CN104022632A

CN104022632A - 输入零纹波变换器

Info

Publication number: CN104022632A
Application number: CN201410289974.6A
Authority: CN
Inventors: 缪恢宏; 缪吉
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2014-06-26
Filing date: 2014-06-26
Publication date: 2014-09-03
Anticipated expiration: 2034-06-26
Also published as: CN104022632B

Abstract

一种输入零纹波变换器，本发明将两个相同的BOOST变换器并联，或将两个相同的SEPIC变换器并联，同时使两个BOOST变换器或两个SEPIC变换器的触发电路处于推挽-触发状态，两个变换器的输入三角形电流波形在时间上相差半个周期，从而使直流电源供给的电流为无纹波的恒定直流。若供给的电源为正弦交流电源，则供给的电流为交流电源电压同频率同相位的交流电流。本发明主要应用于开关电源，也可以应用于集中电子镇流器，（一个集中电子镇流器可接几十、几百个日光灯或电子节能灯）。两者都可以提高功率因数、提高效率、消除输入端纹波，并且降低造价、节能环保。还可用于直流调压和变频技术。

Description

输入零纹波变换器

所属技术领域

本发明属于一种输入零纹波变换器，输入零纹波变换器包含调频---推挽---Boost变换器和调频--推挽--SEPIC 变换器。主要应用于开关电源，也可以应用于集中电子镇流器（一个集中电子镇流器可接几十、几百个日光灯或电子节能灯）。两者都能提高功率因数、提高效率、消除输入端纹波。都能降低造价、节能环保。此外，还可用于直流调压和变频技术。

背景技术

电源技术包含把电网提供的交流电转换成一次直流电源（AC/DC变换）、直流形式下的二次直流电源（DC/DC变换）、以及电网的交流电转换成各种频率和各种不同电压的交流电源（AC/AC变换）。电源技术应当为所有的电气设备提供优质的电源保障，其作用类似于人体的心脏，重要性不言而喻。

由市电电网经变压器降压，再整流滤波给直流负载供电的传统方式，即使电源电压是正弦波形，输入电流仍成尖脉冲状，其中含有大量的谐波分量，特别是三次谐波严重地影响了电网的正常工作。

近半个多世纪以来，随着电子技术的飞速发展，电源技术也在不断发展，先后经过了晶闸管（SCR）相控型电源、斩波型电源、串联调整型电源，再发展为开关电源。

开关电源（SMPS Switch Mode Power Supply）被誉为高效节能型电源，它代表稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品；开关电源大致经历了四个发展阶段，早期的开关电源全部由分立元件构成，不仅开关频率低，效率不高，而且电路复杂，不易调试；上世纪70年代研制出脉宽调制（PWM Pulse Width MODULATION）集成电路芯片，使开关电源的控制实现了集成化；80年代问世的单片开关稳压器，从本质上讲仍属于DC/DC电源变换器；随后，由于各种类型的单片开关电源集成电路问世，AC/DC集成化才逐步充实市场。

现代开关电源都工作在20KHZ以上，而且开关管工作于开关状态，因而低频谐波的影响消除，而且甩掉了笨重的工频变压器，使电源的体积和重量大大减少，而效率比采用工频变压器串联调整型电源大大提高。所以现在有人认为现代开关电源是电源技术的一次革命；但是，高频谐波的影响仍是一个很重要的问题，高频谐波产生的噪音，高频谐波对通信与信息技术的干扰以及高频谐波对环境和人体的影响仍不能忽视；尽量减少开关电源输入纹波，一直是电源研究的重要内容。

开关电路中，为了变换电压，有许多不同的变换器。单管的非隔离式Dc/DC 变换器有降压式（BUCK）变换器、升压式（BOOST）变换器、升降压式（BUCK/BOOST）变换器、CUK变换器、ZETA变换器和SEPIC变换器。其中降压式和升压式变换器是基本的，其余都是派生的；单管隔离型的有正激式(FORWARD)变换器和反激式（Flyback）变换器。还有双管和四管的多种，还有两种变换器相互组合的。用于提高电源功率因数的，主要是Boost变换器，由于Boost变换器只能升压，近年来也有采用SEPIC变换器的，由于SEPIC变换器的第二个电感可以用变压器替代，所以SEPIC变换器既能降压又能升压，电源与负载还能隔离，还可以有几种不同的输出电压，应用非常灵活，但电路比较复杂，效率较低，不易调试。这两种变换器都是电感输入式的，当开关导通时，即T_ON 时，电源给电感输入电流，当开关截止时，即T_off时，电源继续给电感输入电流，所以这两种变换器电源输入电流的时间比较长T_ON + T_off，但因受到脉宽调制（PWM）的限制，电源电流输入的时间必须小于开关的周期T（T_ON + T_off<T）。其实电感输入式处于零界连续时，即T_ON + T_off=T，电源就可以给变换器输入连续的三角波电流，但是这只有采用调频方式（PFM pulse frequency modulation）才能实现。

