CN102594175A

CN102594175A - 一种交流变直流电路

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Publication number: CN102594175A
Application number: CN2012100565559A
Authority: CN
Inventors: 王保均; 尹向阳
Original assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Current assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority date: 2012-03-06
Filing date: 2012-03-06
Publication date: 2012-07-18
Anticipated expiration: 2032-03-06
Also published as: US9438133B2; WO2013131315A1; CN102594175B; JP2015503899A; JP5810229B2; US20140376290A1; DE112012005986T5

Abstract

本发明公开了一种交流变直流电路，包括整流电路、电压检测电路、恒流源、输出电路；整流电路把交流电整流为脉动直流电；恒流源向电压检测电路的电压检测输出端和输出电路的控制端口提供电流，恒流源中流过的电流为恒流源向电压检测电路提供的电流和恒流源向输出电路提供的电流之和；电压检测电路随着整流电路输出电压瞬时值上升，电压检测电路的电压检测输出端吸收电流越大，恒流源的电流被吸收得越多，恒流源给输出电路的控制端口的电流越小；输出电路放大其控制端口的电流后输出，输出电流向交流变直流电路的后续负载供电；本发明能够对于交流输入电压从交流电正弦峰值以下部分整流，且分别工作在正弦波上升及下降区域，并可以带容性负载。

Description

一种交流变直流电路

技术领域

本发明涉及交流变直流电路，特别涉及应用于小功率AC/DC电源中的交流变直流电路。

背景技术

交流变直流电路很多，用整流电路即可实现。工业与民用供电一般采用交流供电，以民用为例，我国为220VAC/50Hz，美洲采用120VA或110VAC，60Hz的交流电，而英国采用240VAC/50Hz，其它国家和地区也是各不相同，总体说来，频率为两种：50Hz或60Hz，工作电压为110V左右以及220V左右，其特点是，电压(或电流)的幅度的方向随时间作周期性变化，如图1所示。

图1示出的随时间按正弦规律变化的交流电，称为交变正弦电压，变化一次所需要的时间称为交变电压的周期，用T表示，业界所说的220V，是指有效值，其峰值为

倍有效值，即为：

直流电压(或电流)的大小和方向不随时间变化。如用曲线表示电压，则是和水平时间轴平行的一条直线，但我们一般把方向不变，但电压(或电流)的大小随时间有所变化的也称为直流电压(或电流)。

工业与民用都需要把交流变成直流，首先要使电流单方向流动、即单向导电，然后再将幅度稳定下来，即滤波。把交流电源变换成单方向电源的过程称为整流。

现有技术中，整流电路一般分为半波整流、全波整流、桥式整流、倍压整流电路，整流电路分为单相与多相(如三相)，一般指单相整流电路，事实上，单相整流电路用公知技术简单组合，即可应于多相整流电流上。

图2-1示出的就是半波整流电路，若电容CL不接入，其输出波形为图2-2所示，为脉动直流电；电容CL接入后，其输出波形为图2-3中实线所示，为较为平滑的脉动直流电，电路稳态以后，图2-1中整流二极管D1只在图2-3中t1至t2时间内导通，对电容CL充电，其它时间由电容CL对负载RL放电，若想直流电压平滑，电容CL就要很大，而电容CL加大，会导致t1至t2的导通时间很短，充电电流极大，电路也只在这个时间消耗交流输入电压的电流，引发电网电压波形畸变。这部分的原理也可参考人民邮电出版社出版的《稳定电源》1984年第一版，统一书号为：15045·总2790―无6260，该书的第33页图2∙4.1也充分展示了这一原理。

图3-1示出的就是全波整流电路，一般无法直接用于市电整流，一般要经过变压器得到两组电压相同、相位相反的电压(中心抽头式)，才可以使用，若电容CL不接入，其输出波形为图3-2所示，为脉动直流电；电容CL接入后，其输出波形为图3-3中实线所示，为较为平滑的脉动直流电。电路稳态以后，图3-1中整流二极管D1a只在图3-3中t1至t2时间内导通；而整流二极管D1b只在图3-3中t3至t4时间内导通，二极管导通时对电容CL充电，其它时间由电容CL对负载RL放电，若想直流电压平滑，电容CL就要很大，而电容CL加大，会导致t1至t2以及t3至t4的导通时间很短，充电电流极大，电路也只在这个时间消耗交流输入电压的电流，经变压器B１引发电网电压波形畸变。《稳定电源》的第35页图2∙4.3也充分展示了这一原理。畸变后的波形不再是正弦波，可以傅立叶变换为基波的很多高次谐波，高次谐波就是电源中的干扰来源。

