CN104578844B - 一种开关电源电路 - Google Patents

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Abstract

一种开关电源电路,增加将第一二极管的阳极钳位在整流桥的负输出端电位的钳位电路,以将电感与变压器原边的谐振回路分开,并使第一二极管阳极不承受负压,可减少输入级电容的容值,提高电路的功率因数,还可降低第一电容、电感、变压器的设计参数,更重要的是平衡了各个元器件的电压应力,提高电磁辐射性能及整机效率。所述开关电源电路的具体连接关系是,整流桥的正输出端与电感的一端连接,电感的另一端与第一二极管的阳极连接,第一二极管的阴极分别与第二电容的一端及第一开关管的漏极连接,第一开关管的源极与原边绕组的同名端连接,原边绕组的异名端与第二电容的另一端连接;原边绕组的同名端还与整流桥的负输出端连接。

Description

一种开关电源电路
技术领域
[0001] 本发明涉及一种电源电路,特别涉及一种小容量输入电容且功率因数较高的开关 电源电路。
背景技术
[0002] 现实生活中的电有直流电(电压或电流)与交流电(电压或电流)之分,原则上的直 流电(电压或电流)定义为其大小和方向不随时间而变化,但我们一般把方向不变,但电压 (或电流)的大小随时间有所变化的也称为直流电压(或电流)。那么相对应的,大小和方向 随时间变化的电压(或电流)称之为交流电压(或电流)。
[0003] 实际发电厂输出的电一般均为交流电,其特点是电压(或电流)的幅度和方向随时 间作正弦周期性变化,称为交变正弦电压,如图1所示。在不同的国家和地区,且其幅度和周 期均有严格的规定。以民用为例,我国为220VAC/50HZ,日本采用110VAC/60HZ,美洲采用 120VAC/60HZ或110VAC/60HZ,不同地区标准不同,总体来讲,民用供电的频率有两种:50Hz 或60Hz,工作电压为IIOV左右以及220V左右。
[0004] 业界所说的220V,指的是有效值,其峰值为有效值的石倍,即为:
[0005]
Figure CN104578844BD00031
[0006] 而一些设备中采用的均为直流电,故需开关电源将交流电转换为直流电,有些甚 至需要转换成隔离的直流电。
[0007] 用于开关电源前级的电容一般选取的是铝电解电容,铝电解电容具有成本低、体 积小、额定耐压高等优点而被广泛选用。然而,由于铝电解电容是采用浸有糊状电解质的吸 水纸夹在两条铝箱中间卷绕而成,当存储时间过久,其内部的电解液挥发后漏电流增加,等 效串联电阻(ESR:Equivalent Series Resistance)也随之增加,因此错电解电容使用寿命 一般只有两到三年,而且高低温情况下会影响电解液的特性,所以铝电解电容对温度也非 常敏感。
[0008] 为减少电子设备内部开关电源对电网的污染,国际电工委员会和一些国家与地区 推出了 IEC1000-3-2和EN61000-3-2等标准,对电流谐波作出了限量规定。为满足输入电流 谐波限制要求,最有效的技术手段就有源功率因数校正,诞生了一系列的提高功率因数的 电路(PFC:Power Factor Correction简写),目前被广为采用的有源PFC技术是两级方案, 这些电路很好的解决了电源PF值低的问题,电路的PF值可达到0.9以上,但是这无疑增加了 系统电路及控制的复杂度,增加了成本,而且影响了电源的转换效率,特别是在功率不大的 场合,缺点更为突出。
[0009] 目前的交流转直流拓扑中都必不可少有一个高压大容量的电解电容进行低频滤 波,但是这个电解电容有一系列的缺点,如:寿命,高低温特性等,而且还影响开关电源的PF 值(功率因数:Power Factor简写),等等这些都制约着开关电源的发展。