发明内容

本发明的目的是提供一种输入零纹波变换器。本发明通过将两个相同的BOOST变换器并联，或将两个相同的SEPIC 变换器并联，同时使两个BOOST变换器或两个SEPIC变换器的触发电路处于推挽（PUST--PULL)触发状态，使两个变换器的输入三角形电流波形在时间上相差半个周期，从而使直流电源供给的电流为恒定的直流；若供给的电源为正弦交流电源，则电流为交流电源电压同频率同相位的交流电流，所以这样构成的变换器不仅功率因数高Cosφ=1，而且输入为零纹波变换器，从而从源头上消除了谐波，也就消除了谐波产生的一切干扰。

采用调频推挽两个措施，已经使变换器的输入特性很完美了，但为了进一步提高效率，降低内部损耗，降低造价，我们将两个并联的BOOST变换器的电感线圈耦合在一个铁心上，使电流从异名端输入，并保持电感数值不变，同样将SEPIC两个变换器的电感分别耦合在两个铁心上，使电流从异名端输入，并保持电感数值不变，从而大大降低了电感铁芯损耗和铜耗，使变换器的性价比更高、更适用。

附图说明

图1为调频--推挽--BOOST变换器电路图；

图2为BOOST变换器临界连续时，触发电压和电感电流波形图；

图3为直流调频--推挽--sepic变换器电路图；

图4为sepic变换器电路临界连续时触发电压和电感中的电流波形图；

图5为交流输入时，调频--推挽---BOOST变换器电路图；

图6为交流输入时，调频--推挽--sepic变换器电路图；

图7为调频--推挽--Boost变换器4种不同等级电压时输入电感电流电压波形图；

图8为调频--推挽--Boost变换器4种不同等级电压时开关管触发电压漏极电压波形图；

图9为调频--推挽--Boost变换器4种不同等级电压时两输入电感电流波形图；

图10为调频--推挽--Boost变换器4种不同等级电压时输入电流波形图；

图11为调频--推挽--SEPIC变换器4种不同等级电压时输入电感电流电压波形图；

图12为调频--推挽--SEPIC变换器4种不同等级电压时开关管触发电压漏极电压波形图；

图13为调频--推挽--SEPIC变换器4种不同等级电压时两输入电感电流波形图；

图14为调频--推挽--SEPIC变换器4种不同等级电压时输入电流波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步的描述。

（1）直流电源时，调频--推挽--BOOST变换器

如图1所示，直流电源时，调频--推挽--BOOST变换器的电路构成为：直流电源U_i正极出来分成两路，分别连接电感L₁和电感L₂，电感L₁和电感L₂耦合在一个铁芯上，电感L₁的电流i_L1 和电感L₂的电流i_L2从异名端流入。电感L₁的出端一路经开关管M₁回到电源U_i负极，一路经二极管D1给电容C₀和负载R₀供电；电感L₂的出端一路经开关管M₂回到电源U_i负极，一路经二极管D₂给电容C₀和负载R₀供电。

脉宽调制Boost变换器临界连续时，已有资料证明

Ton=Toff=T/2

U₀=2Ui

式中，T_ON是开关导通时间，T_off是开关截止时间相等，T是开关的周期，U₀是输出电压，U_i是直流电源，调频--推挽--BOOST变换器，因为处于推挽触发状态，所以存在

Ton=Toff=T/2

必然也存在

U₀=2Ui

当开关管M₁导通时，电感L₁中的电流i_L1从零直线上升到最大值I_m，当开关管M₁截至时，电感L₁中的电流i_L1经二极管D₁给电容C₀和负载R₀供电，电感L₁中的电流i_L1从最大值I_m下降到零，如此周而复始，电感L₁中的电流i_L1在电感L₁中形成了电流连续的三角波。由于开关管M₂与开关管M₁处于推挽触发状态，所以在电感L₂中所产生的电流i_L2也是一个连续的电流三角波，形状与i_L1相似，只是i_L2的波形与i_L1的波形相差半个周期。这样直流电源U_I同时给这样两个三角波电流供电，所以电源电流i=i_L1+iI_L2=I_m，即电源提供的电流为零纹波电流。