图4-1、图4-2、图4-3示出的就是桥式整流电路，这三种画法都常用，它们的连接关系是一致的，图4-2为简易画法。若电容CL不接入，其输出波形和图3-2所示相同，为脉动直流电；电容CL接入后，其输出波形为图3-3中实线所示，为较为平滑的脉动直流电。电路稳态以后，图4-1至图4-2中整流二极管D1a和整流二极管D1c只在图3-3中t1至t2时间内导通；而整流二极管D1b和整流二极管D1d只在图3-3中t3至t4时间内导通，二极管导通时对电容CL充电，其它时间由电容CL对负载RL放电，若想直流电压平滑，电容CL就要很大，而电容CL加大，会导致t1至t2以及t3至t4的导通时间很短，充电电流极大，电路也只在这个时间消耗输入电压的电流，引发电网电压波形畸变。《稳定电源》的第35页图2∙4.3也充分展示了这一原理，第34页第三段已说明：“对于电容滤波全波整流情况，根据图2∙4.3，读者可自行分析。这分析也适用于桥式整流。”

上述的半波整流、全波整流、桥式整流中，电容的耐压都要大于输入电压的

倍，即输入电压的1.414倍，对于220V交流输入，考虑市电电压不稳定，电压经常上升至264V左右，要求滤波电容的耐压都要大于其峰值373V，考虑留有余量，一般要取到400V的耐压或450V的耐压。

综上所述，现有技术的整流电路，想获得平滑的直流电压，都要使用滤波电容，电路只在交流电接近峰值时从市电中吸收电流，大量的民用电器、工业设备都如此，电网中正弦波电压严重畸变，图5-1示出的电压波形，就是广州黄埔开发区东区工业园在2012年2月24日早上8：17分采集的工业用电波形；图5-2示出的电压波形，就是同地点在2012年2月24日早上8：39分采集的工业用电波形，此时大部份工厂已上班；为了方便看到波形，使用了整流电路无滤波电容采集，从图5-2可以看到，随着各工厂上班开始用电，用电量增加，波形明显进一步畸变，图5-2中的顶部明显变得更平坦，这和上述的理论分析是一致的。

尽管目前已有采用功率因数校正电路解决这一问题，功率因数校正电路简称为PFC电路，是Power Factor Correction的缩写，采用整流电路后，用很小的“滤波电容”吸收来自市电中的干扰尖峰，如0.1uF至0.47uF，整流以后的波形和图3-2一致，再利用BOOST拓扑的开关电源把电压升到400V左右直流，再给其它电路供电，以实现高功率因数，实现不引发电网电压波形畸变。

使用可控硅技术可以实现不在交流电接近峰顶时从市电中吸收电流，在整流电路后边使用可控硅，得到的波形如图6-1所示，100阴影为可控硅斩波后输出的的示意图，其缺点是不能带大容性负载，且只能工作在半波的下降部分。不能带大容性负载的原理，可以参见《稳定电源》的第38页的“三、倒L型滤波”至40页“四、π型滤波”之间的文字。

在整流电路和交流电之间使用可控硅，得到的波形如图6-2所示，目前常见的触发技术会产生正半周的触发点和负半周的触发点不对称，表现为图6-2中，100阴影面积和101阴影面积不等，其缺点是不能带大容性负载，适合带阻性负载或感性负载，且只能工作在半波的下降部分。

在小功率应用场合，PFC电路的成本较高，仍不能普及。小功率场合，交流变直流电路中，常用的整流电路在交流电接近峰值时从市电中吸收电流，引发电网电压波形畸变仍然存在。

发明内容

有鉴如此，本发明要解决的技术问题是，提供一种交流变直流电路，对于交流输入的电压，交流变直流电路不再从交流电接近正弦峰值时从交流电中吸收电流，而是从交流电正弦峰值以下部分整流，且分别工作在正弦波上升及下降区域，并可以带容性负载。

为解决上述技术问题，本发明一种交流变直流电路，包括整流电路、电压检测电路、恒流源、输出电路；

所述的恒流源向所述的电压检测电路和所述的输出电路的控制端口提供电流(流入或流出)，所述的恒流源中流过的电流为所述的恒流源向所述的电压检测电路提供的电流和所述的恒流源向所述的输出电路提供的电流之和；

所述的电压检测电路随着整流电路输出电压瞬时值上升，所述的电压检测电路的电压检测输出端吸收电流越大，所述的恒流源向所述的电压检测电路提供的电流被所述的电压检测电路吸收得越多，所述的恒流源向所述的输出电路的控制端口提供的电流相应减小；

