开始对开关元件Q1进行导通断开控制。

在时间t22～t23中，由于开关元件Q1被进行导通断开控制，在变压器T1的1次线圈断续地流过电流，将在2次线圈侧感应的电压通过二极管D2整流并由电容器C3进行平滑处理，输出输出电压Vo。

这时，将变压器T1的辅助线圈N3的感应电压，通过二极管D1整流并由电容器C1进行平滑处理，例如，向控制电路13输出5～15V左右的低电压的供电电压。

在时间t22～t23中，由于为在无负载时、轻负载时等在控制电路13中生成导通断开控制信号，向电容器C1充电的来自辅助线圈N3侧的供给电流小，而当控制电路13的消耗电流比供给电流还大时，供电电压Vcc缓慢降低，当其降到控制电路13的振荡停止电压Vst以下时，停止生成控制电路13的导通断开控制信号。另外，导通断开控制信号生成时的控制电路13的消耗电流例如为10mA，该导通断开控制停止时的控制电路13的消耗电流例如则为数μA。

其次，在时间t23～t24中，由从起动电路21输出的起动电流给电容器C1充电而供电电压Vcc缓慢上升，在时间t24，当该供电电压Vcc再一次上升到控制电路13的动作开始电压Vs时，控制电路13对开关元件Q1开始进行导通断开控制。另外，这时的控制电路13的消耗电流例如为数μA。

(起动电路21的动作说明)

在此，参照图10所示的时间图、图11和图12所示的特性图，对起动电路21的详细动作进行说明。另外，图10所示的时间t23～t27表示交流电源的一个周期，在图9所示的时间t21～t22之间，包含有例如数10个周期分以上的交流周期。

(时间t31～t32)

首先，在时间t31～t32中，在输入电压检测部23中，交流输入电压VAC缓慢上升。但是，由于对交流输入电压VAC进行整流的输入电压Vi，并未达到用输入电压检测部的电阻R7、R8、齐纳二极管ZD1预先设定晶体管Q5的基极电压上升后可导通的输入电压VR1，所以晶体管Q5呈断开状态，集电极电流i2不流通。

另外，在电阻R7、R8中的电流i3为

【公式3】

i3＝(Vi-Vcc)/(R7+R8)

随着交流输入电压VAC的缓慢上升，电流i3从数μA上升到数10μA。

在起动电流控制部25中，与该晶体管Q5的集电极连接的晶体管Q6的基极电压靠电阻R9上升，晶体管Q6的发射极电流也缓慢上升。流过晶体管Q6的发射极的发射极电流i1为，

【公式4】

i1＝(Vi-Vcc)/(R10)+(Vi-Vcc)/(R9)

该发射极电流随着交流输入电压VAC缓慢上升而上升。

这时的起动电流i由上述电流i1、i2、i3得，

【公式5】

i＝i1+i2+i3＝i1+(Vi-Vcc)/(R7+R8)

(时间t32～t33)

其次，在时间t32～t33，在输入电压检测部32中，输入电压Vi从VR1开始再上升，在这期间，齐纳二极管ZD1变为导通状态，晶体管Q5也变为导通状态。

所以，晶体管Q5的集电极电压为0，晶体管Q5的集电极电流i2为

【公式6】

i2＝(Vi-Vccs)/(R9)，

随着输入电压Vi从VR1逐渐上升而上升。

在起动电流控制部25中，连接到该晶体管Q5的集电极的晶体管Q6的基极电压也变为0，晶体管Q6变为断开状态，晶体管Q6的集电极电流变为0A。

此时的总电流I，由上述电流i1、i2、i3求得

【公式7】

i＝i1+i2+i3＝(Vi-Vcc)/(R9)+(Vi-Vcc)/(R7+R8)

(时间t33～t34)

在时间t33～t34中，与在上述时间t31～t32的动作相同，所以省略其说明。

如上所述，根据第1实施例，输入电压检测部23，检测出输入电压，当输入电压Vi的波峰值高出预先设定的输入电压VR1时，断开起动电流控制部25的晶体管Q6，减小流向起动电路21的电流i1。

晶体管Q6的导通角，输入电压Vi成反比例地变小，在起动电路21中的电流i的平均值与输入电压Vi成反比例地降低。

所以，起动电路21，通过输入电压检测部23检测出将交流电压全波整流得到的输入电压Vi，通过起动电流控制部25，根据输入电压检测部23的输出信号，控制起动电流，以使当输入电压Vi变高时起动电流变小，所以，即使在输入电压Vi上升的情况下，也能够抑制起动电路21的功率损失。