临界连续时，触发电压和电感中电流波形如图2 所示。

为了消除输入电流纹波，只需将两个相同的Boost变换器并联，而且让这两个Boost变换器处于推挽触发状态就可以了，但为了降低造价，为了降低变换器内部的损耗，提高效率，将两个电感线圈耦合在一个铁芯上，让两个电流i_L1 和i_L2从异名端输入，i_L1 和i_L2所产生的磁通φ₁和φ₂在磁路中的方向是相反的，但时间相差半个周期，因而合成磁通φ是从铁心的一个方向的设计最大值φm变化到铁心的另一方向的设计最大值φm，也就是说磁通的变化量△φa＝2φm ;原来在两个单独磁路中作单方向变化的磁通φ₁和φ_2，因为受剩磁φr的影响，因而磁通的变化量△φb＝φm—φr，由此可知△φa>2△φb。这种把φ₁、φ₂原来在两个单独磁路中做单方向变化的磁通φ₁、φ₂变成在同一个磁路中做正反方向变化的磁通φ，将引起电感L₁和L₂质的变化，这样将使L₁、L₂分别在两个单独的直流磁化电路中的电感变成一个交流磁化电路中的电感L₁和电感L₂，所以电感L₁和电感L₂的数值大大增加，为了保持电感L₁和电感L₂的数值不变，必须减少电感L₁和电感L₂的匝数，而电感又与绕线匝数的平方N²成正比，所以为了保持电感不变，电感绕组的匝数可少于原来的1/4，这样两个绕组匝数之和还少于原来一个绕组匝数的1/2，因而铜耗大大减少了。

单端的直流磁化曲线不仅受剩余磁的影响，而且在单端磁化曲线所包含的磁化曲线面积很大，交流磁化曲线不受剩磁的影响，而且磁化曲线所包含的面积很小，因而铁芯损耗大大减小。

调频--推挽--Boost变换器由两台单独的Boost变换器组成，故输出功率增加一倍，但电感仍是一个，不需增加，输出电容C₀也不需增加，因为D₁、D₂是交互导通的，相当频率增加一倍，所以，C₀的容量不需增大，输出纹波不会增加，所以调频--推挽--Boost变换器虽然输出功率增加一倍，主电路实际只增加一只开关管M和一只二极管D，因而性价比大大提高。

（2）直流电源时，调频--推挽--SEPIC变换器

如图3所示，直流电源时，调频--推挽--SEPIC变换器的电路构成为：直流电源Ui正极出来分成两路，分别连接电感L₁₁和电感L₁₂。电感L₁₁的出端一路经开关管M₁回到电源U_i负极，另一路经电容C₁后再分两路，一路经电感L₂₁后回到电源负极，另一路经二极管D₁输出到C₀和负载R₀，再回电源负极；电感L₁₂的出端一路经开关管M₂回到电源U_i负极，另一路经电容C₂后再分两路，一路经电感L₂₂后回到电源负极，另一路经二极管D₂输出到C₀和负载R₀，再回电源负极。

脉宽调制Sepic变换器临界连续时，已有资料证明

Ton=Toff=T/2

U₀=Ui

式中，T_ON是开关导通时间，T_off是开关截止时间相等，T是开关的周期，U₀是输出电压，U_i是直流电源，调频--推挽--Sepic变换器，因为处于推挽触发状态，所以存在

Ton=Toff=T/2

必然也存在

U₀=Ui=Uc₁=Uc₂

其中U_CI和U_C2分别是电容C₁和电解电容C₂两端的电压。

当M₁触发导通时，电源U_i给电感L₁₁供电，电感L₁₁中的电流i₁₁从零直线上升到最大值 I_m，与此同时，电容C₁的电压U_c1给电感L₂₁供电，电感L₂₁中的电流i₂₁也从零直线上升到最大值I_m；当M₁截止时，电源Ｕ_i与 L₁₁经电容C₁和二极管D₁到C₀和负载R₀形成通路，这时电容C₁处于充电状态，电感L₁₁中的电流i₁₁从最大值I_m下降到零；与此同时，电感L₂₁中的电流i₂₁也经二极管D₁给C₀和负载R₀供电，电感L₂₁中的电流也由最大值I_m下降到零。i₁₁和i₂₁是大小变化相同相位也相同的三角波电流。由于M₁、M₂相互处于推挽触发状态，所以电感L₁₂的i₁₂、电感L₂₂的i₂₂也是大小变化相同而且相位也相同的三角波形电流，但与电流i₁₁、和电流i₂₁的相位相差半个周期。电感L₁₁和电感L₁₂ 藕合在一个铁芯上，让电流从异名端输入；同时把电感L₂₁和电感L₂₂藕合在另一个铁芯上，电流也从异名端输入。