所述的输出电路把所述的恒流源向所述的输出电路控制端口提供的电流放大后输出。

更优地，所述的输出电路的输出端还连接有一电压检测电路，从而实现较为精密的输出稳压。

本发明还提供上述交流变直流电路在AC/DC小功率电源中的应用。

本发明的工作原理是，整流电路把市电整流为脉动直流电，脉动直流电的波形见图2-2或图3-2，电压检测电路随着整流电路输出电压瞬时值上升，电压检测电路的电压检测输出端吸收电流越大，恒流源的电流被吸收得越多，恒流源给输出电路的控制端口的电流越小，输出电路的输出电流就是放大其控制端口的电流。即实现了：

在整流电路输出电压瞬时值比预设电压值小，电压检测输出端的吸收电流比恒流源的电流小，输出电路的控制端口有电流流过，输出电路输出整流后电压瞬时值；

在整流电路输出电压瞬时值和预设电压值相同，电压检测输出端的吸收电流和恒流源的电流相同，输出电路的控制端口没有电流流过，输出电路无输出；

在整流电路输出电压瞬时值比预设电压值大，电压检测输出端的吸收电流比恒流源的电流大，因恒流源的电流不再增大，电压检测输出端吸收电流只能和恒流源的电流相等，输出电路的控制端口没有电流流过，输出电路无输出；

预设电压值预先设置得比交流电的峰值小，那么本发明就实现了不再从交流电接近正弦峰值时从交流电中吸收电流，而是从交流电正弦峰值以下部分整流，且可以分别工作在正弦波上升及下降区域。

当工作于半波的电压上升沿时，整流电路输出电压瞬时值由小接近预设电压值时，输出电路的控制端口的电流存在一个由大到小的变化过程，经输出电路内部放大后输出，也存在一个由大到小的过程，这样，由于不存在突变信号，对市电就不造成干扰。

当工作于半波的电压下降沿时，整流电路输出电压瞬时值由大接近预设电压值时，输出电路的控制端口的电流存在一个由零到小，再逐步增大的变化过程，经输出电路内部放大后输出，也存在一个由零到小，再逐步增大过程，这样，由于不存在突变信号，对市电就不造成干扰。

把输出电路的最大输出电流限制在预设电流值，那么，本发明在首次开机时，产生的冲击电流就在预设电流值及以下，从而有效地控制了首次开机的冲击电流。

也正因为存在一个渐变的过程，所以可以带容性负载。

有益效果

由于本发明电路只在交流电的峰值以下时向负载(包括后续电路)供电，由于整流电路、电压检测电路、恒流源、输出电路可以由电阻和晶体管组成，可以不存在任何电容、电感，可以实现高度集成化，用较低成本实现交流变直流电路，且电路中可以摒弃高压电容如高压电解电容，且在首次开机上电、开机时没有冲击电流，多个本发明电路单元大量并联后，由一个开关控制，也不产生冲击电流(浪涌电流)，由于不存在体积大的高压无极性电容或高压电解电容，使用本发明的各种电路容易实现小型化。