另外，起动电路21通过输入电压检测部23检测出将交流电压全波整流得到的输入电压Vi，通过起动电流控制部25，根据输入电压检测部23的输出信号，控制起动电流，以使当输入电压Vi变高时起动电流变小，至少在无负载时或轻负载时等待机时，进行起动电路21对控制电源电路的电容器C1进行充电并在上述充电期间变为停止状态、而在控制电源电路的电容器C1和控制电路13的消耗电流的放电期间变为振荡状态的间歇振荡动作，由此，在控制电路13的间歇振荡动作状态中，即使在输入电压Vi上升的情况下，也能够抑制起动电路21的功率损失。

并且，起动电流控制部25，由于根据输入电压检测部23的输出信号，当输入电压Vi变高时起动电流变小，所以，控制起动电流，使电容器C1的充电时间变长，间歇周期变长，由此，即使在输入电压上升的情况下，也能够抑制控制电路13和开关元件Q1的功率损失。

基于交流输入电压的瞬时值的起动电路的动作，如以上的说明。

其次，利用图11、图12具体说明基于对开关电源装置施加的交流输入电压值的动作。

在说明中使用的开关电源装置的技术规格，假定为如下所述。

【公式8】

被比较设定的输入电压VR1＝198V(AC140V)

如图11的实线所示，交流输入电压VAC为140V以下，由于将交流输入电压VAC整流了的输入电压Vi在被比较设定过的输入电压VR1(交流输入电压140V)以下，输入电压检测部23的晶体管Q5不会导通，所以为了使起动电流控制部25的晶体管Q6导通，起动电流为主要由电阻R10决定的电流，故起动电路电流i随着交流输入电压VAC的上升而增大。另外，如图12表示的实线所示，交流输入电压值VAC在VR1以下的范围，起动电路21消耗的功率损失随着交流输入电压VAC的上升大致与电压的平方成正比地急剧增大。

当交流输入电压VAC超过140V时，由于将AC输入电压VAC整流了的输入电压Vi超过了被比较设定过的输入电压，所以在输入电压Vi超过被比较设定过的输入电压VR1的期间，为了使输入电压检测部23的晶体管Q5导通、起动电流控制部25的晶体管Q6断开，起动电流使流过电阻R10的电流被遮断，晶体管Q6的集电极电流与交流输入电压VAC的上升成反比例地减小。

但是，在晶体管Q6的发射极电阻R9的电流流过，该电流和流向输入电压检测部23的电阻R7、R8的电流随着交流输入电压的上升电流增大。

因此，当交流输入电压VAC超过140V时，流过电阻R10的电流随着输入电压的上升成反比例减小，流过电阻R9、R7、R8的电流随着交流输入电压的增大而增大，所以，如图11表示的实线所示，当交流输入电压VAC超过140V时，虽然起动电路电流i随着交流输入电压的上升而减小，但是通过电阻R10、R9、R7、R8和被比较设定过的输入电压VR1也可以使其从中途增大。

如图12表示的实线所示，和起动电路21消耗的功率损失电流的特性相同，交流输入电压VAC在140V以下、随着交流输入电压的上升而增加，当交流输入电压VAC超过140V时，随着交流输入电压的上升起动电路21的功率损失减少。

但是，流过电阻R10的电流与输入电压的上升成反比例减少，由于流过电阻R9、R7、R8的电流随着交流输入电压的增大而增大，如图12表示的实线所示，当交流输入电压VAC超过140V时，虽然起动电路电流i随着交流输入电压的上升而减小，但是通过电阻R10、R9、R7、R8和被比较设定过的输入电压VR1也可以使其从中途增大。

(第2实施例)

本发明的第2实施例的开关电源装置的整体结构，与第1实施例相同，是图1中所表示的开关电源装置，是将起动电路11变更为起动电路31，所以，省略对整体结构的说明。

其次，参照图13，对本发明的第2实施例的开关电源装置的起动电路31的结构进行说明。

如图13所示，起动电路31的两个输入端子TM1、TM2，通过连接点P1、P2与整流电路DB的两个输入端子连接。另一方面，起动电路31的输出端子TM3，被连接到用于向控制电路13供给供电电压Vcc的连接点P3。

起动电路31，由以下部分构成：检测输入电压Vi的输入电压检测部23，和对流向起动电路31的电流i进行相位控制的同时限制该电流I的大小的起动电流控制部35。

输入电压检测部23，由于和第1实施例相同，省略其说明。

起动电流控制部35，由电阻R9、电阻R11、齐纳二极管ZD2、和晶体光Q6构成。在连接点P5和输出端子TM3之间，通过晶体管Q6的集电—发射极串连连接电阻R11。电阻R9和齐纳二极管ZD2的阴极及晶体管Q5的集电极的连接点与晶体管Q6的基极相连接。