[0010] 众所周知,反激拓扑是Buck-boost电路的隔离形式,一般被普遍应用于中小功率 场合,其具有电路结构简单,元器件少,易于多路输出等优点,图2示出了传统的反激拓扑电 路,包括整流桥、输入滤波电容CU变压器Tl、开关管Q1、开关管的驱动电路、输出滤波电容 Co、输出整流二极管D1。输入电压通过整流桥后,高电平部分与输入电容Cl正极相联,一般 称高电平部分为母线电压,低电平部分与输入电容Cl的负极相连,一般称低电平部分为变 换器原边地,母线电压与变压器Tl输入端相连,变压器Tl输入同名端与开关管Ql漏极相连, 开关管Ql的源极与变换器原边地相连,变压器输出同名端与输出二极管的阳极相连,输出 二极管阴极连接输出电容正极,变换器的输出地与变压器另一个输出端相连,电容另一端 与输出地相连。电路的工作过程如下:
[0011] 当开关管Ql导通,变压器Tl初级电流在输入电压的作用下,线性上升。变压器初级 电压感应到次级,使得整流二极管反向截止,电源的输出电压由输出滤波电容Co提供补给。 当开关管Ql关断,变压器初级电流被强制关断,由于电感电流不能突变,故在初级侧产生一 个感应电动势。根据电磁感应定律,当次级的感应电动势达到输出电压时,次级整流二极管 导通。初级电感在开关管开通时储存的能量,通过磁芯耦合到次级电感,然后通过次级线圈 释放到输出电容Co中。
[0012] 通过上述分析知,普通的反激开关电源的高频变压器的磁芯工作在磁滞回线的第 一象限,在开关管导通期间,变压器初级线圈只储存能量,而在截止期间才将初级线圈内储 存的能量传递到次级,因此它既是变压器,又是储能电感。值得注意的是,在这个过程中通 过变压器的电流方向不变,在其中心柱开一定的气隙可降低剩余磁场、提高磁芯的直流场 强,防止磁芯饱和。而然开气隙会造成漏磁现象,从而增加了变压器的漏电感,造成能量损 耗。普通反激电路的输入电容容值要求很大,不可避免的引入了电解电容所带来的缺陷。而 且电源的输出只通过反激变压器的储能传输,变压器的原边直流分量较大,因此需要磁芯 开一定的气隙,从而变压器漏感便很大,损耗很大。
[0013] 目前的无电解电容技术大多用于LED驱动照明领域,而LED驱动电源并不能满足工 业电源的性能要求,工业负载对电源的性能要求比LED对电源的性能要求要高出很多,且 LED照明用电源为恒流输出,而工业电源要求为恒压输出,在输入馒头波波谷时输出电压会 有较大的波动,即变换器无法消除这么大的工频干扰,输出会有较大的纹波。再者,目前的 无电解电容电源的输入范围也达不到工业电源的要求。
发明内容
[0014] 本发明的目的是提供一种新的电路拓扑,能够解决上述存在的一些问题,不但可 减少输入级电容的容值,提高电路的功率因数,还可降低第一电容、电感、变压器的设计参 数,更重要的是平衡了各个元器件的电压应力,提高电磁辐射性能及整机效率。除此之外, 本发明拓扑还改变了原有反激拓扑中变压器的工作状态,让开关管导通阶段,副边侧也有 输出;变压器磁芯工作在磁滞回线的第一三象限,提高了磁芯的利用率。
[0015] 为了达到上述目的,本发明是通过以下技术措施实现的:
[0016] -种开关电源电路,包括整流桥、第一电容、第一二极管、电感、反激电路和第二电 容,所述整流桥具有正输出端和负输出端,所述第一电容并联于整流桥的正输出端与负输 出端之间;所述反激电路的原边电路包括变压器的原边绕组、第一开关管和驱动第一开关 管的驱动模块,还包括将第一二极管的阳极钳位在整流桥的负输出端电位的钳位电路,所 述开关电源电路的具体连接关系是,整流桥的正输出端与电感的一端连接,电感的另一端 与第一二极管的阳极连接,第一二极管的阴极分别与第二电容的一端及第一开关管的漏极 连接,第一开关管的源极与原边绕组的同名端连接,原边绕组的异名端与第二电容的另一 端连接;原边绕组的同名端还与整流桥的负输出端连接;第一二极管的阳极还与钳位电路 连接,钳位电路的另一端与整流桥的负输出端连接。