附图说明

图1为随时间按正弦规律变化的交流电波形图；

图2-1 为半波整流电路的电路图；

图2-2 为半波整流电路不接滤波电容时的输出电压波形图；

图2-3 为半波整流电路接上滤波电容时的输出电压波形图；

图3-1 为全波整流电路的电路图；

图3-2 为全波(或桥式)整流电路不接滤波电容时的输出电压波形图；

图3-3 为全波(或桥式)整流电路接上滤波电容时的输出电压波形图；

图4-1 为桥式整流电路的电路图；

图4-2 为桥式整流电路简易画法的电路图；

图4-3 为桥式整流电路的另一种画法；

图5-1 为某工业区电网在上班前的电压波形图；

图5-2 为某工业区电网在上班后的电压波形图；

图6-1为整流后使用可控硅技术的波形图；

图6-2为整流之前使用双向可控硅技术的波形图；

图7-1 为本发明第一实施例的电路框图；

图7-2为第一实施例的具体电路理图；

图7-3 为第一实施例在输入电压110V/50Hz下的实测波形图；

图7-4 为第一实施例在输入电压71V/50Hz下的实测波形图；

图7-5 为第一实施例在输入电压110V/50Hz下、有滤波电容的实测波形图；

图8 为另一种电压检测电路；

图9 为本发明第二实施例的电路图；

图10 为另一种恒流源；

图11为本发明第三实施例的电路图；

图12 为另一种输出电路；

图13为本发明第四实施例的电路图；

图14-1 为本发明第五实施例的电路框图；

图14-2为第五实施例的具体电路理图；

图14-3 为第五实施例在输入电压110V/50Hz下的实测波形图；

图14-4 为第五实施例在输入110V/50Hz下、有滤波电容的实测波形图；

图15为本发明第六实施例的电路图；

图16为本发明第七实施例的电路图；

图17 为本发明第八实施例的电路图；

图18为本发明提供的AC/DC小功率非隔离、隔离电源电路拓扑。

具体实施方式

第一实施例

图7-1为第一实施例的电路框图，图7-2为第一实施例的电路理图。图7-1框图清晰地展现了上述技术方案一的连接关系，包括整流电路102、电压检测电路103、恒流源104、输出电路105；整流电路的交流输入端106接交流输入，整流电路的交流输入端106有两个，理论上可以互换，这里也同样不作区分；整流电路输出端107和108并联电压检测电路，电压检测电路103至少有三个端口，电压检测输入正109、电压检测输入负110、电压检测输出端111；恒流源104至少有二个端口，流入端112和流出端113；输出电路105至少三个端口，输入端口114和输出端口115，以及控制端口116；电压检测输入正109连接整流电路102输出正107，电压检测输入负110连接整流电路102的输出负108，电压检测输出端111连接至输出电路105的控制端口116，同时连接到恒流源104的流出端113，恒流源104的流入端112连接至整流电路102输出正107，整流电路102输出负108还连接到输出电路105的输入端口114，输出电路105的输出端口115即是本发明的交流变直流电路的输出负，整流电路输出正107即为本发明的交流变直流电路的输出正。

本发明的工作原理是，整流电路102把市电整流为脉动直流电，脉动直流电的波形见图2-2或图3-2，电压检测电路103随着整流电路102输出电压瞬时值电压上升，电压检测电路103的电压检测输出端111的吸收电流I2越大，恒流源104的电流I1被吸收得越多，恒流源104给输出电路105的控制端口116的电流I3越小，输出电路105的输出电流就是放大其控制端口116的电流I3。即实现了：

在整流电路102输出电压瞬时值比预设电压值小，电压检测输出端111的吸收电流I2比恒流源104的电流I1小，输出电路105的控制端口116有电流流过，输出电路输出整流后电压瞬时值；

在整流电路102输出电压瞬时值和预设电压值相同，电压检测输出端111的吸收电流I2和恒流源104的电流I1相同，输出电路的控制端口116没有电流流过，输出电路无输出；

在整流电路102输出电压瞬时值比预设电压值大，电压检测输出端111的吸收电流I2比恒流源的电流I1大，因恒流流104的电流I1不再增大，电压检测输出端111吸收电流I2只能和恒流源104的电流I1相等，输出电路105的控制端口116没有电流流过，输出电路105无输出。

电容CL和负载电阻RL是为了说明实施效果而画上的。

图7-2为第一实施例的具体电路图，下边以一组实验数据并结合工作原理说明第一实施例图7-1的效果，电路的参数如下：

整流电路102为一只二极管D20组成，为1N4007，这是一个半波整流电路；

电压检测电路103由电阻R21、电阻R22、电阻R23，以及NPN型三极管TR21、NPN型三极管TR22组成，电压检测电路103在本实施例中用镜像恒流源实现，电阻R21和电阻R23一端相连接，连接点形成电压检测输入负110，电阻R21的另一端和三极管TR21的发射极相连，三极管TR21的基极、集电极相连接，且与三极管TR22的基极相连，该连接点连接电阻R22的一端，电阻R22的另一端形成电压检测输入正109；电阻R23的另一端和三极管TR22的发射极相连接，三极管TR22的集电极为电压检测输出端111；

电阻R21为51KΩ，电阻R22为10MΩ，电阻R23为1KΩ，三极管TR21、三极管TR22为2N5551型号的NPN三极管；

恒流源104由电阻R24和电阻R25以及PNP型三极管TR23和PNP型三极管TR24组成，这个电路的连接关系为公知技术，可参见由童诗白主编的《模拟电子技术基础》第二版，该书的ISBN号为7-04-000868-8/TN·53，在《模拟电子技术基础》中266页图P3-21、270页图P3-32，所以在这里不再详述，其恒流电流约为：

……………………………………………………………公式(1)

式中 Io为图7-2中三极管TR24的集电极的恒流电流，即图7-1中的I1，UBE为三极管TR23的基极、发射极压降，硅管一般取0.6V左右，也可以根据实测值代入，R₂₅为电阻R25的阻值。

当某种原因使得三极管TR24的集电极电流变大时，三极管TR24的发射极电流会同步变大，该电流在电阻R25上的压降变大，使得三极管TR23的基极电流变大，三极管TR23放大了该基极电流，其集电极电流变大，使得三极管TR24的基极电压上升，从而三极管TR24的集电极电流回复到公式(1)的数值。

当某种原因使得三极管TR24的集电极电流变小时，三极管TR24的发射极电流会同步变小，该电流在电阻R25上的压降变小，使得三极管TR23的基极电流变小，三极管TR23趋于截止，三极管TR23集电极电流变小，使得三极管TR24的基极电压下降，从而三极管TR24的集电极电流回复到公式(1)的数值。

