JP5810229B2 - 交流を直流に変換する電気回路 - Google Patents

Description

本発明は、交流を直流に変換する電気回路に関し、特に小パワーAC/DC電源における交流を直流に変換する電気回路に関する。

交流を直流に変換する電気回路は多く、整流電気回路によって実現される。一般的に工業用や民間用の送電は交流送電を用い、例えば民間用は、中国は２２０VAC/５０Hzで、アメリカ州は１２０VAC/１１０VAC、６０Hzの交流電流を用い、イギリスは２４０VAC/５０Hzを用い、その他の国や地域もそれぞれ異なる。つまり、周波数は５０Hz又は６０Hzの二種に分けられ、作動電圧は約１１０Vと約２２０Vに分けられ、その特徴として、図１に示すように、電圧（又は電流）の幅の方向は時間の経過につれて周期的に変化する。

図１に示すように時間の経過につれて正弦法則により変化する交流電流は、交流変化正弦電圧と呼ばれる。一回の変化に必要な時間は交流変化電圧の周期と呼ばれ、Tで表示する。業界で２２０Vは、有効値を指し、そのピーク値は
倍の有効値である、即ち、

直流電圧（又は電流）の大きさと方向は時間の経過につれて変化しない。例えば曲線で電圧を表示した場合、水平の時間軸と平行する一本の直線であり、方向は変化せず、電圧（又は電流）の大きさが時間の経過につれて変化するものを直流電圧（又は電流）と呼ぶ。

工業用や民間用とも交流を直流に変換する必要があり、まず電流を一方向に流し（一方向導電）、そして幅を安定させる（フィルタリング）。交流電流源を一方向の電源に変換する過程を整流と呼ぶ。

従来技術において、整流電気回路は一般的に半波整流、全波整流、ブリッジ整流、電圧増倍整流回路に分けられ、整流電気回路は単相と多相（例えば三相）に分けられ、一般的に単相整流電気回路を指し、単相整流電気回路は公知技術で簡単に組み合わされ、多相の整流電流に応用される。

図２−１に半波整流電気回路を示す。コンデンサCLを接続しないと、その出力波形は図２−２に示すよう、脈動直流電流である。コンデンサCLを接続した後、その出力波形は図２−３の実線に示すよう、平滑な脈動直流電流である。電気回路を定常状態にした後、図２−１中の整流ダイオードD１は図２−３中のt１からt２まで時間内にのみ導通し、コンデンサCLに充電し、その他の時間にコンデンサCLが負荷RLに放電し、直流電圧を平滑するため、コンデンサCLを大きくする。コンデンサCLを大きくすると、t１からt２までの導通時間が短くなり、充電電流が極めて大きくなり、電気回路はこの時間に交流入力電圧の電流を消耗し、送電網の電圧波形の歪みを引き起こす。その部分の原理は人民郵電出版社の「安定電源」（１９８４年版、統一本番号は１５０４５・総２７９０−無６２６０）を参照してもよく、その本の第３３頁の図２−４.１もその原理を十分に表示した。

図３−１に全波整流電気回路を示す。一般的に直接には供給交流電源の整流に用いられず、変圧器を経て二組の電圧が同じ、位相が反対の電圧（中心タップ式）が得られ、使用できるようになる。コンデンサCLを接続しないと、その出力波形は図３−２に示すよう、脈動直流電流である。コンデンサCLを接続した後、その出力波形は図３−３の実線に示すよう、平滑な脈動直流電流である。電気回路を定常状態にした後、図３−１中の整流ダイオードD１aは図３−３中のt１からt２まで時間内にのみ導通する。整流ダイオードD１bは図３−３中のt３からt４まで時間内にのみ導通し、ダイオードが導通するとき、コンデンサCLに充電し、その他の時間にコンデンサCLが負荷RLに放電し、直流電圧を平滑するため、コンデンサCLを大きくする。コンデンサCLを大きくすると、t１からt２まで及びt３からt４までの導通時間が短くなり、充電電流が極めて大きくなり、電気回路はこの時間に交流入力電圧の電流を消耗し、変圧器B1により送電網の電圧波形の歪みを引き起こす。「安定電源」の第３５頁の図２−４.３もその原理を十分に表示した。歪みを発生した波形は正弦波ではなく、フーリエ変換によって多数の高調波に分解され、高調波は電源干渉の原因となる。

図４−１、図４−２、図４−３にブリッジ整流電気回路を示す。その三種の記述は通常のものであり、それらの接続関係は一致であり、図４−２は簡単な記述法である。コンデンサCLを接続しないと、その出力波形は図３−２に示されるのと同じで、脈動直流電流である。コンデンサCLを接続した後、その出力波形は図３−３の実線に示し、平滑な脈動直流電流である。電気回路を定常状態にした後、図４−１〜図４−２中の整流ダイオードD１aと整流ダイオードD１cは図３−３中のt１からt２まで時間内にのみ導通する。整流ダイオードD１bと整流ダイオードD１dは図３−３中のt３からt４まで時間内にのみ導通し、ダイオードが導通するとき、コンデンサCLに充電し、その他の時間にコンデンサCLが負荷RLに放電し、直流電圧を平滑するため、コンデンサCLを大きくする。コンデンサCLを大きくすると、t１からt２まで及びt３からt４までの導通時間が短くなり、充電電流が極めて大きくなり、電気回路はこの時間に交流入力電圧の電流を消耗し、送電網の電圧波形の歪みを引き起こす。「安定電源」の第３５頁の図２−４.３はその原理を十分に表示し、第３４頁第三段落は、「コンデンサがフィルタリングした全波整流に対して、図２−４.３に基づいて、閲覧者が自分で分析することができる。この分析はブリッジ整流にも適用する」。

上記の半波整流、全波整流、ブリッジ整流において、コンデンサの耐電圧は全て入力電圧の
倍より大きく、即ち入力電圧の1.４１４倍であり、２２０V交流の入力に対して、供給交流電源の電圧は不安定で、電圧はよく約２６４Vに上昇することを考慮し、フィルターコンデンサの耐電圧は全てそのピーク値の３７３Vより大きいことを要求し、余裕を持たせるため、一般的に４００Vの耐電圧又は４５０Vの耐電圧にする。