输入电压检测部23，检测输入电压，当交流输入电压的波峰值高出由电阻R7、R8、齐纳二极管ZD1、晶体管Q5所设定的电压值VR1时，由于使起动电流控制部35的晶体管Q6断开，使流向起动电路31的起动电流i减小，所以，晶体管Q6的导通角与输入电压Vi成反比例变小，流过起动电路31的起动电流i的平均值与输入电压Vi成反比例降低。

(整体的动作说明)

关于组装了起动电路31的开关电源装置的整体动作，参照图9所示的时间图，由于与上述第1实施例一样，所以省略对其的说明。

(起动电路31的动作说明)

在此，参照图14所示的时间图、图11和图12所示的特性图，对起动电路31的动作进行详细的说明。此外，图14所示的时间t71～t77表示交流电源的1个周期，在图9所示的例如时间t21～t22的期间包含有数10个周期以上的交流周期。

(时间t71～t72)

首先，在时间t71～t72中，在输入电压检测部23中，将AC输入电压VAC进行整流后的输入电压Vi缓缓地从0上升到VR1，但是齐纳二极管ZD1是断开状态，而晶体管Q5也是断开状态，集电极电流i2不流通。

另外，流过电阻R7、R8的电流i3为

【公式9】

i3＝(Vi-Vcc)/(R7+R8)，

并随着输入电压Vi缓缓地从0上升到VR1而增大。

在起动电流控制部35中，连接该晶体管Q5的集电极的晶体管Q6的基极电压同时上升，晶体管Q6导通。这样，经过晶体管Q6、电阻R11电流i1流通。当晶体管Q6的基极电压达到齐纳二极管ZD2的齐纳电压VR2时，通过电阻R9电流i4从齐纳二极管ZD2的阴极流向阳极。

此外，当电流i4从齐纳二极管ZD2的阴极流向阳极时，由于晶体管Q6的基极电压被限制为该齐纳电压VR2，所以晶体管Q6的集电极电流i1也被限制。流过晶体管Q6的集电极的集电极电流i1为

【公式10】

i1＝(Vr2-Vbeq6)/R11，

在输入电压Vi缓缓地从0上升到VR1时，也被限制在用上述的数10所表示的电流值以下。

此时的流过起动电路31的电流I，由上述的电流i1、i2、i3、i4组成，为

【公式11】

i＝i1+i2+i3+i4

  ＝i1+(Vi-Vcc)/(R7+R8)+i4。

(时间t72～t73)

其次，在时间t72～t73中，在输入电压检测部23中，输入电压Vi从VR1进一步上升，而齐纳二极管ZD1变为导通状态，故此晶体管Q5也变为导通状态。

因此，晶体管Q5的集电极电压为0V，晶体管Q5的集电极电流i2为

【公式12】

i2＝(Vi-Vcc)/(R9)，

并随着输入电压Vi缓缓地从VR1上升而增大。

在起动电流控制部35中，由于连接该晶体管Q5的集电极的晶体管Q6的基极电压也变为0V，所以，晶体管Q6为断开状态，晶体管Q6的集电极电流i1不流通。同时，流过齐纳二极管ZD2的电流i4也不流通。

此时的总电流I，由上述的电流i1、i2、i3、i4组成，为

【公式13】

i＝i1+i2+i3+i4

 ＝(Vi-Vcc)/(R9)+(Vi-Vcc)/(R7+R8)。

(时间t73～t74)

在时间t73～t74中，由于与在上述的时间t71～t72中的动作相同，所以省略其说明。

第2实施例的、基于交流输入电压的瞬时值的起动电路的动作，如以上的说明。

其次，用图11、图12，对基于在开关电源装置施加了交流输入电压值的动，作进行具体的说明。

说明中所使用的开关电源装置的技术规格，与第1实施例一样假定按如下的技术规格。

【公式14】

被比较设定的输入电压VR1＝198V(AC140V)

如图11所示的虚线那样，交流输入电压VAC在140V以下时，由于将交流输入电压VAC进行整流过的输入电压Vi是在被比较设定的输入电压VR1(交流输入电压140V)以下，而输入电压检测部23的晶体管Q5没有导通，流过用起动电流控制部35的晶体管Q6和电阻R11、齐纳二极管ZD2决定的恒电流，所以起动电路电流I相对于AC输入电压VAC的上升几乎不变化。此外，如图12所示的虚线那样，交流输入电压VAC在VR1以下的范围内，起动电路31消耗的功率损失与交流输入电压VAC的上升成正比例增大。