电阻R24为3.3MΩ，电阻R25为5.1KΩ，三极管TR23为2N5401，三极管TR24为A92型号的PNP三极管；其特性实测如表一所示。

表一

表中工作电压指电阻R24的下端，即连接108的那端到112端的电压，从上表看出，基本实现恒流特性。

输出电路105由稳压二极管D21、NPN型三极管TR25组成，稳压二极管D21的阴极为输出电路的控制端口116，稳压二极管D21的阳极连接三极管TR25的基极，三极管TR25的发射级就是输出电路的输入端口114，三极管TR25的集电极级就是输出电路的输出端口115；

稳压二极管D21为3.3V稳压管、NPN型三极管TR25为A42型号的NPN三极管两只复合而成。

电路的工作原理和发明内容中技术方案中的工作原理相同，这里不再赘述。

为了测量方便，电容CL为47uF/100V电解电容，负载电阻RL为1-10KΩ的可调电阻。

电路总装完成后，先不接电容CL，如图7-2所示，先用示波器的2通道观察108到107的波形，记录下来，再用示波器的1通道观察本发明的交流变直流电路输出端的波形，即115端至107端的波形，示波器的型号为泰克(Tektronix)公司的TDS3012C。若同时测量，由于1通道和2通道不共地，其中一个通道要加入泰克公司原配的隔离探头。通道的标号在图中左侧，1通道的数字“1”在白色小框内，2通道的数字“2”在黑色小框内。

图7-3为实测波形，就是加入隔离探头实测的波形，输入的交流为110V/50Hz，从2通道波形可以看出，交流电半波本身失真较大，限于条件所限，没有找到较为完美的正弦波用于测量。从通道1的波形可以看出，每个半波，本发明的电路导通两次，输入半波的峰值为152V，但本发明电路输出电压峰值为37.2V。

把输入交流降为71V/50Hz左右，实测波形为图7-4所示，输入半波的峰值为也下降到100V，但本发明电路输出电压峰值仍为37.2V。

即本发明的输出电压与输入电压没有关联，完成由电路自身参数决定。实现了在负载不变情况下，稳压输出。

接入电容CL，即加入滤波电容，负载电阻RL为1KΩ，实测输出波形如图7-5所示，图7-5中上边的曲线为负载电阻两端的波形，得到较为平滑的直流电，可以看出，每个半波充电两次，注：现有技术，是每个半波充电一次。

事实上，对于本技术领域的人，把各器件的参数调整一下，就可以得到不同的输出电压和最大整流电流。

可见，本发明无论从原理上，还是从实验上，都验证了可以实现发明目的。

第二实施例

把图7-2中的电压检测电路103更换为图8所示电路，更换时严格按第一实施例中的连接关系，就可以得到第二实施例。

图8的电压检测电路由电阻R201、电阻R202、电阻R203以及三极管TR201组成，电压检测输入正109为电阻R202的一端，电阻R202另一端与电阻R201连接，连接点同时连接至三极管TR201的基极，电阻R201另一端与电阻R203一端连接，连接点形成电压检测输入负110，电阻R203另一端与三极管TR201的发射极连接，三极管TR201的集电极为电压检测输出端111，事实上，这个电路为标准的公知的共发射极放大电路，109到110所加的电压为输入电压，设为Vin，那么电压检测输出端111的吸收电流I2为：

…………………………………公式(2)

其中，Ube一般为0.5V至0.8V，为三极管TR201的基极至发射极导通压降，常见计算取0.6V至0.7V之间，从公式(2)可以看出，三极管TR201的集电极电流是正比于输入电压Vin的，即电压检测电路的吸收电流是随着工作电压升高而增加的，即图8的电压检测输出端111吸收电流是随着工作电压升高而增大的，其最大电流被图7-1中的恒流源104所限制，当恒流源104的电流完全被图8电压检测输出端111吸收电流所消耗，那么图7-1中，输出电路105将完全没有输出。即，本发明的整流点可以通过预先设置实现。

第二实施例的原理图见图9，除电压检测电路103和第一实施例不同，其它部份的参数相同，图9中电压检测电路103的器件参数为：电阻R201为270KΩ、电阻R202为9.1MΩ、电阻R203为5.1KΩ，三极管TR201型号为S9014。

实测在输入交流在110V/50Hz及以下，都可以实现发明目的，其输出特性和图7-3、图7-4、图7-5几乎完全一致，以上三图中Ch1的测量值分别为37.9V、37.9V、和26.5V。

第三实施例

把图7-2中的恒流源104更换为图10所示电路另一种恒流源电路，更换时严格按第一实施例中的连接关系，就可以得到第三实施例，图11示出的为第三实施例原理图。图10的恒流源104由电阻R204、电阻R205、二极管D201、二极管D202、以及三极管TR204组成，二极管D201的阳极和电阻R205连接，连接点形成恒流源104的流入端112，二极管D201的阴极和二极管D202的阳极连接，二极管D201的阴极和电阻R204连接，连接点同时连接至三极管TR204的基极，三极管TR204的发射极和电阻R205的另一端连接，三极管TR204的集电极为恒流源104的流出端113；电阻R204的另一端接整流电路102的输出负108。