以上に鑑み、従来技術の整流電気回路は、平滑な直流電圧を得ようとすると、フィルターコンデンサを使用し、電気回路は交流電流がピーク値に近づくとき、供給交流電源から電流を吸収（流入）し、大量の民間用電器、工業設備ともそうであり、送電網中の正弦波電圧は酷く歪みを発生し、図５−１に示された電圧波形は、広州黄埔開発区東区工業園で２０１２年２月２４日の午前８：１７に収集した工業用電の波形である。図５−２に示された電圧波形は、同じ場所で２０１２年２月２４日の午前８：３９に収集した工業用電の波形であり、そのとき、多くの工場は既に作業中であった。波形を見やすくするため、整流電気回路の無フィルタリングコンデンサを用いて収集し、図５−２から、各工場の作業につれて電気使用は始まり、用電量は増加し、波形は明らかに更なる歪みを発生し、図５−２中の頂部は明らかに平坦になり、これは上記の理論的分析と一致する。

現在、既に力率補正回路を用いてこの問題を解決し、力率補正回路をPFC電気回路と略称（Power Factor Correctionの略語）する。整流電気回路を用いた後、小さな「フィルターコンデンサ」を用いて供給交流電源中の干渉ピーク（例えば、０.１uFから０.４７uFまで）を吸収し、整流した波形は図３−２と一致し、BOOSTトポロジーのスイッチング電源を用いて電圧を約４００V上昇した直流をその他の電気回路に給電し、高い力率を図り、送電網の電圧波形歪みを引き起こさないことを図る。

サイリスタの技術を用いて交流電流がピークに近づかないとき供給交流電源から電流を吸収し、整流電気回路の後ろにサイリスタを用い、得られた波形は図６−１に示し、１００斜線部分はサイリスタでチョッパ制御した後の出力の見取図であり、その欠点は大容量の負荷で作動できず、半波の低下部分でしか作動できないことである。大容量の負荷で作動できない原因は、「安定電源」の第３８頁の「三、逆L型フィルター」から第４０頁の「四、π型フィルター」の記載を参照のこと。

整流電気回路と交流電流との間でサイリスタを用い、得られた波形は図６−２に示す。現在、通常のトリガー技術は正半周のトリガー箇所と負半周のトリガー箇所とを非対称にすることができ、図６−２に示すように、１００斜線部分面積と１０１斜線部分面積とは等しくない。その欠点は、大容量の負荷で作動できず、抵抗性負荷又は誘導性負荷に適合し、半波の低下部分でしか作動できないことである。

小パワーが応用される場合、PFC電気回路はコストが高く、普及が困難である。小パワーの場合、交流を直流に変換する電気回路において、通常の整流電気回路は交流電流がピーク値に近づくとき供給交流電源から電流を吸収し、送電網の電圧波形の歪みは依然存在する。

以上に鑑み、本発明が解決しようとする課題は、交流を直流に変換する電気回路を提供し、交流入力した電圧に対して、交流を直流に変換する電気回路は交流電流が正弦波のピーク値に近づくときに交流電流から電流を吸収せず、交流電流の正弦波のピーク値以下の部分から整流し、且つそれぞれ正弦波の上昇及び低下領域で作動し、容量性負荷と共に作動できるようにすることである。

上記の技術課題を解決するため、本発明は交流を直流に変換する電気回路であり、整流電気回路、電圧検測電気回路、定電流源及び出力電気回路を備える。

前記定電流源は前記電圧検測電気回路と前記出力電気回路の制御端に電流を提供し（流入又は流出）、前記定電流源に流れる電流は前記定電流源が前記電圧検測電気回路に提供する電流と前記定電流源が出力電気回路に提供する電流の和である。

前記電圧検測電気回路は前記整流電気回路の出力電圧の瞬間値の増加に伴って、前記電圧検測電気回路の電圧検測出力端が吸収する（電圧検測出力端へ流れる）電流も大きくなり、前記定電流源が前記電圧検測電気回路に提供する電流が前記電圧検測電気回路に多く吸収されるほど、前記定電流源が前記出力電気回路の制御端に提供する電流も相応に小さくなる。

前記出力電気回路は前記定電流源が前記出力電気回路の制御端に提供する電流を拡大（増幅、増加）して出力する。

好ましくは、前記出力電気回路の出力端に電圧検測電気回路を接続することによって、精密で安定した電圧の出力を実現する。

本発明はAC/DCの小パワー電源に応用される上記交流を直流に変換する電気回路を提供する。

本発明の作動原理は以下の通りである。即ち、整流電気回路は供給交流電源を脈動直流電流に整流する。脈動直流電流の波形は図２−２又は図３−２に示す。電圧検測電気回路は整流電気回路の出力電圧の瞬間値の増加に伴って、電圧検測電気回路の電圧検測出力端が吸収する（電圧検測出力端へ流れる）電流も大きくなり、定電流源の電流が多く吸収されるほど、定電流源が出力電気回路の制御端に提供する電流も小さくなり、出力電気回路の出力電流はその制御端の電流を拡大（増幅、増加）する。即ち、以下のことを実現した。

整流電気回路の出力電圧の瞬間値が予定電圧値より小さい場合、電圧検測出力端の吸収電流は定電流源の電流より小さく、出力電気回路の制御端に電流が流れ、出力電気回路が整流した電圧瞬間値を出力する。

整流電気回路の出力電圧の瞬間値が予定電圧値と同じである場合、電圧検測出力端の吸収電流と定電流源の電流は同じであり、出力電気回路の制御端に電流が流れず、出力電気回路が出力しない。

整流電気回路の出力電圧の瞬間値が予定電圧値より大きい場合、電圧検測出力端の吸収電流は定電流源の電流より大きく、定電流源の電流は増大しないため、電圧検測出力端の吸収電流は定電流源の電流と等しくなるしかなく、出力電気回路の制御端口に電流が流れず、出力電気回路は出力しない。

予定電圧値を予め交流電流のピーク値より小さく設置する場合、本発明は交流電流が正弦波のピーク値に近づくときに交流電流から電流を吸収せず、交流電流の正弦波のピーク値以下の部分から整流し、且つそれぞれ正弦波の上昇又は低下領域で作動できる。

半波の電圧の上昇縁で作動する場合、整流電気回路の出力電圧の瞬間値が小から予定電圧値に近づくとき、出力電気回路の制御端の電流は大から小までの変化過程があり、出力電気回路内部を経て拡大（増幅、増加）して出力し、大きいから小さいまでの変化過程があり、このように、突然変化の信号がなく、供給交流電源を干渉にならない。