[0017] 优选的,所述钳位电路,由第二开关管构成,第二开关管为MOS管,由第一开关管的 驱动模块驱动,第二开关管的漏极与第一二极管的阳极连接,第二开关管的源极与整流桥 的负输出端连接;当第一开关管导通时,电感经第二开关管构成电感的励磁回路;同时,第 二电容经变压器的原边绕组、第一开关管构成变压器的励磁回路;当第一开关管关断时,第 一二极管连通电感与变压器,形成单一电流回路,在电流回路中电感能量释放完毕后,钳位 电路将第一二极管阳极的最低电压钳位在整流桥负输出端电位,使得第一二极管的电压应 力与第一开关管的电压应力相同。
[0018] 优选的,所述钳位电路,由第二二极管构成,第二二极管的阴极与第一二极管的阳 极连接,第二二极管的阳极与整流桥的负输出端连接;当第一开关管导通时,电感经第一二 极管、第一开关管构成电流回路;同时,第二电容经变压器的原边绕组、第一开关管构成电 流回路;当第一开关管关断时,第一二极管连通电感与变压器,形成单一电流回路,在电流 回路中电感能量释放完毕后,钳位电路将第一二极管阳极的最低电压钳位在整流桥负输出 端电位,使得第一二极管的电压应力与第一开关管的电压应力相同。
[0019] 与现有技术相比,本发明具有以下有益效果:
[0020] (1)由于添加了钳位电路,在谐振状态下,电感的谐振回路与变压器原边的谐振回 路均没有包括与电感相连的第一二极管Dl,因此该二极管上的谐振电压应力便会减少,如 此便可以降低损耗,减少辐射,更容易满足安规要求。
[0021] ⑵本专利电路中两个感性元件储能与泄能恰好互补,能有效的减少各自的体积 及传输功率,提高整机电源的效率。
[0022] (3)本发明拓扑改变了原有反激拓扑中变压器的工作状态,变压器磁芯工作在磁 滞回线的第一三象限,提高了磁芯的利用率。
[0023] ⑷利用电感的倍压移相特性,有效的减少由输入馒头波引起的输出工频纹波。
附图说明
[0024] 图1为现有随时间按正弦规律变化的交流电波形图;
[0025] 图2为现有的反激拓扑电路图;
[0026] 图3为整流电路101输出的脉动直流电波形图;
[0027]图4为本发明第一实施例的开关电源电路的电路原理图;
[0028] 图5为本发明第一实施例的开关电源电路的简单拓扑单元及组成单元示意图;
[0029] 图6为本发明第一实施例的开关电源电路在开关管Ql处于导通期间,电路的电流 流向示意图;
[0030] 图7为本发明第一实施例的开关电源电路在开关管Ql处于关断期间,电路的电流 流向示意图;
[0031] 图8为本发明第一实施例的开关电源电路的输出纹波波形图;
[0032]图9为本发明第二实施例的开关电源电路的电路原理图;
[0033]图10为本发明第二实施例的开关电源电路的输出纹波波形图。
具体实施方式 [0034] 第一实施例
[0035]图4所示为本发明第一实施例开关电源电路的电路原理图,一种开关电源电路,包 括整流电路101、第一电容Cl、B〇〇st升压电路、第一开关管Q1、第二电容CDC、反激电路,Boost 升压电路包括电感LI、第二开关管Q2、第一二极管Dl;反激电路包括第一变压器Tl、输出二 极管Do (输出整流二极管)、第三电容C3(输出电容)。