CN1011173B - 选通式可隔离电源变换器 - Google Patents
选通式可隔离电源变换器Info
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Abstract
一种用于电气设备的二次电源,它包括:整流部件、开关执行部件,驱动触发部件、选通关断部件、平滑滤波和二次稳压保护。这种二次电源克服了电网电压及频率波动对输出端的牵制,同时克服了源内阻及整流元件降压。从而解决了二次电源的一次稳压。且输入电压的适应范围也得以充分扩展(0.7倍输出电压至380伏或更高)。它的输出电压宽范围可调(0-1.4倍输入电压)。它的体积、重量、效率、性价比均有较大突破。
Description
本发明涉及电源变换范畴,主要适应于电子信息产品领域。
通常,电子信息产品的二次电源,有工频与高频两种,工频串稳方案是利用电磁转换原理,由变压器按比例升降传输电压,交流电经整流滤波后,其直流电压仍随输入电压波动而变化。就典型应用实例而言,其电压适应范围约正负10%左右,电能利用率约40%左右(包括变压器的铜损和铁损)。为了满足设备正常工作需要,人们又采用工频变压复合方案(即外加稳压器),这种方案属低效率累乘,其适应范围扩展约10%,总效率却低于30%。
从六十年代起,人们又开始研究发明了脉宽调制方案,它虽然在一定程度上缓和了适应范围与效率之间的矛盾(即输入电压适应范围扩展到正负20%左右,电能利用率提高到65%左右),但由于反馈信息及控制范围的局限,其适应范围和稳压精度还不够理想,加之电路结构复杂,造价比串稳方案增加二倍左右。
DERWENT-SU-657548文摘公开了另一种改进方案,它在可控硅相移调压电路上增设了比较选通指令,试图由此达到稳定输出电压的目的。相对而言,某些指标得到了一些改善,但是,这种方案只能工作于脉动正弦下降沿,其储能状态衰减下降,
它只有互逆交叉储能“点”,与理想的充电跟踪上升特性背道而弛,且比较选通的是输入开环电压,不能检测实际储能效果,也就无法补偿各种因素变化引起的输出电压的变化。由于超前相移充电电流过于集中,带来了传导及辐射干扰,其过大的冲击电流对开关元件、整流元件、源内阻提出了苛刻的要求。因此,这种方案只能在较窄范围内且要求条件不高的情况下应用。
本发明的目的在于针对上述方案存在的问题,提供一种输出电压稳定,且适应范围宽,电能转换效率高,并可较好地解决人身安全的二次电源。
为实现上述目的,本发明采用半导体器件,选通正弦波对应输出辐值部分进行储能滤波供负载使用,重点把储能角选通在正弦上升沿,它吻合了储能上升需求,形成了储能检测同步,实现储能状态的自动调节,从而较好地解决供求矛盾,实现输出电压稳定。
本方案具体由整流部件把交流电整流成脉动正弦直流,当电动势正弦上升时,驱动触发部件驱动开关执行部件导通,向负载及储能电容充电,当输出电压达到额定值时,选通关断部件导通,驱动触发部件关断,导致开关执行部件关断,上升沿充电结束;当电动势由上升转为下降至等于额定输出电压时,选通关断部件关断,驱动触发部件导通,从而驱动开关执行部件导通,再次向储能电容补偿能量。当第二个正弦脉动波时,重复上述过程。
在需要高精度稳压输出时,可续以二次稳压,滤去RC放电纹波系数。
本方案开关执行部件采用双向(双线)控制,可较好地隔离高压辐值部分,其主控元件可以是电流器件(晶体三极管)或电压器件(Vmos场效应功率器件)以及有可控硅的混合组态,它适用于降压式电源变换器(输出电压低于电网峰值)