事实上，这个电路为公知的恒流源电路，其恒流电流I1为：

…………………………………公式(3)

其中，Ube一般为0.5V至0.8V，为三极管TR204基极至发射极导通压降，常见计算取0.6V至0.7V之间，U_D201和U_D202分别为二极管D201和二极管D202在电路中的正向导通压降，R205为电阻R205的阻值。因为U_D201和U_D202和Ube大约相等，简易算法就是用二极管在电路中的正向导通压降除以电阻R205的阻值。

第三实施例的原理图见图11，除恒流源104和第一实施例不同，其它部份的参数相同，图11中电压恒流源104的器件参数为：电阻R205为5.1KΩ、电阻R204为3.9MΩ、三极管TR24为A92型号的PNP三极管。同样实现了100uA左右的恒流源。

实测在输入交流在110V/50Hz及以下，都可以实现发明目的，其输出特性和图7-3、图7-4、图7-5几乎完全一致，以上三图中Ch1的测量值分别为37.6V、37.6V、和26.4V。

第四实施例

输出电路105至少三个端口，输入端口114和输出端口115，以及控制端口116；

把图7-2中的输出电路105更换为图12所示电路另一种输出电路，更换时严格按第一实施例中的连接关系，就可以得到第四实施例，图13示出的为第四实施例原理图。图12的输出电路105由稳压二极管D21、以及NPN型三极管TR25、PNP型三极管TR26组成，稳压二极管D21的阴极为输出电路的控制端口116，稳压二极管D21的阳极连接三极管TR25的基极，三极管TR25的发射级就是输出电路的输入端口114，三极管TR25的集电极级连接三极管TR26的基极，三极管TR26的发射极为输出电路的输入端口117，前文提到：输出电路105至少三个端口，输入端口117为新增加的第4端口。三极管TR26的集电极就是输出电路的输出端口115。

当三极管TR25的集电极出现电流时，注入三极管TR26的基极，经三极管TR26放大后经三极管TR26的集电极输出，所不同的是，输出电路105的输出端口115演变为本实施例的交流变直流电路的输出正，整流电路输出负108即为本发明的交流变直流电路的输出负。

第四实施例的原理图见图13，除输出电路105和第一实施例不同，工作原理除输出电路105这部分不同，其它相同，这里不再赘述。

同样，对于本技术领域的人，把各器件的参数调整一下，就可以得到不同的输出电压和最大整流电流。

把第一至第四实施例的整流电路换成桥式整流，一样实现发明目的。

第五实施例

图14-1为第五实施例的电路框图，图14-2为第五实施例的电路图。图14-1框图清晰地展现了上述技术方案二的连接关系，包括整流电路102、电压检测电路103、恒流源104、输出电路105；整流电路的交流输入端106接交流输入，整流电路的交流输入端106有两个，理论上可以互换，这里也同样不作区分；整流电路102的输出端107和108并联电压检测电路，电压检测电路103至少有三个端口，电压检测输入正109、电压检测输入负110、电压检测输出端111；恒流源104至少有二个端口，流入端112和流出端113；输出电路105至少三个端口，输入端口114和输出端口115，以及控制端口116；电压检测输入正109连接整流电路102输出正107，电压检测输入负110连接整流电路102的输出负108，电压检测输出端111连接至输出电路105的控制端口116，同时连接到恒流源104的流入端112，恒流源104的流出端113连接至整流电路102输出负108，整流电路102输出正107还连接到输出电路105的输入端口114，输出电路105的输出端口115即是本发明的交流变直流电路的输出正，整流电路102输出负108即为本发明的交流变直流电路的输出负。

电容CL和负载电阻RL是为了说明实施效果而画上的。

图14-2为第五实施例的具体电路理图，下边以一组实验数据并结合工作原理说明第五实施例图14-1的效果，电路的参数如下：

整流电路102为四只二极管组成的桥式整流电路，分别为二极管D22、二极管D23、二极管D24、二极管D25，二极管D22的阴极和二极管D23的阴极连接，形成整流电路102输出正107，二极管D24的阳极和二极管D25的阳极连接，形成整流电路102输出负108，二极管D22的阳极和二极管D25的阴极连接，形成交流输入端106，二极管D23的阳极和二极管D24的阴极连接，形成另一个交流输入端106。