所述的整流电路101把交流电整流成脉 动直流电,第一电容Cl的两端分别连接到整流电路101的正输出端和负输出端;所述的 Boost升压电路将整流电路101的输出电压升高,整流电路101的正输出端连接Boost升压电 路中电感Ll的一端,电感Ll的另一端连接至第二开关管Q2的漏极,并与第一二极管Dl的阳 极相连,第二开关管Q2的源极与整流电路101的负输出端相连;第一开关管Ql的漏极与第一 二极管Dl的阴极相连,并与第二电容Cdc的一端相连,第一开关管Ql的源极与整流电路101的 负输出端相连;所述的反激电路中,第二电容Cdc的另一端与变压器Tl的原边绕组异名端相 连,变压器Tl的原边绕组同名端与整流电路101的负输出端相连,变压器Tl的副边绕组异名 端与所述的输出整流二极管Do的阳极相连,所述的输出整流二极管Do的阴极与所述的输出 滤波电容Co正极相连后,作为电源输出的正极,所述的输出滤波电容Co的负极与变压器Tl 副边绕组同名端相连,作为电源输出的负极。
[0036] 本发明第一实施例开关电源电路的的工作原理:
[0037]单使用文字描述原理,会让本技术领域人员理解困难,所以,请允许使用原理图, 配合电子工程中常用的信号流向来说明本发明的工作原理。
[0038]图5为按上述的技术方案,绘制出来的简单拓扑单元及组成单元原理图,一种开关 电源电路,包括整流电路101、倍压电路102、驱动电路103、反激电路104,整流电路101把交 流电整流成脉动直流电,脉动直流电的波形如图3所示;驱动电路103通过控制电路的一些 特性同时对开关管Ql与开关管Q2进行占空比控制,亦即开关管Ql与Q2公用一个控制信号; 倍压电路102包含二极管D1、电感Ll及开关管Q2,通过开关管的通断控制电感存储能量与释 放能量,将释放的能量叠加输入电压传送到反激电路104中的电容Cdc上;反激电路包括母线 电容Cdc、开关管Ql、变压器、输出整流二极管Do、输出滤波电容。
[0039] 假定所述的两个开关管Q1、Q2均为N-MOS管,以倍压电路102中的电感Ll与反激电 路中的变压器Tl均工作在断续模式下进行原理说明,则本发明开关电源电路在稳态下一个 周期的工作原理是:
[0040] (I)N-MOS 管 Ql 与 Q2 导通:
[0041] 当N-MOS管Ql与Q2导通时,N-MOS管Ql与Q2相当于一条导线,图6示出此时电流的流 向,从整流电路101的输出正4倍压电路102的电感Ll4倍压电路102中的开关管Q2-回到 整流电路101的输出负极,具体电流流向如图6中虚线301所示。除此之外,电源原边还有一 个电流回路,从母线电容Cdc正极-反激电路104的N-MOS管Q1-反激电路104的变压器原边 绕组-回到反激电路104的母线电容Cdc的负极,具体电流流向如图6中虚线302所示。此时变 压器进行能量存储,电源副边绕组依靠输出电容Co中存储的电能,具体电流流向如图6中虚 线303所示。
[0042] 在这个过程中,流过电感LI的电流从零开始线性上升,电感LI开始储能;同时反激 电路中的母线电容Cdc通过N-MOS管Ql向变压器Tl的原边放电,变压器Tl原边绕组的电流从 零开始线性上升,变压器Tl原边绕组的电流方向:从原边同名端流到原边异名端,并对变压 器Tl的原边绕组激磁并由变压器Tl的原边绕组储存能量;这时变压器Tl的副边绕组感应出 上负下正的感应电压,如图6中符号标识那样,这个感应电压与变压器Tl的匝比、原边绕组 电压有关,在这个电压作用下,二极管Do反偏,不导通。
[0043] 由于两个感性元件的励磁回路分开,流过每个开关器件的电流减少,因此可以选 用功率等级更低的开关器件,这样便减少了开关器件的损耗,提高了整机电源的效率。
[0044] (2) N-MOS管Ql与Q2继而关断:
[0045] 当N-MOS管Ql与Q2导通完毕,继而迅速关断时,此时N-MOS管Ql与Q2相当于开路,图 7示出此时的电流流向,从整流电路101的输出正-倍压电路102的电感L1-倍压电路102中 的二极管D1-反激电路中的母线电容C DC-反激电路104的变压器原边绕组-回到整流电路 101的输出负极,具体电流流向如图7中虚线304所示。此时变压器进行能量释放,变压器Tl 的副边绕组感应出上正下负的感应电压,电流从变压器Tl副边绕组的异名端流出-经反激 电路104中的整流二极管Do-向负载及输出电容Co释放能量-回到变压器Tl副边绕组的同 名端,具体电流流向如图7中的虚线305所示。