本方案可根据负载需要,工作于全波选通(导通频率200HZ)、半波选通(导通效率100HZ)或非对称式选通(导通频率50-200HZ)。
本方案变换组态制式可形成单组或多组电压输出,其输出电压可以是固定或连续可调,它是一种无电感式电源变换器。当然也可以接于或插入电感,不过有点相形见绌(体积重量大增)。它可以比较广泛的满足各种电子设施的需要,针对性的完成一些特殊补偿。具体应用于广播通讯、仪器仪表、工业控制、科学实验等领域。
由于本方案把储能重点设置在正弦上升沿,它吻合了储能跟踪特性,克服了开环相移互逆,其稳压效果跃居领先地位。它克服了电磁转换方案电压按比例传输及传输损耗,同时克服了各种变量关系对输出电压的影响,从而解决了二次电源的一次稳压,其输入电压适应范围也得以充分扩展(0.7倍输出电压至380伏或更高),其输出电压宽范围可调(0-1.4倍输出电压),而且线路结构简单,并形成了集成条件,它的体积、重量、效
率(90%)、性价比均有较大突破。
下面结合附图和实施例对本发明作进一步详细说明。
图一是本发明的典型结构电原理图。
图二是单组高精度二次稳压实例。
图一的具体结构由二极管D1-D4组成桥式整流,电阻R1、R2、R3及可调电阻W1组成串连可调分压器,电阻R1一端接整流桥正极,可调电阻W1另一端接整流桥负极,三极管BG1基极接电阻R2、R3连接处,三极管BG1发射极接整流桥负极,三极管BG1集电极接Vmos管BG2栅极,稳压管DW1并接于三极管BG1发射极与集电极,电阻R4分别接整流桥正极及三极管BG1集电极,三极管BG3发射极接整流桥负极,三极管BG3基极经电阻R5接Vmos管BG2源极,三极管BG3集电极与电容C2一端连接,提供输出负电位;双向硅T1的触发极接BG2漏极,双向硅的阳极(1)接整流桥正电极,双向硅的阳极(2)与电容C2另一端连接,提供输出正电位。
其工作过程如下:交流电经桥式整流后,脉动直流经R4由D5给BG2提供一固定偏置电位,由BG2产生一触发信号控制BG3T1导通,向G2充电,当脉动电压VAD上升时,使BD点电压达0.7伏时,BG1导通,UCD下降,BG2截止,BG3、T1关断,当VAD下降时,使BD点电位低于0.7伏时,BG1截止,VCD复位。BG2、BG3、T1导通,C2再次充电。输出电压:
本电路在脉动波的上升沿下降沿各有一个导通角,R2、C1为均衡上升下降导通角度(即幅度)而设置。
图二为单组电源彩电的实施例,其具体结构是由典型电路(图1)续接二次稳压保护,其一次选通部分工作过程同图一,主开关执行元件BG3选用Vmos场效应功率器件,Vmos管BG3′的源极接整流桥负极,BG3′栅极接BG2的源极,BG3′漏极与电容C2的一端连接,提供输出负电位,电阻R5并联于BG3′的栅极和源极。Vmos管BG4的漏极与二极管D5的一端并接于双向硅阳极(2),二极管D5的另一端并接于电阻R6及垫位电容C2′,电容C2′的另一端接输出负电位,Vmos管BG4源极连接电阻R7一端及三极管BG6的基极,电阻R7的另一端与三极管BG6的发射极相连作稳压输出。
后续二次稳压部分,Vmos管BG4的栅极与电阻R6的一端及三极管BG5、BG6的集电极连接,电阻R8串联稳压管DW2,DW2的另一端接输出负电位,电阻R8的另一端与三极管VG6的发射极连接,电阻R9,R10及可调电阻W2组成串连分压器,电阻R9的另一端与三极管BG6的发射极相连,可调电阻W2的另一端接输出负电位,三极管BG5发射极接电阻R6与稳压管W2连接点,三极管BG5的基极接电阻R9与R10连接点,电容C3一端接输出负电位,另一端接
BG6的发射极。