临界连续时触发电压和电感中的电流波形如图4。

因为直流电源Ｕ_i同时给L₁₁和L₁₂供电，i₁₁、i₁₂为两个大小变化相同而相位相差半个周期的三角波形电流，所以电源Ｕ_i供给电源电流i=i₁₁+i₁₂=I_m。即恒定直流电源Ｕ_i给调频—推挽—Sepic变换器供电的电流也是恒定的，输入为零纹波变换器。

按照调频—推挽—Boost变换器中的方法一样，把电感L₁₁和电感L₁₂藕合在一个铁芯上，让电流从异名端输入，并且保持电感数值不变；同时把电感L₂₁和电感L₂₂藕合在另一个铁芯上，电流也从异名端输入，并且保持电感数值不变。这样就把四个单端电流变化的直流电感变成了两个正反方向变化的交流藕合电感。这就大大降低了变换器的铁芯损耗和铜耗，因而大大提高了变换器的效率。

调频—推挽—sepic变换器由两台单独的sepic变换器构成，输出功率增加一倍，电感仍是两个不需增加，电容C_o也不需增加，主电路只增加一只开关管、一只二极管和一只中间电容，所以性价比大大提高。

变压器式sepic变换器只要改变变压器的匝数比n_T=N_T2/N_T1也就改变输出电压的高低，因而既能降压，也能升压，负载还可以与电源隔离，还可以有几种不同的输出电压，使用非常灵活。

（3）交流输入时零纹波变换器的电路分析

调频--推挽--BOOST变换器交流电源输入时的电路构成为：只需要将交流电源接到4个二极管构成的桥式整流电路中，用整流输出取代原来的直流电源，其余的电路分别和直流输入时，调频--推挽--BOOST变换器电路及调频--推挽--SEPIC变换器电路一致。如图5、图6所示。

交流电源，一般为50/60Hz频率的正弦波交流电压源，经二极管整流后的电压是经整流后的100/120Hz频率的正弦半波电压。通常用电压表测量出的交流电压是电源电压的有效值U，经整流后测量出的直流电压是直流电压的平均值U_p，都不是电源电压的瞬时值，开关电源中的开关管的开关频率一般都在20KHz以上，所以在此种情况下，无法用示波器正确观察电流或电压的波形；由于交流电源的频率很低，而开关管的触发频率很高，所以一般认为开关管变化一周内，所加的交流输入电压仍是恒定的，只要直流输入电压时，检验出的变换器是正确的，那么在相应的交流电压范围内，变换器也是正确的，也就是说，验证直流变换器是交流变换器验证的依据，当交流输入时无需再作检验了。

（4）输入零纹波变换器实验论证

直流输入时，得到四种不同输出电压U_o：50V、100V、200V和300V，测出对应的输入电压U_i，用示波器观测输入电感中电流与电压的变化关系，观测开关管的触发电压和漏极电压的关系，并观测两电感中的电流与输入电流的关系。

由于相同的直流输入电压，Boost变换器的输出电压为sepic变换器的两倍，为了便于分析问题，将sepic变换器的变压器的变比取为n_T=N_T2/N_T1=2。这样，变换器的输入电压相同时，输出电压也完全相同，两种变换器的外特性完全相同；实验中采用以SG3525A芯片为基础作为调频推挽触发电路，实验中还采用了无源无损缓冲电路；实验中以两只5.1KΩ电阻并联作为负载。

直流电压输入时，调频--推挽--Boost变换器实验结果见表1

表1中的001～016和表2中的017～032分别对应图7～图14中不同的电压或电流波形。

表1：调频--推挽--Boost变换器实验结果

输出直流电压U_o	50V	100V	200V	300V
					输入直流电压U_i	25.3V	49.9V	100V	151V
输入电感电流电压波形图	001	002	003	004
					开关管触发电压漏极电压波形图	005	006	007	008
两输入电感电流波形图	009	010	011	012
					输入电流波形图	013	014	015	016

直流电压输入时，调频--推挽--SEPIC变换器实验结果见表2

表2：调频--推挽--SEPIC变换器实验结果

输出直流电压U_o	50V	100V	200V	300V
					输入直流电压U_i	25V	51V	101V	152V
输入电感电流电压波形图	017	018	019	020
					开关管触发电压漏极电压波形图	021	022	023	024
两输入电感电流波形图	025	026	027	028
					输入电流波形图	029	030	031	032