[0046] 在这个过程中,倍压电路102中的电感L1由于电流突变,感应出左负右正的感应电 动势,如图7中符号标识的那样,因此可看成是整流电路101输出电压与电感Ll的感应电动 势之和向反激电路104中的母线电容Cdc和变压器Tl的原边充电,此时变压器Tl的原边绕组 电流方向从原边异名端到同名端,故变压器Tl的副边绕组感应出上正下负的感应电压,如 图7中符号表不的那样。
[0047] 同时,由于变压器Tl在N-MOS管Ql导通时期存储了能量,在N-MOS管Ql关断期间向 负载提供能量,相当于倍压电路102中的电感与反激电路104中的变压器,在N-MOS管Ql关断 期间同时为负载提供能量。举例说明:如果设计5W的开关电源,那么在N-MOS管Ql关断期间, 电感L1与变压器T1可以各向副边传输2.5W的能量,因此变压器T1与电感L1均可以2.5W的设 计标准进行参数设定。
[0048] 在电感Ll与变压器Tl的能量释放完毕后电路便进入了谐振状态,所添加的开关管 Q2主要是将电感LU变压器Tl与二极管Dl的结电容的谐振回路分开,电感的谐振回路包括: 输入电容CU电感Ll本身及开关管Q2,变压器Tl原边的谐振回路包括:开关管Q1、变压器Tl 原边绕组及母线电容CDC。如果没有开关管Q2,当倍压电路102中的电感Ll谐振至左正右负, 且输入电压低于其感应电压时,倍压电路102中的二极管Dl的阳极便出现了负压,那么二极 管Dl两端便出现了高应力。当加入开关管Q2后,倍压电路102中的二极管Dl的阳极就会被钳 位在零伏,如此就不会出现二极管Dl两端的高应力问题。换句话说,在电流回路中电感Ll能 量释放完毕后,钳位电路将二极管Dl阳极的最低电压钳位在整流桥负输出端电位,使得二 极管Dl的电压应力与开关管Ql的电压应力相同,其中,开关管Ql的电压应力指的是其漏源 极间所承受的电压。
[0049] 为了实现过功率控制,在N-MOS管Ql的源极下串入电流采样电阻,将采样信号送入 驱动电路控制驱动信号;为了实现闭环控制,在输出端取样输出电压通过反馈电路送入驱 动电路,控制驱动信号的占空比。现依本发明第一实施例的开关电源电路技术方案,制成输 入工作电压范围为85VAC~264VAC,输出电压为15V,输出功率为3W的稳压开关电源样品。
[0050] 现依图4所示本发明第一实施例的开关电源电路的电路结构,整流电路后端的电 容Cl可以选用容值很小的陶瓷电容,如果电感Ll与变压器Tl工作在断续模式下,则倍压电 路中的二极管Dl可选取普通的整流二极管,如果电感Ll与变压器Tl工作在连续模式下,要 考虑反向恢复电流带来的影响,需选用快恢复二极管,但是需要考虑反向耐压,由于倍压电 路中的电感Ll为功率电感,因此需要选用可以承受高直流偏置的电感,可选用小型ER磁芯, 变压器Tl与电源输出部分同普通反激计算,母线电容C dc可以选用薄膜电容,在制作3W样品 时,选择的容值为I uF。经对输入工作电压范围为85VAC~264VAC,输出电压为15 V,输出功率 为3W的有电解电容工业电源和采用本发明第一实施例方案的样品进行测试,得出如下表1 所示的效率对比数据:
[0051] 表1现有产品与本发明第一实施例样品的测试对比表
Figure CN104578844BD00081
[0053]低压输入情况下测出的输出纹波波形如图8所示,峰峰值在IOOmV以内,满足工业 电源要求。
[0054] 对比数据可以看出,本发明的整机效率与现有的有电解电容的效率相差不大,且 输出纹波也满足工业电源的要求。