半波の電圧の低下縁で作動する場合、整流電気回路の出力電圧の瞬間値は大きいから予定電圧値に近づくとき、出力電気回路の制御端の電流はゼロから小さいまで、さらに次第に大きく変化し、出力電気回路内部を経て拡大して出力し、ゼロから小まで、さらに次第に大きく変化する。このように、突然変化の信号がなく、供給交流電源を干渉にならない。

出力電気回路の最大出力電流を予定電流値に限定する場合、本発明は初起動のとき発生した突入電流は予定電流値及びその以下になることによって、初起動の突入電流を有効に制御する。

漸次変化する過程があるため、容量性負荷で作動することができる。

本発明の電気回路は交流電流のピーク値以下のときにのみ負荷（後続の電気回路を含む）に給電し、整流電気回路、電圧検測電気回路、定電流源及び出力電気回路は抵抗やトランジスタからなるため、コンデンサやインダクタンスは一切なくてもよく、高度集成化を実現でき、低コストで交流を直流に変換する電気回路を実現し、且つ電気回路において高電圧コンデンサ、例えば高電圧電解コンデンサを排除することができ、且つ初起動通電、起動時に突入電流がなく、多くの本発明の電気回路ユニットを並列に接続した後、一つのスイッチによって制御でき、突入電流（サージ電流）も発生しない。体積が大きい高電圧無極性のコンデンサ又は高電圧電解コンデンサがないため、本発明の各種電気回路を用いれば小型化を容易に実現することができる。

時間の経過につれて正弦法則に従って変化する交流電流の波形図である。 半波整流電気回路の回路図である。 半波整流電気回路がフィルターコンデンサを接続しないときの出力電圧の波形図である。 半波整流電気回路がフィルターコンデンサを接続するときの出力電圧の波形図である。 全波整流電気回路の回路図である。 全波（又はブリッジ）整流電気回路がフィルターコンデンサを接続しないときの出力電圧の波形図である。 全波（又はブリッジ）整流電気回路がフィルターコンデンサを接続するときの出力電圧の波形図である。 ブリッジ整流電気回路の回路図である。 ブリッジ整流電気回路の簡易な描画法による回路図である。 ブリッジ整流電気回路のもう一つの簡易な描画法による回路図である ある工業区の送電網は会社出勤前の電圧の波形図である。 ある工業区の送電網は会社出勤後の電圧の波形図である。 整流後にサイリスタの技術を用いる波形図である。 整流前に両方向のサイリスタの技術を用いる波形図である。 本発明の実施例１の電気回路ブロック図である。 実施例１の具体的な電気回路略図である。 実施例１が入力電圧１１０V/５０Hz下の実測の波形図である。 実施例１が入力電圧７１V/５０Hz下の実測の波形図である。 実施例１が入力電圧１１０V/５０Hz下、フィルターコンデンサがある実測の波形図である。 もう一つの電圧検測電気回路図である。 本発明の実施例２の電気回路図である。 もう一つの定電流源である。 本発明の実施例３の電気回路図である。 もう一つの出力電気回路図である。 本発明の実施例４の電気回路図である。 本発明の実施例５の電気回路ブロック図である。 実施例５の具体的な電気回路略図である。 実施例５が入力電圧１１０V/５０Hz下の実測の波形図である。 実施例５が入力電圧１１０V/５０Hz下、フィルターコンデンサがある実測の波形図である。 本発明の実施例６の電気回路図である。 本発明の実施例７の電気回路図である。 本発明の実施例８の電気回路図である。 本発明が提供するAC/DCの小パワーの非隔離、隔離電源の電気回路のトポロジーである。

図７−１は実施例１の電気回路ブラック図であり、図７−２は実施例１の電気回路図である。図７−１のブラック図は上記の技術方案１の接続関係（整流電気回路１０２、電圧検測電気回路１０３、定電流源１０４及び出力電気回路１０５を含む）はっきり呈示する。整流電気回路の交流入力端１０６は交流入力に接続し、整流電気回路の交流入力端１０６は二つあり、理論上、交換することができ、ここでは同様であるため区分しない。整流電気回路出力端１０７と１０８は電圧検測電気回路を並列に接続し、電圧検測電気回路１０３は少なくとも三つの端口があり、即ち電圧検測入力正端１０９、電圧検測入力負端１１０、電圧検測出力端１１１である。定電流源１０４は少なくとも二つの端口があり、即ち入力端１１２と出力端１１３である。出力電気回路１０５は少なくとも三つの端口があり、即ち入力端口１１４、出力端口１１５及び制御端口１１６である。電圧検測入力正端１０９は整流電気回路１０２の出力正端１０７に接続し、電圧検測入力負端１１０は整流電気回路１０２の出力負端１０８に接続し、電圧検測出力端１１１は出力電気回路１０５の制御端口１１６に接続すると共に、定電流源１０４の出力端１１３に接続し、定電流源１０４の入力端１１２は整流電気回路１０２の出力正端１０７に接続し、整流電気回路１０２の出力負端１０８も出力電気回路１０５の入力端口１１４に接続し、出力電気回路１０５の出力端口１１５、即ち本発明の交流を直流に変換する電気回路の出力負端であり、整流電気回路正端１０７、即ち本発明の交流を直流に変換する電気回路の出力正端である。

本発明の作動原理は以下の通りである。即ち、整流電気回路１０２は供給交流電源を脈動直流電流に整流し、脈動直流電流の波形は図２−２又は図３−２に示し、電圧検測電気回路１０３の電圧は整流電気回路１０２の出力端の電圧瞬間の電圧値と共に上昇し、電圧検測電気回路１０３の電圧検測出力端１１１の吸収電流I２が大きくなり、定電流源１０４からより多くの電流I１を吸収すれば、定電流源１０４からより少なくの電流I３は出力電気回路１０５の制御端口１１６に流される。拡大（増幅、増加）された制御端口１１６に流れる電流I３は出力電気回路１０５の出力電流となる。以下を実現した。即ち、

整流電気回路１０２の出力電圧瞬間値が所定電圧値より小さく、電圧検測出力端１１１の吸収電流１２は定電流源１０４の電流I１より小さい場合、出力電気回路の制御端口１１６に電流が流れ、出力電気回路は整流した電圧瞬間値を出力する。

整流電気回路１０２の出力電圧瞬間値が予定電圧値と同じで、電圧検測出力端１１１の吸収電流１２が定電流源１０４の電流I１と同じである場合、出力電気回路の制御端口１１６に電流は流れることなく、出力電気回路は出力しない。