交流输入时，调频--推挽--Boost变换器实验结果见表3

表3 交流输入时，调频--推挽--Boost变换器实验结果

输出直流电压U_o	50V	100V	200V	300V
					输入直流电压平均值U_p	19V	38V	75V	113V
输入电流电压有效值U	21V	40V	79V	117V

（4）交流输入时，调频--推挽--SEPIC 变换器实验结果见表4

表4 交流输入时，调频--推挽--SEPIC 变换器实验结果

输出直流电压U_o	50V	100V	200V	300V
					输入直流电压平均值U_p	25V	51V	101V	151V
输入电流电压有效值U	21V	41V	80V	119V

从波形图上可以看出开关管上的触发电压，漏极电压以及电感上的电压波形与理论分析基本相符，只是开关管导通和截止时有些电压过冲现象，特别是sepic变换器在开关管截止时还有些谐振现象，但过冲的电压不高，都在设计容许范围内，可见无源无损缓冲电路起了很大的保护作用。两个输入电感中的电流正好一个增加时，另一个下降，相互之间交相对称变换，这是很理想的，因而使输入电流i=i_l1+i₁₂=I_m成为恒定的直流，只当开关管导通与截止时有一些尖脉冲，这些尖脉冲的频率很高，能量很小。这种尖脉冲电流很容易用一般的滤波网络滤除。所以可以说，所有波形图都是很理想的，都是符合设计要求的。

从测量出的电压观测，表2的输入直流电压U_i与表4中的直流电压平均值U_p几乎完全一样，这充分证明，调频—推挽—sepic变换器在直流供电与交流供电的情况下，其性能完全相同；再对照表3和表4中的U值也差不多一样，说明在这种情况下，交流输入时，调频—推挽—Boost变换器和调频—推挽—sepic变换器的功能完全一致。

由以上的论证：由Boost变换器和Sepic变换器构成的输入零纹波变换器是值得推广应用的。

本专利的保护范围不限于实施例所述，凡是使用调频—推挽—Boost变换器或调频—推挽—sepic变换器作为电源或电子镇流器以及其他仪器仪表都属本专利的保护范围。

Claims

1.一种输入零纹波变换器，其特征在于：将两个完全相同的BOOST变换器并联，或将两个相同的SEPIC 变换器并联，同时使两个BOOST变换器或两个SEPIC变换器的触发电路处于推挽-触发状态，两个变换器的输入三角形电流波形在时间上相差半个周期，从而使直流电源供给的电流为无纹波的恒定直流。

2.如权利要求1所述的输入零纹波变换器，其特征在于：将两个并联的BOOST变换器的电感线圈耦合在一个铁心上，使电流从异名端输入，并保持电感数值不变，或将SEPIC两个变换器的电感分别耦合在两个铁心上，使电流从异名端输入，并保持电感数值不变。

3.如权利要求1所述的输入零纹波变换器，其特征在于：所述的两个完全相同的BOOST变换器并联时，电路的构成如下：直流电源U_i正极出来分成两路，分别连接电感L₁和电感L₂，电感L₁和电感L₂耦合在一个铁芯上，电感L₁的电流i_L1 和电感L₂的电流i_L2从异名端流入；电感L₁的出端一路经开关管M₁回到电源U_i负极，一路经二极管D₁给电容C₀和负载R₀供电；电感L₂的出端一路经开关管M₂回到电源U_i负极，一路经二极管D₂给电容C₀和负载R₀供电。

4.如权利要求1所述的输入零纹波变换器，其特征在于：所述的两个相同的SEPIC 变换器并联时，电路结构是：直流电源U_i正极出来分成两路，分别连接电感L₁₁和电感L₁₂，电感L₁₁和电感L₁₂ 藕合在一个铁芯上，电感L₁₁的电流i₁₁、电感L₁₂的电流i₁₂从电感L₁₁和电感L₁₂的异名端输入；电感L₁₁的出端一路经开关管M₁回到电源U_i负极，另一路经电容C₁后再分两路，一路经电感L₂₁后回到电源负极，另一路经二极管D₁输出到电容C₀和负载R₀的并联电路，再回电源负极；电感L₁₂的出端一路经开关管M₂回到电源U_i负极，另一路经电容C₂后再分两路，一路经电感L₂₂后回到电源负极，另一路经二极管D₂输出到电容C₀和负载R₀的并联电路，再回电源负极。

5.根据权利要求3或4所述的输入零纹波变换器，其特征在于：所述的调频--推挽--BOOST变换器或调频--推挽--SEPIC变换器的直流电源，是由交流电源接到4个二极管构成的桥式整流的电路中，由整流桥输出的直流电源。