电压检测电路103由电阻R21、电阻R22、电阻R23，以及PNP型三极管TR21、PNP型三极管TR22组成，电压检测电路103在本实施例中用镜像恒流源实现，电阻R21和电阻R23一端相连接，连接点形成电压检测输入正109，电阻R21的另一端和三极管TR21的发射极相连，三极管TR21的基极、集电极相连接，且与三极管TR22的基极相连，该连接点连接电阻R22的一端，电阻R22的另一端形成电压检测输入负110；电阻R23的另一端和三极管TR22的发射极相连接，三极管TR22的集电极为电压检测输出端111；

恒流源104由电阻R24和电阻R25以及NPN型三极管TR23和NPN型三极管TR24组成，这个电路的连接关系为公知技术，电阻R24不与三极管TR24基极相连的那一端连接至整流电路102输出正107，三极管TR24的集电极为恒流源104的流入端112，三极管TR23的发射极和电阻R25的连接点为恒流源104的流出端113，其工作原理同第一实施例中的恒流源，仅仅是三极管的极性不同，这里不再赘述。

输出电路105由稳压二极管D21、PNP型三极管TR25a、PNP型三极管TR25b组成，稳压二极管D21的阳极为输出电路的控制端口116，稳压二极管D21的阴极连接三极管TR25a的基极，三极管TR25a的发射极连接三极管TR25b的基极，三极管TR25b的发射级就是输出电路的输入端口114，三极管TR25a的集电极和三极管TR25b的集电极连接在一起，形成输出电路的输出端口115。

本发明的工作原理是，整流电路102把市电整流为脉动直流电，脉动直流电的波形见图2-2或图3-2，电压检测电路103随着整流电路102输出电压瞬时值电压上升，电压检测电路103的电压检测输出端111吸收电流I2越大，恒流源104的电流I1被吸收得越多，恒流源104给输出电路105的控制端口116的电流I3越小，输出电路105的输出电流就是放大其控制端口116的电流I3。即实现了：

即可实现发明目的，下面以一组实测数据来说明效果，为了测量方便，电容CL为47uF/100V电解电容，负载电阻RL为1-10KΩ的可调电阻。图14-2中，二极管D22、二极管D23、二极管D24、二极管D25均为1N4007，稳压二极管D21为5.1V稳压管；电阻R21为51KΩ，电阻R22为20MΩ，电阻R23为1KΩ，电阻R24为3.3MΩ，电阻R25为5.6KΩ，三极管TR21、三极管TR22为2N5401型号的PNP三极管；三极管TR23、三极管TR24为2N5551型号的NPN三极管；三极管TR25a和TR25b型号均为A92。

电路总装完成后，先不接电容CL，如图14-2所示，用示波器的2通道观察108到107的波形，同时用示波器的1通道观察本发明的交流变直流电路输出端的波形，即115端至108端的波形，示波器的输入地接108上，示波器的型号为泰克(Tektronix)公司的TDS3012C。通道的标号在图中左侧，1通道的数字“1”在白色小框内，2通道的数字“2”在黑色小框内。

图14-3为实测波形，输入的交流为110V/50Hz，从2通道波形可以看出，交流电半波本身失真较大，限于条件所限，没有找到较为完美的正弦波用于测量。从通道1的波形可以看出，每个半波，本发明的电路导通两次，输入半波的峰值为157V，但本发明电路输出电压峰值为83.0V。

把输入交流降为71V/50Hz左右，输入半波的峰值为也下降到100V，但本发明电路输出电压峰值仍为83.0V，符合工作原理。即本发明的输出电压与输入电压没有关联，完成由电路自身参数决定。实现了在负载不变情况下，稳压输出。

接入接电容CL，即加入滤波电容，负载电阻RL为1KΩ，实测输出波形如图14-4所示，图14-4中上边的曲线为负载电阻两端的波形，得到较为平滑的直流电，电压值约为66.2V，可以看出，每个半波充电两次，注：现有技术，是每个半波充电一次。

事实上，对于本技术领域的人，把各器件的参数调整一下，就可以得到不同的输出电压和最大整流电流。采用第二实施例、第三实施例、第四实施例的方法，用其它的整流电路102、电压检测电路103、恒流源104、输出电路105分别或任意组合替换，一样可以实现发明目的。

第六实施例

图15示出的，就是用图15中电压检测电路103更换图14-2中的103，图15中电压检测电路103由电阻R21、电阻R22、电阻R23、二极管D26，以及PNP型三极管TR22组成，电阻R21和电阻R23一端相连接，连接点形成电压检测输入正109，电阻R21的另一端和二极管D26的阳极相连，二极管D26的阴极与三极管TR22的基极相连，该连接点连接电阻R22的一端，电阻R22的另一端形成电压检测输入负110；电阻R23的另一端和三极管TR22的发射极相连接，三极管TR22的集电极为电压检测输出端111；