[0055] 值得注意的是,母线电容Cdc放在变压器Tl原边绕组之后,MOS管采用P-MOS或其他 类型开关管等都属于对本专利的等效修改、替换或变更。
[0056] 第二实施例
[0057]图9所示的电路为本发明第二实施例的开关电源电路的电路原理图,一种开关电 源电路,与第一实施例的区别之处在于:将第一实施例中的开关管Q2换成二极管D2,具体的 连接方式表述如下:
[0058]实施例二的副边与第一实施例相同,原边的整流电路与反激电路结构也相同,故 在此不再赘述,主要阐述二者的差异之处一一倍压电路,倍压电路中电感Ll的一端连接整 流电路的正输出端,倍压电路中电感Ll的另一端连接第二二极管D2的阴极,并连接第一二 极管Dl的阳极,第二二极管D2的阳极连接整流电路的负输出端,第一二极管Dl的阴极连接 第一开关管的漏极与第二电容Cdc的一端,第二电容Cdc的另一端与变压器原边绕组的异名 端相连。
[0059] 假定所述的电路中元器件均为理想器件,以倍压电路中的电感Ll与反激电路中的 变压器Tl均工作在断续模式下进行原理说明,则在稳态下一个周期的工作原理:
[0060] (I)N-MOS 管 Ql 导通:
[0061] 当N-MOS管Ql导通时,N-MOS管Ql相当于一条导线,此时电流的流向:从整流电路 101的输出正4倍压电路103的电感L1-倍压电路103中的二极管D1-倍压电路103中的开 关管Q1 -回到整流电路101的输出负极。除此之外,电源初级还有一个电流回路,从母线电 容Cdc正极-反激电路104的N-MOS管Q1-反激电路104的变压器Tl原边绕组-回到反激电路 104的母线电容Cdc的负极。此时变压器Tl进行能量存储,电源副边绕组依靠输出电容Co中存 储的电能。
[0062] 在这个过程中,流过电感Ll的电流从零开始线性上升,电感Ll开始储能;同时反激 电路中的母线电容通过N-MOS管Ql向变压器原边放电,变压器Tl原边绕组的电流从零开始 线性上升,变压器Tl原边绕组的电流方向:从原边同名端流到原边异名端,并对变压器Tl的 原边绕组激磁并由变压器Tl的原边绕组储存能量;这时变压器Tl的副边绕组感应出上负下 正的感应电压,这个感应电压与变压器Tl的匝比、原边绕组电压有关,在这个电压作用下, 二极管Do反偏,不导通。
[0063] ⑵N-MOS管Ql继而关断:
[0064] 当N-MOS管Ql导通完毕,继而迅速关断时,此时N-MOS管Ql相当于开路,此时的电流 流向:从整流电路101的输出正-倍压电路103的电感L1-倍压电路103中的二极管D1-反 激电路中的母线电容Cdc-反激电路104的变压器原边绕组-回到整流电路101的输出负极。 此时变压器Tl进行能量释放,变压器Tl的副边绕组感应出上正下负的感应电压,电流从变 压器Tl副边绕组的异名端流出-经反激电路104中的整流二极管Do-向负载及输出电容Co 释放能量-回到变压器Tl副边绕组的同名端。
[0065] 在这个过程中,倍压电路103中的电感L1由于电流突变,感应出左负右正的感应电 动势,因此可看成是整流电路101输出电压与电感Ll的感应电动势之和向反激电路104中的 母线电容Cdc和变压器Tl的原边充电,此时变压器Tl的原边绕组电流方向从原边异名端到同 名端,故变压器Tl的副边绕组感应出上正下负的感应电压。