整流電気回路１０２の出力電圧瞬間値は予定電圧値より大きく、電圧検測出力端１１１の吸収電流１２が定電流源１０４の電流I１より大きい場合、定電流源１０４の電流I１は増大せず、電圧検測出力端１１１の吸収電流I２は定電流源１０４の電流I１と等しく、出力電気回路１０５の制御端口１１６に電流は流れることなく、出力電気回路１０５は出力しない。

コンデンサCLと負荷抵抗RLは実施効果を説明するために追加したものである。

図７−２は実施例１の具体的な電気回路図であり、次に一組の実験データに基づき、作動原理を併せて実施例１の図７−１の効果を説明する。電気回路のパラメーターは以下の通りである。即ち、

整流電気回路１０２は一つのダイオードD２０からなり、１N４００７であり、半波整流電気回路である。

電圧検測電気回路１０３は抵抗R２１、抵抗R２２、抵抗R２３、及びNPN型トランジスタTR２１、NPN型トランジスタTR２２からなり、電圧検測電気回路１０３は本実施例において鏡像定電流源で実現され、抵抗R21は抵抗R２３の一端と接続し、接続点は電圧検測入力負端１１０に形成され、抵抗R２１のもう一端はトランジスタTR２１のエミッタと接続し、トランジスタTR２１のベースとコレクタは接続され、トランジスタTR２２のベースと接続し、その接続点は抵抗R２２の一端に接続し、抵抗R２２のもう一端は電圧検測入力正端１０９を形成する。抵抗R２３のもう一端はトランジスタTR２２のエミッタに接続され、トランジスタTR２２のコレクタは電圧検測出力端１１１である。

抵抗R２１は５１KΩ、抵抗R２２は１０MΩ、抵抗R２３は１KΩ、トランジスタTR２１、トランジスタTR２２は２N５５５１タイプのNPNトランジスタである。

定電流源１０４は抵抗R２４とR２５及びPNP型トランジスタTR２３とPNP型トランジスタTR２４からなり、この電気回路の接続関係は公知技術であり、童詩白が筆頭著者である「アナログ電子技術基礎」第二版（この本のISBN番号は７−０４−０００８６８−８/TN−５３）の第２６６頁図P３−２１、第２７０頁図P３−３２を参照する。ここではさらに述べない。その定電流はおよそ以下の通りである。即ち、
［式１］
式中Ｉ_Ｏは図７−２中のトランジスタＴＲ２４のコレクタの定電流であり、即ち図７−１中のＩ１であり、Ｕ_ＢＥはトランジスタＴＲ２３のベース、エミッタの電圧降下であり、シリコントランジスタは一般的に約０．６Ｖにし、実測値に基づいて代入し、Ｒ_２５は抵抗Ｒ２５の抵抗値である。

ある原因によってトランジスタＴＲ２４のコレクタの電流が大きくなる時、トランジスタＴＲ２４のエミッタの電流も同期に大きくなり、抵抗Ｒ２５における電圧降下が大きくなり、トランジスタＴＲ２３のベース電流は大きくなり、トランジスタＴＲ２３はこのベース電流を拡大し（増幅、増加）、そのコレクタの電流は大きくなり、トランジスタＴＲ２４のベース電圧を上昇させ、トランジスタＴＲ２４のコレクタの電流は式（１）の数値に戻る。

ある原因によってトランジスタＴＲ２４のコレクタの電流が小さくなる時、トランジスタＴＲ２４のエミッタの電流が同期に小さくなり、抵抗Ｒ２５における電圧降下が小さくなり、トランジスタＴＲ２３のベース電流が小さくなり、トランジスタＴＲ２３は遮断に近づき、トランジスタＴＲ２３のコレクタの電流は小さくなり、トランジスタＴＲ２４のベース電圧を低下させ、トランジスタＴＲ２４のコレクタの電流は式（１）の数値に戻る。

抵抗Ｒ２４は３.３ＫΩ、抵抗Ｒ２５は５.１ＫΩ、トランジスタＴＲ２３は２Ｎ５４０１、トランジスタＴＲ２４はＡ９２型のＰＮＰトランジスタである。その特性の実測値は表１に示す。

表中の作動電圧とは抵抗R２４の下端、即ち１０８の一端と１１２の一端を接続する電圧を指す。表から定電流特性をほぼ実現した。

出力電気回路１０５は定電圧ダイオードD２１、NPN型トランジスタTR２５からなり、定電圧ダイオードD２１の陰極は出力電気回路の制御端口１１６であり、定電圧ダイオードD２１の陽極はトランジスタTR２５のベースに接続し、トランジスタTR２５のエミッタは出力電気回路の入力端口１１４であり、トランジスタTR２５のコレクタは出力電気回路の出力端口１１５である。

定電圧ダイオードD２１は３.３Vの定電圧トランジスタであり、NPN型トランジスタTR２５はA４２タイプの二つのNPN型トランジスタから複合して構成される。

電気回路の作動原理は発明内容中の技術方案における作動原理と同じであり、ここではさらに述べない。

測定しやすくするため、コンデンサCLは４７uF/１００Vの電解コンデンサであり、負荷抵抗RLは１〜１０KΩの加減抵抗である。

電気回路の組立てを完成した後、コンデンサCLを接続せず、図７−２に示すように、オシログラフの経路２で１０８から１０７までの波形を観察し、記録する。さらにオシログラフの経路１で本発明の交流を直流に変換する電気回路の出力端の波形、即ち１１５端から１０７端までの波形を観察する。オシログラフのタイプはテクトロニクス（Tektronix）社のTDS3012Cである。同時測定するため、経路１と経路２、共に接地せず、そのうち一つの経路はテクトロニクス社の本来付属する隔離プローブを使って測定する。経路の符号は図中の左側にあり、経路１の数字「１」は白い小枠中にあり、経路２の数字「２」は黒い小枠中にある。

図７−３は実測の波形であり、即ち隔離プローブを加えた実測の波形である。入力の交流は１１０V/５０Hzであり、経路２の波形から、交流電流の半波の実体は歪みが大きく、条件に限り、測定に用いるための完璧な正弦波を見つけていない。経路１の波形から、半波ごとに、本発明の電気回路は二回導通し、入力半波のピーク値は１５２Vであるが、本発明の電気回路の出力電圧ピーク値は３７.２Vである。