第六实施例工作原理同上述的第五实施例，一样可以实现发明目的。

第七实施例

图16示出的，就是用图16中恒流源104更换图14-2中的104，图16中恒流源104由电阻R24和电阻R25以及NPN型三极管TR24和稳压二极管D27组成，这个电路的连接关系为公知技术，稳压二极管D27的阳极与电阻R24相连，且与三极管TR24基极相连，电阻R24不与三极管TR24基极相连的那一端连接至整流电路102输出正107，三极管TR24的集电极为恒流源104的流入端112，稳压二极管D27的阴极和电阻R25的连接点为恒流源104的流出端113，同样实现恒流源。

第七实施例工作原理同上述的第五实施例，一样可以实现发明目的。

第八实施例

图17示出了第八实施例，在第七实施例基础上，如图17所示，增加了一个电压检测电路118，电压检测电路118至少有三个端口，电压检测输入正119、电压检测输入负120、电压检测输出端121；其实电压检测电路118和电压检测电路103功能相同，电压检测电路118的119、120、121分别对应电压检测电路103的109、110、111三个端口。

电压检测电路118由电阻R26、电阻R27、稳压二极管D28，以及NPN型三极管TR27组成，稳压二极管D28的阴极是电压检测输入正119，稳压二极管D28的阳极连接电阻R26一端，电阻R26另一端连接电阻R27一端，同时与三极管TR27的基极相连，电阻R27另一端与三极管TR27的发射极相连接，并形成电压检测输入负120，三极管TR27的集电极为电压检测输出端121。

电压检测电路118的电压检测输入正119连接在输出电路105的输出端口115上，电压检测电路118的电压检测输入负120连接在本发明的交流变直流电路的输出负，即108上，电压检测电路118的电压检查输出端121连接在恒流电路中，确保当输出端口115输出过压时，三极管TR27导通，关掉恒流源，这样，输出电路的控制端口116由于没有电流而不工作，关掉输出，这样，确保输出端的输出电压约为：

Figure 2012100565559100002DEST_PATH_IMAGE008

…………………………………公式(4)

电阻R27的端电压被三极管TR27的导通压降限制，那么利用这一点，就可以得到公式(4)，其中U_D28为稳压二极管D28的稳压值。

即第八实施例不仅可以实现发明目的，而且可以实现较为精密的输出稳压，作为第八实施例的进一步改进，119端接在滤波网络的输出端，这样可以实现更小的纹波电压输出。

电压检测电路118放在上述实施例电压检测电路103中，而注意二极管、三极管极性，一样可以实现相应的实施例的发明目的。

若把上述实施例电路中的“负载电阻RL”，替换为非隔离、隔离功能的DC/DC电路，如自激推挽变换器、RCC(Ringing Choke Converter)变换器、反激变换器电路(Flyback Converter)，就可以实现AC/DC小功率隔离电源，包括稳压输出和非稳压输出。图18就给出了这种应用电路拓扑，其中122即为DC/DC变换器(开关电源)，同样，由于没有使用高压无极性电容或高压电解电容，本发明的AC/DC小功率隔离电源同样可以实现小型化，且在开机时不存在冲击电流。

若图18中的122为一个PFC电路，本电路同样可以工作。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，如采用公知的三极管复合管代替相应的三极管；用PNP型三极管代替NPN型三极管，而把电源输入电压极性反过来，使用压电陶瓷技术作为隔离的DC/DC变换器，使用场效应管代替上述的三极管。这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims

1.一种交流变直流电路，其特征在于：

包括整流电路、电压检测电路、恒流源、输出电路；

所述的整流电路把交流电整流为脉动直流电；

所述的恒流源向所述的电压检测电路的电压检测输出端和所述的输出电路的控制端口提供电流，所述的恒流源中流过的电流为所述的恒流源向所述的电压检测电路提供的电流和所述的恒流源向所述的输出电路提供的电流之和；

所述的电压检测电路随着所述的整流电路输出电压瞬时值上升，所述的电压检测电路的电压检测输出端吸收电流越大，所述的恒流源的电流被吸收得越多，所述的恒流源给所述的输出电路的控制端口的电流越小；

所述的输出电路放大其控制端口的电流后输出，所述输出电流向所述的交流变直流电路的后续负载供电。

2.根据权利要求1所述的交流变直流电路，其特征在于：所述的恒流源的输出电流分别流向所述的电压检测电路和所述的输出电路。

3.根据权利要求1所述的交流变直流电路，其特征在于：所述的恒流源向电压检测电路提供的电流和所述的恒流源向输出电路提供的电流之和流入所述的恒流源。

4.根据权利要求1所述的交流变直流电路，其特征在于：所述的输出电路的输出端还连接有一电压检测电路。

5.权利要求1~4任一所述的交流变直流电路在AC/DC小功率电源中的应用。