[0066] 同时,由于变压器Tl在N-MOS管Ql导通时期存储了能量,在N-MOS管Ql关断期间向 负载提供能量,相当于倍压电路103中的电感Ll与反激电路104中的变压器Tl,在N-MOS管Ql 关断期间同时为负载提供能量,因此变压器Tl与电感Ll均可以小于同样功率下单独工作时 的设计标准,这是现有拓扑无法做到的。在电感Ll与变压器Tl的能量释放完毕后电路便进 入了谐振状态,所添加的二极管D2主要是将倍压电路102中二极管Dl的阳极电位钳位在零 伏左右,而不会出现负压,因此二极管Dl的应力仍旧与N-MOS管Ql的应力相同,不会出现二 极管Dl的高应力现象。换句话说,在电流回路中电感Ll能量释放完毕后,钳位电路将二极管 Dl阳极的最低电压钳位在整流桥负输出端电位,使得二极管Dl的电压应力与开关管Ql的电 压应力相同,其中,开关管Ql的电压应力指的是其漏源极间所承受的电压。经对输入工作电 压范围为85VAC~264VAC,输出电压为15V,输出功率为3W的有电解电容工业电源和采用本 发明第二实施例方案的样品进行测试,得出如下表2所示的效率对比数据:
[0067] 表2现有产品与本发明第二实施例样品的测试对比表
Figure CN104578844BD00091
[0069]低压输入情况下测出的输出纹波波形如图10所示,其峰峰值在IOOmV以内,满足工 业电源要求。
[0070] 对比数据可以看出,本发明的整机效率与现有的有电解电容的效率相差不大,且 输出纹波也满足工业电源的要求。
[0071] 以上仅是本发明的部分实施方式,应当指出的是,上述优选实施方式不应视为对 本发明的限制,实施例可交叉组合,本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。 对于本技术领域的普通技术人员来说,在不脱离本发明的精神和范围内,还可以做出若干 改进和润饰,这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (3)

1. 一种开关电源电路,包括整流桥、第一电容、第一二极管、电感、反激电路和第二电 容,所述整流桥具有正输出端和负输出端,所述第一电容并联于整流桥的正输出端与负输 出端之间;所述反激电路的原边电路包括变压器的原边绕组、第一开关管和驱动第一开关 管的驱动模块,其特征在于, 还包括将第一二极管的阳极钳位在整流桥的负输出端电位的钳位电路,所述开关电源 电路的具体连接关系是,整流桥的正输出端与电感的一端连接,电感的另一端与第一二极 管的阳极连接,第一二极管的阴极分别与第二电容的一端及第一开关管的漏极连接,第一 开关管的源极与原边绕组的同名端连接,原边绕组的异名端与第二电容的另一端连接;原 边绕组的同名端还与整流桥的负输出端连接; 第一二极管的阳极还与钳位电路连接,钳位电路的另一端与整流桥的负输出端连接。
2. 根据权利要求1所述的开关电源电路,其特征在于,所述钳位电路,由第二开关管构 成,第二开关管为MOS管,由第一开关管的驱动模块驱动,第二开关管的漏极与第一二极管 的阳极连接,第二开关管的源极与整流桥的负输出端连接; 当第一开关管导通时,电感经第二开关管构成电感的励磁回路;同时,第二电容经变压 器的原边绕组、第一开关管构成变压器的励磁回路; 当第一开关管关断时,第一二极管连通电感与变压器,形成单一电流回路,在电流回路 中电感能量释放完毕后,钳位电路将第一二极管阳极的最低电压钳位在整流桥负输出端电 位,使得第一二极管的电压应力与第一开关管的电压应力相同。
3. 根据权利要求1所述的开关电源电路,其特征在于,所述钳位电路,由第二二极管构 成,第二二极管的阴极与第一二极管的阳极连接,第二二极管的阳极与整流桥的负输出端 连接; 当第一开关管导通时,电感经第一二极管、第一开关管构成电流回路;同时,第二电容 经变压器的原边绕组、第一开关管构成电流回路; 当第一开关管关断时,第一二极管连通电感与变压器,形成单一电流回路,在电流回路 中电感能量释放完毕后,钳位电路将第一二极管阳极的最低电压钳位在整流桥负输出端电 位,使得第一二极管的电压应力与第一开关管的电压应力相同。
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