入力交流を約７１V/５０Hzに低下させたと、実測波形は図７−４に示す。入力半波のピーク値は１００Vに低下するが、本発明の電気回路の出力電圧のピーク値は依然として３７.２Vである。

即ち本発明の出力電圧は入力電圧と関連せず、完全に電気回路の実体のパラメーターによって決まる。負荷が変化しない場合、定電圧出力を実現した。

コンデンサCLを接続し、即ちフィルターコンデンサを加え、負荷抵抗RLは１KΩであり、実測出力波形は図７−５に示す。図７−５中の上側の曲線は負荷抵抗両端の波形であり、平滑な直流電流が得られ、半波ごとに二回充電することが分かる。従来技術では、半波ごとに一回充電しなければならない。

事実上、当業者にとって、各素子のパラメーターを調整して、異なる出力電圧と最大の整流電流が得られる。

これにより、本発明は論理面、実験面に関わらず、発明の目的を実現できることを証明した。

図７−２中の電圧検測電気回路１０３を図８に示す電気回路に交換し、交換するとき、厳密に実施例１中の接続関係に従って行い、実施例２が得られる。

図８の電圧検測電気回路は抵抗R２０１、抵抗R２０２、抵抗R２０３、及びトランジスタTR２０１からなり、電圧検測入力正端１０９は抵抗R２０２の一端であり、抵抗R２０２のもう一端は抵抗R２０１と接続し、接続点は同時にトランジスタTR２０１のベースに接続し、抵抗R２０１のもう一端は抵抗R２０３の一端に接続し、接続点は電圧検測入力負端１１０を形成し、抵抗R２０３のもう一端はトランジスタTR２０１のエミッタと接続し、トランジスタTR２０１のコレクタは電圧検測出力端１１１になる。事実上、この電気回路は標準の公知のエミッタ共用の拡大（増幅）電気回路であり、１０９から１１０に加えた電圧は入力電圧であり、Vinとする。それでは、電圧検測出力端１１１の吸収電流I２は以下の通りである。即ち、

［式２］
式中、一般的にUbeは０.５V〜０.８Vであり、トランジスタTR２０１のベースからエミッタまでの導通電圧降下であり、通常値０.６V〜０.７Vの間とする。式（２）から、トランジスタTR２０１のコレクタの電流は入力電圧Vinに正比例し、即ち電圧検測電気回路の吸収電流は作動電圧の上昇に伴って増加し、即ち図８の電圧検測出力端１１１の吸収電流は作動電圧の上昇に伴って増大し、その最大電流は図７−１中の定電流源１０４に制限され、定電流源１０４の全ての電流は図８の電圧検測出力端１１１に消耗される。図７−１では、出力電気回路１０５は完全に出力しない。即ち本発明の整流点は予め設置することによって実現される。

実施例２の原理図は図９に示すように、電圧検測電気回路１０３は実施例１と異なる以外、ほかの素子のパラメーターと同じである。図９中の電圧検測電気回路１０３の素子のパラメーターは以下の通りである。即ち、抵抗R２０１は２７０KΩ、抵抗R２０２は９.１MΩ、抵抗R２０３は５.１KΩ、トランジスタTR２０１のタイプはS９０１４である。

入力交流は１１０V/５０Hz以下で実測された場合、発明の目的を実現することができる。その出力特性は図７−３、図７−４、図７−５とほぼ一致し、以上の三つの図の中Ch１の測定値はそれぞれ３７.９V、３７.９V及び２６.５Vである。

電気回路の作動原理は発明内容中の技術方案中の作動と同じであり、ここではさらに述べない。

事実上、当業者にとって、各素子のパラメーターを調整して、異なる出力電圧と最大整流電流を得られる。

図７−２中の定電流源１０４を図１０に示すもう一つの定電流源電気回路に交換するとき、厳密に実施例１中の接続関係に従って行い、実施例３が得られる。図１１に実施例３の原理図を示す。図１０の定電流源１０４は抵抗R２０４、抵抗R２０５、ダイオードD２０１、ダイオードD２０２、及びトランジスタTR２０４からなり、ダイオードD２０１の陽極は抵抗R２０５と接続し、接続点は定電流源１０４の入力端１１２を形成し、ダイオードD２０１の陰極はダイオードD２０２陽極と接続し、ダイオードD２０１の陰極は抵抗R２０４と接続し、接続点は同時にトランジスタTR２０４のベースに接続し、トランジスタTR２０４のエミッタは抵抗R２０５のもう一端と接続し、トランジスタTR２０４のコレクタは定電流源１０４の出力端１１３である。抵抗R２０４のもう一端は整流電気回路１０２の出力の負端１０８に接続する。

事実上、この電気回路は公知の定電流源電気回路であり、その定電流I１は以下の通りである。即ち、

［式３］

式中、Ubeは一般的に０.５V〜０.８Vの間で、トランジスタTR２０４のベースからエミッタまでの導通の電圧降下であり、好ましく計算値０.６V〜０.７Vの間にし、U_D201とU_D202はそれぞれダイオードD２０１とダイオードD２０２が電気回路における正方向導通の電圧降下であり、R２０５は抵抗R２０５の抵抗値であり、U_D201とU_D202とUbeはほぼ等しいため、簡易な計算だとダイオードの電気回路における正方向導通の電圧降下を抵抗R２０５で割った抵抗値である。

実施例３の原理図を図１１に示す。定電流源１０４は実施例１と異なる以外、その素子のパラメーターは同じであり、図１１中の電圧定電流源１０４の素子のパラメーターは以下の通りである。即ち、抵抗R２０５は５.１KΩ、抵抗R２０４は３.９MΩであり、トランジスタTR２４はA９２タイプのPNP型トランジスタである。同様に、約１００uAの定電流源を実現した。

入力電流が１１０V/５０Hz以下で実測される場合、発明の目的を実現することができ、その出力特性は図７−３、図７−４、図７−５とほぼ完全一致し、上記の三つの図中のCh１の測定値はそれぞれ３７.６V、３７.６V及び２６.４Vである。