由于当交流输入电压VAC超越140V时，将AC输入电压VAC进行整流的输入电压Vi超过被比较设定过的输入电压VR1，所以在输入电压Vi超越被比较设定过的输入电压VR1的期间，为了使输入电压检测部23的晶体管Q5导通、而使起动电流控制部25的晶体管Q6断开，起动电流遮断流过电阻R10的电流，晶体管Q6的集电极电流与AC输入电压VAC的上升成反比例减小。

但是，在晶体管Q6的发射极上电阻R9的电流流通，该电流、和流过输入电压检测部23的电阻R7、R8的电流，伴随交流输入电压的上升电流增大。

因此当交流输入电压VAC超越140V时，流过晶体管Q6的电流与输入电压的上升成反比例减小，流过电阻R9、R7、R8的电流伴随交流输入电压的上升而增大，所以如图11所示的虚线那样，当交流输入电压VAC超越140V时起动电路电流i伴随交流输入电压的上升而减小，但是通过晶体管Q6、齐纳二极管ZD2、电阻R11、R9、R7、R8和被比较设定的输入电压VR1有时也可以使之从中途增大。

如图12所示的虚线那样，交流输入电压VAC在140V以下时，起动电路31消耗的功率损失与交流输入电压的上升成正比例增加，当交流输入电压VAC超越140V时伴随交流输入电压的上升起动电路31的功率损失减小。

但是，由于流过晶体管Q6的电流与输入电压的上升成反比例减小，流过电阻R9、R7、R8的电流伴随交流输入电压的增大而增大，所以如图12所示的实线那样，当交流输入电压VAC超越140V时起动电路电流i伴随交流输入电压的上升而减小，但是通过晶体管Q6、齐纳二极管ZD2、电阻R11、R9、R7、R8和被比较设定的输入电压VR1有时也可以使之从中途增大。

如上述那样，第2实施例，由于对与第1实施例的起动电流控制部25将起动电流控制部35做成了恒低电流电路结构，所以，能够改善在第1实施例中交流输入电压VAC在140V以下时流过起动电路的起动电流i与交流输入电压成正比例增大、而在起动电路21中的功率损失伴随交流输入电压的上升而急剧增大的问题。

输入电压检测部23，检测输入电压Vi，而当输入电压Vi的波高值在用输入电压检测部设定的值VR1以上时，由于使起动电流控制部35的晶体管Q6断开，而使流过起动电路31的电流i减小，晶体管Q6的导通角与输入电压Vi成反比例变窄，而流过起动电路31的电流i的平均值为与输入电压Vi成反比例降低。

因此，起动电路31，通过输入电压检测部23检测将交流电压进行全波整流而得到的输入电压Vi，根据输入电压检测部23的输出信号，通过起动电流控制部35，控制起动电流，使当输入电压Vi升高时起动电流变小，所以即使在输入电压Vi升高的情况下，也能构抑制在起动电路31中的功率损失。

此外，起动电路31，通过输入电压检测部23检测将交流电压进行全波整流而得到的输入电压，根据输入电压检测部23的输出信号，通过起动电流控制部35，控制起动电流，使当输入电压Vi升高时起动电流变小，并至少在无负载时或轻负载时等待机时，进行通过起动电路31对控制电源电路的电容C1充电而该充电期间中成为休止状态、而基于控制电源电路的电容C1和控制电路13的消耗电流的放电期间中成为振荡状态的间歇振荡动作，所以在间歇振荡动作状态中，即使在输入电压Vi上升的情况下，也能够抑制在起动电路31中的功率损失。

进而，起动电流控制部35，根据输入电压检测部23的输出信号，控制起动电流，以使当输入电压Vi升高时间歇周期变长，所以即使在输入电压上升的情况下，也能够抑制在起动电路31中的功率损失。

起动电流控制部35，根据输入电压检测部23的输出信号在输入电压Vi比规定值低时，用规定的恒电流值限制起动电流，并进行控制以使当输入电压Vi升高时起动电流变小，控制起动电流使当输入电压Vi比规定值高时间歇周期变长，所以，能够在较广的输入范围里抑制在起动电路31中的功率损失。

在实施例中，用晶体管构成起动电路的输入电压检测部、起动电流控制部，但是也能够用比较器、FET或其它的元件来实施。

进而，通过将相当于晶体管Q5、Q6的有源元件换成MOSFET等，这样可以进一步降低起动电路电流，所以能够抑制在起动电路31中的功率损失。

根据本发明的第1特征，起动电路，通过输入电压检测部对将第1交流电压进行整流而得到的输入电压进行检测，根据输入电压检测部的输出信号，通过起动电流控制部，控制起动电流，以使在输入电压升高时起动电流减小，所以即使在输入电压上升的情况下，也能够抑制在起动电路中的功率损失。