二次稳压的Vmos管BG4担任串连调整,电阻R7担任输出电流取样,三极管BG6担任限流保护,二极管D5电容C2′担任峰值记忆,消除调整管Vtn引起的不必要的损耗,电阻R6提供偏置电压,电阻R8与稳压管DW2形成一比较电压,电阻R9、R10及可调电阻W2担任输出取样,W2调整二次稳压输出电压,三极管BG5担任误差放大,电容C3担任平滑滤波。
由于一次选通电压稳定,二次稳压调整管负担较轻,主要消除RC(R即负载电阻,C即图2中的C1)放电纹波系数(本方案避免了电网波动取值及源内阻、环路内阻动态变量取值),二次稳压主调整管选用电压驱动器件,加上采用阈值垫位新方案,它进一步降低了功耗,改善了性能,形成了高精度高效率的新型二次电源,其纹波系数小于0.01%,效率高于85%,且有可靠的保护功能。
主调整管的选用指标,依据限流功耗、结合接口关系及服务设施的一些特殊需要而定,在完成短路保护时不致于自损(如:高压打火引起的短期过载及其故障抑制)。
本方案还可方便的插入二次减耗保护及故障报警,由于已采用可靠设计故未插入。
图二的实施例,还可应用于类似接口关系的其它产品,由于输出电压连续可调,它可满足各种不同电压档级的需要,形成灵活的通用互换性。
Claims (4)
1、一种可隔离电源变换器,它用开关元件选通正弦波对应输出幅值部分进行储能滤波,它由整流部件,驱动触发部件,开关执行部件,选通关断部件,平滑滤波部件组成,其特征在于:它由二极管D1-D4组成桥式整流,电阻R1、R2、R3及可调电阻W1组成串联可调分压器,电阻R1一端接整流桥正极,可调电阻W1另一端接整流桥负极,三极管BG1基极接电阻R2、R3连接处,三极管BG1发射极接整流桥负极,三极管BG1集电极接Vmos管BG2栅极,稳压管DW1并接于三极管BG1发射极与集电极,电阻R4分别接整流桥正极及三极管BG1集电极,三极管BG3发射极接整流桥负极,三极管BG3基极经电阻R5接Vmos管BG2源极,三极管BG3集电极与电容C2一端连接,提供输出负电位,双向硅T1的触发极接BG2漏极,双向硅的阳极(1)接整流桥正极,双向硅的阳极(2)与电容C2另一端连接,提供输出正电位。
2、根据权利要求1所述的电源变换器,其特征在于整流部件可以是半波整流电路。
3、根据权利要求1所述的电源变换器,其特征在于开关执行部件可以是Vmos场效应功率器件,Vmos管BG3的源极接整流桥负极,BG3栅极接BG2的源极,BG3漏极与电容C2的一端连接,提供输出负电位,电阻R5并联于BG3的栅极和源极。
4、根据权利要求1所述的电源变换器,其特征在于该电源还包括:续接二次稳压保护,该二次稳压保护包括Vmos管BG4的漏极与二极管D5的一端并接于双向硅阳极(2),二极管D5的另一端并接于电阻R6及垫位电容C2′,电容C2′的另一端接输出负电位,Vmos管BG4源极连接电阻R7一端及三极管BG6的基极,电阻R7的另一端与三极管B6的发射极相连作稳压输出,Vmos管BG4的栅极与电阻R6的一端及三极管BG5、BG6的集电极连接,电阻R8串连稳压管DW2,DW2的另一端接输出负电位,电阻R8的另一端与三极管BG6的发射极连接,电阻R9、R10及可调电阻W2组成串连分压器,电阻R9的另一端与三极管BG6的发射极相连,可调电阻W2的另一端接输出负电位,三极管BG5发射极接电阻R8与稳压管DW2连接点,三极管BG5的基极接电阻R9与R10连接点,电容C3一端接输出负电位,另一端接BG6的发射极。
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