電気回路の作動原理は発明内容中の技術方案における作動原理と同じであり、ここではさらに述べない。

事実上、当業者にとって、各素子のパラメーターを調整して、異なる出力電圧と最大整流電流が得られる。

出力電気回路１０５は少なくとも三つの端口、入力端口１１４、出力端口１１５、及び制御端口１１６である。

図７−２中の定電流源１０５を図１２に示すもう一つの出力電気回路に交換するとき、厳密に実施例１中の接続関係に従って行い、実施例４が得られる。図１３に実施例４の原理図を示す。図１２の出力電気回路１０５は定電圧ダイオードD２１、及びNPN型トランジスタTR２５とPNP型トランジスタTR２６からなり、定電圧ダイオードD２１の陰極は出力電気回路の制御端口１１６であり、定電圧ダイオードD２１の陽極はトランジスタTR２５のベースと接続し、トランジスタTR２５のエミッタは出力電気回路の入力端口１１４であり、トランジスタTR２５のコレクタはトランジスタTR２６のベースと接続し、トランジスタTR２６のエミッタは出力電気回路の出力端１１７である。上記に記述したように、出力電気回路１０５は少なくとも三つの端口であり、出力端口１１７は新に付加した第４端口である。トランジスタTR２６のコレクタは出力電気回路の出力端口１１５である。

トランジスタTR２５のコレクタに電流が流れると、トランジスタTR２６のベースに導入し、トランジスタTR２６によって拡大した後トランジスタTR２６のコレクタを経て出力する。異なるのは出力電気回路１０５の出力端口１１５は本実施例の交流を直流に変換する電気回路の出力正端に変換し、整流電気回路負端１０８、即ち本発明の交流を直流に変換する電気回路の出力負端である。

実施例４の原理図は図１３に示す。出力電気回路１０５は実施例１、作動原理が実施例１の出力電気回路１０５の部分と異なる以外、他は同じであり、ここではさらに述べない。

同様に、当業者にとって、各素子のパラメーターを調整して、異なる出力電圧と最大整流電流が得られる。

実施例１〜実施例４の整流電気回路をブリッジ整流電気回路に変換すると、同様に発明の目的を実現することができる。

図１４−１は実施例５の電気回路ブロック図であり、図１４−２は実施例５の電気回路図である。図１４−１のブロック図は上記の技術方案２の接続関係（整流電気回路１０２、電圧検測電気回路１０３、定電流源１０４及び出力電気回路１０５を含む）はっきりに呈示する。整流電気回路の交流入力端１０６は交流入力を接続し、整流電気回路の交流入力端１０６は二つあり、理論上で交換することができ、ここでは同様であるため区分しない。整流電気回路１０２の出力端１０７と１０８は電圧検測電気回路を並列に接続し、電圧検測電気回路１０３は少なくとも三つの端口があり、即ち電圧検測入力正端１０９、電圧検測入力負端１１０、電圧検測出力端１１１である。定電流源１０４は少なくとも二つの端口があり、即ち入力端１１２と出力端１１３である。出力電気回路１０５は少なくとも三つの端口があり、即ち入力端口１１４、出力端口１１５及び制御端口１１６である。電圧検測入力正端１０９は整流電気回路１０２の出力正端１０７に接続し、電圧検測入力負端１１０は整流電気回路１０２の出力負端１０８に接続し、電圧検測出力端１１１は出力電気回路１０５の制御端口１１６に接続すると共に、定電流源１０４の入力端１１２に接続し、定電流源１０４の出力端１１３は整流電気回路１０２の出力負端１０８に接続し、電圧検測出力端１１１は出力電気回路１０５の制御端口１１６に接続すると共に、定電流源１０４の入力端１１２に接続し、定電流源１０４の出力端１１３は整流電気回路１０２の出力負端１０８に接続し、整流電気回路１０２の出力正端１０７は出力電気回路１０５の入力端口１１４にも接続し、出力電気回路１０５の出力端口１１５、即ち本発明の交流を直流に変換する電気回路の出力正端であり、整流電気回路１０２の出力負端１０８、即ち本発明の交流を直流に変換する電気回路の出力負端である。

コンデンサCLと負荷抵抗RLは実施効果を説明するため追加したものである。

図１４−２は実施例５の具体的な電気回路図であり、次に一組の実験データに基づき、作動原理を併せて実施例５の図１４−１の効果を説明し、電気回路のパラメーターは以下の通りである。即ち、

整流電気回路１０２は四つのダイオードからなるブリッジ整流電気回路であり、それぞれダイオードD２２、ダイオードD２３、ダイオードD２４、ダイオードD２５であり、ダイオードD２２の陰極はダイオードD２３の陰極と接続して、整流電気回路１０２の出力正端１０７を形成し、ダイオードD２４の陽極はダイオードD２５の陽極と接続して、整流電気回路１０２の出力正端１０８を形成し、ダイオードD２２の陽極はダイオードD２５の極陰と接続して、交流入力端１０６を形成し、ダイオードD２３の陽極はダイオードD２４の陰極と接続して、もう一つの交流入力端１０６を形成する。

電圧検測電気回路１０３は抵抗R２１、抵抗R２２、抵抗R２３、及びNPN型トランジスタTR２１、PNP型トランジスタTR２２からなり、電圧検測電気回路１０３は本実施例において鏡像定電流源で実現され、抵抗R２１は抵抗R２３の一端と接続し、接続点は電圧検測入力正端１０９に形成され、抵抗R２１のもう一端はトランジスタTR２１のエミッタと接続し、トランジスタTR２１のベースとコレクタは接続され、トランジスタTR２２のベースと接続し、その接続点は抵抗R２２の一端に接続し、抵抗R２２のもう一端は電圧検測入力負端１１０を形成する。抵抗R２３のもう一端はトランジスタTR２２のエミッタと接続し、トランジスタTR２２のコレクタは電圧検測出力端１１１である。

定電流源１０４は抵抗R２４と抵抗R２５、及びNPN型トランジスタTR２４とNPN型トランジスタTR２４からなり、この電気回路の接続関係は公知技術であり、抵抗R２４のトランジスタTR２４のベースと接続しない一端は、整流電気回路１０２の出力正端１０７に接続し、トランジスタTR２４のエミッタは定電流源１０４の入力端１１２であり、トランジスタTR２３のコレクタと抵抗R２５の接続点は定電流源１０４の出力端１１３であり、その作動原理は実施例１中の定電流源と同じであり、ただトランジスタの極性のみ異なり、ここではさらに述べない。