根据本发明的第2特征，起动电路，通过输入电压检测部检测将第1交流电压整流而得到的输入电压，根据输入电压检测部的输出信号，通过起动电流控制部，控制起动电流，以使当输入电压升高时起动电流变小，至少在无负载时或轻负载时等的待机时，进行通过起动电路21对控制电源电路的电容器C1进行充电并该充电期间中成为休止状态、而基于控制电源电路的电容和控制电路的消耗电流的放电期间中成为振荡状态的间歇振荡动作，由此，在间歇振荡动作状态中，即使在输入电压上升的情况下，也能够抑制在起动电路中的功率损失。

根据本发明的第3特征，起动电流控制部，根据输入电压检测部的输出信号，控制起动电流，以使当输入电压升高时间歇周期变长，所以，即使在输入电压上升的情况下，也能够防止在起动电路中的功率损失和间歇振荡的起动周期的短期化、并能抑制控制电路和开关元件的功率损失。

根据本发明的第4特征，起动电流控制部，具有恒流电路，根据上述输入电压检测部的输出信号，进行控制，以使在输入电压比规定值低时，用规定的恒电流值限制起动电流，而当输入电压升高时起动电流变小，并控制起动电流，以使当输入电压比规定值高时间歇周期变长，由此，就能够在较广的输入范围内抑制在起动电路中的功率损失。

根据本发明的第5特征，输入电压检测部，具有基准值和比较器，将输入电压波形的波高值与基准值进行比较，检测到波高值超过基准值时输出检测信号，起动电流控制部，接受输入电压检测部的检测信号，根据交流电压的波高值，控制起动电流的导通角，由此，就能够在较广的输入范围内抑制在起动电路中的功率损失。

Claims (5)

1.一种开关电源装置，具备：

控制电路，其对第1交流电压进行整流平滑处理后输入到变压器的1次线圈，并对与该1次线圈串联连接的开关元件进行导通断开控制；

整流平滑电路，其对在上述变压器的2次线圈上感应的第2交流电压进行整流平滑处理并输出；

控制电源电路，其对在上述变压器的辅助线圈上感应的第3交流电压进行整流并向电容充电进行平滑处理后作为上述控制电路的电源来供给；和

起动电路，其向上述电容供给对上述第1交流电压进行整流后所得到的电流，

其特征在于，

上述起动电路，具有：

输入电流检测部，其检测对上述第1交流电压进行整流后得到的输入电压；和

起动电流控制部，其根据该输入电压检测部的输出信号，控制起动电流，以使当上述输入电压升高时起动电流变小。

2.一种开关电源装置，具备：

控制电路，其对第1交流电压进行整流平滑处理后输入到变压器的1次线圈，并对与该1次线圈串联连接的开关元件进行导通断开控制；

整流平滑电路，其对在上述变压器的2次线圈上感应的第2交流电压进行整流平滑处理并输出；

控制电源电路，其对在上述变压器的辅助线圈上感应的第3交流电压进行整流并向电容充电进行平滑处理后作为上述控制电路的电源来供给；和

起动电路，其向上述电容供给对上述第1交流电压进行整流后所得到的电流，

其特征在于，上述起动电路，具有：

电压检测部，其检测对上述第1交流电压进行整流后得到的输入电压；和

起动电流控制部，其根据该输入电压检测部的输出信号，控制起动电流，以使在上述输入电压升高时，起动电流变小；

在无法得到来自上述控制电源电路的电源的上述控制电路的休止状态时，进行通过上述起动电路对控制电源电路的上述电容充电而电容的端子电压呈上升状态的、而在上述控制电路的动作状态时，由于上述控制电源电路的上述电容和上述控制电路的消耗电流而上述电容的端子电压呈下降状态的间歇振荡动作。

3.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，

上述起动电流控制部，根据上述输入电压检测部的输出信号，控制起动电流，以使在输入电压变高时，上述间歇周期变长。

4.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，

上述起动电流控制部，具有恒流电路，根据上述输入电压检测部的输出信号，进行控制，以使在输入电压比规定值低时，用规定的恒电流值限制起动电流，在输入电压变高时，起动电流变小，并控制起动电流，以使当输入电压比规定值高时，间歇周期变长。

5.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，

上述输入电压检测部，具有基准值和比较器，将输入电压波形的波高值与基准值进行比较，检测到波高值超过基准值时输出检测信号；

上述起动电流控制部，接受输入电压检测部的检测信号，根据交流电压的波高值控制起动电流的导通角。

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