出力電気回路１０５は定電圧ダイオードD２１、PNP型トランジスタTR２５a、PNP型トランジスタTR２５bからなり、定電圧ダイオードD２１の陽極は出力電気回路の制御端口１１６であり、定電圧ダイオードD２１の陰極はトランジスタTR２５aのベースに接続し、トランジスタTR２５aのエミッタはトランジスタTR２５bのベースに接続し、トランジスタTR２５bのエミッタは出力電気回路の入力端口１１４であり、トランジスタTR２５aのエミッタとトランジスタTR２５bのエミッタは一体に接続され、出力電気回路の出力端口１１５を形成する。

本発明の作動原理は以下の通りである。即ち、整流電気回路１０２は供給交流電源を脈動直流電流に整流する。脈動直流電流の波形は図２−２又は図３−２に示す。電圧検測電気回路１０３は整流電気回路１０２の出力電圧の瞬間値の電圧の増加に伴って、電圧検測電気回路１０３の電圧検測出力端１１１が吸収する（電圧検測出力端１１１へ流れる）電流I２も大きくなり、定電流源１０４の電流I１が多く吸収される（流入する）ほど、定電流源１０４は出力電気回路１０５の制御端１１６に提供する電流I３も小さくなり、出力電気回路１０５の出力電流はその制御端１１６の電流I３を拡大する。即ち、以下のことを実現した。

整流電気回路１０２の出力電圧の瞬間値が予定電圧値より小さい場合、電圧検測出力端１１１の吸収電流（流入電流）I２は定電流源１０４の電流I１より小さく、出力電気回路１０５の制御端１１６に電流が流れ、出力電気回路が整流した電圧瞬間値を出力する。

整流電気回路１０２の出力電圧の瞬間値が予定電圧値と同じである場合、電圧検測出力端１１１の吸収電流I２と定電流源１０４の電流I１は同じであり、出力電気回路の制御端１１６に電流が流れず、出力電気回路が出力しない。

整流電気回路１０２の出力電圧の瞬間値が予定電圧値より大きい場合、電圧検測出力端１１１の吸収電流I２は定電流源の電流I１より大きく、定電流源１０４の電流I１は増大しないため、電圧検測出力端１１１の吸収電流I２は定電流源１０４の電流I１と等しくなるしかできない。出力電気回路１０５の制御端口１１６に電流が流れず、出力電気回路１０５が出力しない。

上記のように発明の目的を実現することができる。次に一組の実測データにより効果を説明する。測定しやすくするため、コンデンサCLは４７uF/１００Vの電解コンデンサであり、負荷抵抗RLは１〜１０KΩの加減抵抗である。図１４−２において、ダイオードD２２、ダイオードD２３、ダイオードD２４、ダイオードD２５とも１N４００７であり、定電圧ダイオードD２１は５.１Vの定電圧トランジスタである。抵抗R２１は５１KΩであり、抵抗R２２は２０MΩであり、抵抗R２３は１KΩであり、抵抗R２４は３.３MΩであり、抵抗R２５は５.６KΩである。トランジスタTR２１、トランジスタTR２２とも２N５４０１タイプのPNP型トランジスタである。トランジスタTR２３、トランジスタTR２４とも２N５５５１タイプのNPNトランジスタである。トランジスタTR２５aとTR２５bのタイプともA９２である。

電気回路の組立てを完成した後、コンデンサCLを接続せず、図１４−２に示すように、オシログラフの経路２で１０８から１０７までの波形を観察し、同時にオシログラフの経路１で本発明の交流を直流に変換する電気回路の出力端の波形、即ち１１５端から１０８端までの波形を観察する。オシログラフの接地端は１０８に接続される。オシログラフのタイプはテクトロニクス（Tektronix）社のTDS3012Cである。経路の符号は図中の左側にあり、経路１の数字「１」は白い小枠中にあり、経路２の数字「２」は黒い小枠中にある。

図１４−３は実測の波形である。入力の交流は１１０V/５０Hzであり、経路２の波形から、交流電流の半波の実体は歪みが大きく、条件に限り、測定に用いるための完璧な正弦波を見つけていない。経路１の波形から、半波ごとに、本発明の電気回路が二回導通し、入力半波のピーク値は１５７Vであるが、本発明の電気回路の出力電圧ピーク値は８３.０Vである。

入力交流を約７１V/５０Hzに低下させると、入力半波のピーク値は１００Vに低下するが、本発明の電気回路の出力電圧のピーク値は依然として８３.０Vであり、作動原理に合致する。即ち本発明の出力電圧と入力電圧とは関連せず、完全に電気回路実体のパラメーターによって決められる。負荷を変化せず、定電圧出力を実現した。

コンデンサCLを接続し、即ちフィルターコンデンサを加え、負荷抵抗RLは１KΩであり、実測出力波形は図１４−４に示す。図１４−４中の上側の曲線は負荷抵抗両端の波形であり、平滑な直流電流が得られ、電圧値は約６６．２Vであり、半波ごとに二回充電することが分かる。従来技術では、半波ごとに一回充電しなければならない。

これにより、本発明は論理面、実験面に関わらず、発明の目的を実現できることを証明した。

事実上、当業者にとって、各素子のパラメーターを調整して、異なる出力電圧と最大の整流電流が得られる。実施例２、実施例３、実施例４の方法を用いて、他の整流電気回路１０２、電圧検測電気回路１０３、定電流源１０４、出力電気回路１０５を別々又は任意に組合せて交替しても、同様に発明の目的を実現できる。

図１５に示すのは、図１４−２に示す電気回路を図１５中の電圧検測電気回路１０３に交換したものである。図１５の電圧検測電気回路１０３は抵抗R２１、抵抗R２２、抵抗R２３、ダイオードD２６、及びPNP型トランジスタTR２２からなり、抵抗R２１は抵抗２３の一端と接続し、接続点は電圧検測入力正端１０９を形成し、抵抗R２１のもう一端はダイオードD２６の陽極と接続し、ダイオードD２６の陰極はトランジスタTR２２のベースと接続し、その接続点は抵抗R２２の一端に接続し、抵抗R２２のもう一端は電圧入力負端１１０を形成する。抵抗R２３のもう一端はトランジスタTR２２のエミッタと接続し、トランジスタTR２２のコレクタは電圧検測出力端１１１である。

実施例６の作動原理は上記の実施例５と同じであり、同様に発明の目的を実現できる。

図１６に示すのは、図１４−２に示す１０４を図１６中の定電流源１０４に交換したものである。図１６の定電流源１０４は抵抗R２４と抵抗R２５、及びNPN型トランジスタTR２４と定電圧ダイオードD２７からなり、この電気回路の接続関係は公知技術であり、定電圧ダイオードD２７の陽極は抵抗R２４のベースと接続し、且つトランジスタTR２４と接続し、抵抗R２４のトランジスタTR２４のベースと接続しない一端は、整流電気回路１０２の出力正端１０７に接続し、トランジスタTR２４のエミッタは定電流源１０４の入力端１１２であり、定電圧ダイオードD２７の陰極と抵抗R２５の接続点は定電流源１０４の出力端１１３であり、同様に定電流源を実現する。

実施例７の作動原理は上記の実施例５と同じであり、同様に発明の目的を実現できる。

図１７に実施例８を示す。実施例７を基に、図１７に示すように、電圧検測電気回路１１８を追加し、電圧検測電気回路１１８は少なくとも三つの端口があり、即ち電圧検測入力正端１１９、電圧検測入力負端１２０、電圧検測出力端１２１である。実は電圧検測電気回路１１８は電圧検測電気回路１０３と機能が同じであり、電圧検測電気回路１１８の１１９、１２０、１２１はそれぞれ電圧検測電気回路１０３の１０９、１１０、１１１の三つの端口に対応する。

電圧検測電気回路１１８は抵抗R２６、抵抗R２７、定電圧ダイオードD２８、及びNPN型トランジスタTR２７からなり、定電圧ダイオードD２８の陰極は電圧検測入力正端１１９であり、定電圧ダイオードD２８の陽極は抵抗R２６の一端に接続し、抵抗R２６のもう一端は抵抗R２７の一端に接続すると共に、トランジスタTR２７のベースと接続し、抵抗R２７のもう一端はトランジスタTR２７のエミッタと接続し、且つ電圧検測入力負端１２０を形成し、トランジスタTR２７のコレクタは電圧検測出力端１２１である。

電圧検測電気回路１１８の電圧検測入力正端１１９は出力電気回路１０５の出力端口１１５に接続し、電圧検測電気回路１１８の電圧検測入力負端１２０は本発明の交流を直流に変換する電気回路の出力負端、即ち１０８に接続し、電圧検測電気回路１１８の電圧検査出力端１２１は定電流電気回路に接続し、出力端口１１５の出力は過電圧であるとき、確実にトランジスタTR２７を導通し、定電流源を切断し、このように、出力電気回路の制御端口１１６は電流がないため、作動せず、出力を切断し、これにより、確保された出力端の出力電圧は約以下の通りである。即ち、

［式４］

抵抗R２７の端電圧はトランジスタTR２７の導通電圧降下に制限され、この点を利用して、式（４）が得られ、式中、U_D28は定電圧ダイオードD２８の定電圧値である。

実施例８は発明の目的を実現できることだけでなく、精密な出力の定電圧を実現できる。実施例８の改良として、１１９端はフィルター回路網の出力端に接続し、このようにより小さいリップル電圧の出力を実現することができる。

電圧検測電気回路１１８は上記実施例の電圧検測電気回路１０３に加えられ、ダイオード、トランジスタの極性を注意すれば、同様に各自の実施例の目的を実現できる。

上記の実施例の電気回路中の「負荷抵抗RL」を非隔離又は隔離機能を有するDC/DC電気回路に代替し、例えば、自励プッシュプル式変換器、RCC(Ringing Choke Converter)変換器、フライバックコンバータ（Flyback Converter）電気回路で、AC/DC小パワーの隔離電源を実現することができ、定電圧出力と非定電圧出力を含む。図１８はこの応用電気回路のトポロジーを表示し、その中、１２２はDC/DC変換器（スイッチング電源）であり、同様に、高電圧無極性コンデンサ又は高電圧電解コンデンサを使用しないため、本発明のAC/DC小パワーの隔離電源は同様に小型化を実現することができ、起動時に突入電流を発生しない。

図１８中の１２２をPFC電気回路とすると、本電気回路は同様に作動することができる。

以上は本発明の好ましい実施方式でしかなく、上記好ましい実施方式は本発明を限定せず、本発明の保護範囲は特許請求が限定する範囲に基づく。当業者にとって、本発明の技術主旨及び内容を逸脱しない範囲で、若干の改良及び修正を行うことができ、例えば、公知のトランジスタの複合トランジスタを用いて相応するトランジスタを代替すること。PNP型トランジスタをNPN型トランジスタに代替し、電源の入力電圧の極性を逆にし、隔離のDC/DC変換器として圧電セラミックス技術を用いて、電界効果トランジスタを上記のトランジスタに代替するなど、それらの改良及び修正は全て本発明権利の保護範囲にあるとみなす。

Claims (5)

1. 交流を直流に変換する電気回路であって、
   整流電気回路、電圧検測電気回路、定電流源及び出力電気回路を備え、
   前記整流電気回路は交流電流を脈動直流電流に整流し、
   前記定電流源は前記電圧検測電気回路の電圧検測出力端と前記出力電気回路の制御端に電流を提供し、前記定電流源に流れる電流は前記定電流源が前記電圧検測電気回路に供給する電流と前記定電流源が前記出力電気回路に供給する電流の和であり、
   前記電圧検測電気回路は前記整流電気回路の出力電圧の瞬間値の増加に伴って、前記電圧検測電気回路の電圧検測出力端が吸収する電流も大きくなり、前記定電流源の電流が多く吸収するほど、前記定電流源は前記出力電気回路の制御端に供給する電流も小さくなり、
   前記出力電気回路はその定電圧ダイオードに接続される制御端口に流れる電流を増幅して出力端口から電流を出力するよう、入力端口に前記整流電気回路を接続し、前記出力端口と前記整流電気回路の間に接続された後続負荷に電流を供給することを特徴とする交流を直流に変換する電気回路。
   
2. 前記定電流源の出力電流はそれぞれ前記電圧検測電気回路と前記出力電気回路に流れることを特徴とする請求項１に記載の交流を直流に変換する電気回路。
   
3. 前記定電流源が前記電圧検測電気回路に供給する電流と前記定電流源が出力電気回路に供給する電流の合計の電流は、前記定電流源に流れることを特徴とする請求項１に記載の交流を直流に変換する電気回路。
   
4. 前記出力電気回路の出力端は一つの電圧検測電気回路に接続することを特徴とする請求項１に記載の交流を直流に変換する電気回路。
   
5. 請求項１から４の何れか一項に記載する交流を直流に変換する電気回路が、AC/DC小力電源に応用されることを特徴とする交流を直流に変換する電気回路。