CN105577003B

CN105577003B - 一种带有源功率因数校正的开关电源

Info

Publication number: CN105577003B
Application number: CN201610040059.2A
Authority: CN
Inventors: 王保均
Original assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Current assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority date: 2016-01-21
Filing date: 2016-01-21
Publication date: 2017-12-29
Anticipated expiration: 2036-01-21
Also published as: US10536998B2; US20190029086A1; WO2017124748A1; CN105577003A

Abstract

一种带有源功率因数校正的开关电源，包括PFC，滤波电路，主功率级，电容C1，指示电路，交流输入IN经PFC连接C1，再经过指示电路连接滤波电路，指示电路由具有单向导电的LED和电感L并联组成，且PFC通过L向主功率级供电的电流方向与LED的导通方向相反。当电容C2正常时，主功率级的激磁电流基本上不出现在电感L中，LED不发光；电容C2的ESR上升较大时，激磁电流出现在L中，主功率级中功率管关断时，流过L的激磁电流无法突变，经过发光器LED续流并让LED发光，LED可以是光耦的发光器，这样获得提醒：开关电源的电解电容C2的ESR已上升，已存在失效的风险，避免损失的扩大，本发明具有附加成本低、效率不变、实施容易的特点。

Description

一种带有源功率因数校正的开关电源

技术领域

本发明涉及开关电源领域，特别涉及带有源功率因数校正的高可靠性的交流或直流变换为直流的开关电源。

背景技术

目前，开关电源应用很广，对于输入功率在75W以下，对功率因数(PF，PowerFactor，也称功率因素)不作要求的场合，反激式(Fly-back)开关电源应用很广。对于输入功率大于75W的电源，甚至是很多照明用的开关电源式驱动器，尽管功率在75W以下，国家标准对其功率因数有要求。

目前已有采用功率因数校正电路解决这一问题，功率因数校正电路简称为PFC电路，是Power Factor Correction的缩写。一种低成本的方式是：在整流桥和滤波电容之间串联一只电感，由于都是无源器件，仍称为无源功率因数校正。有源功率因数校正是“Active Power Factor Correction”的中文名称,简称APFC，通常的定义为：在整流器和负载之间接入一个DC-DC开关变换器，应用电流反馈技术，使输入端电流i_i波形跟踪交流输入正弦电压波形，可以使i_i接近正弦波。从而使输入端电流的总谐波失真THD小于5％。而功率因数可以提高到0.99或更高。由于这个方案中使用了有源器件，故称为有源功率因数校正，一般PF值做到0.9以上，就可以满足很多国家的标准，若负载为开关电源，那么，系统就是带有源功率因数校正的开关电源，又叫两级变换，作为第一级PFC负载的第二级开关电源，通常称为主功率级变换器，简称主功率级。

整流桥中串入功率因数校正电感，仍属无源功率因数校正，不是有源功率因数校正。我们把整流后直接滤波的开关电源，以及整流桥串入功率因数校正电感，再滤波的开关电源，因为只有一级功率变换电路，都定义为：直接滤波式开关电源。

图1示出了一种主流的Boost APFC电路，一般都写为Boost PFC电路，这是因为，带有Boost电路的，一定是有源功率因数校正电路，在图1的电路的输出端Vo，再接上其它的功率级DC-DC变换器，即主功率级，就是标准的带有源功率因数校正的开关电源。反激变换器、半桥变换器、LLC变换器，不对称半桥，单管正激电路都可以成为主功率级。

整流桥Z101一般由四个整流二极管组成，申请号201210056555.9的授权发明说明书中的图4-1、图4-2、图4-3给出了整流桥的几种公知画法。电解电容单位体积的电容量非常大，所以在带有源功率因数校正的开关电源中，也使用了电解电容，图1中的C101是PFC的滤波电容，一般为电解电容。

传统的BOOST功率因数校正电路，其工作原理可以参见电子工业出版社的《开关电源的原理与设计》第190页、191页，该书ISBN号7-121-00211-6。

BOOST功率因数校正电路需要使用耐压高达输入交流电峰值以上的电解电容，对于我国的220VAC市电，考虑偶尔电压会升至264VAC，峰值为373V，需使用耐压400V以上的电解电容作为BOOST功率因数校正电路的输出滤波电容；为了获得良好功率因数，BOOST功率因数校正电路的输出电压一般定在400V左右，使用的电解电容一般为450V耐压，有的厂商配合地推出420V耐压的电解电容。由于BOOST功率因数校正电路的输出电压已经为400V之高，给后续的第二级的主功率级拓扑选择带来麻烦，如计算机输出电压为12V、5V以及3.3V，从400V降到这么低的电压，需要用高耐压、大电流、低内阻的MOS管作为开关管。正因为如此，全球对降压式功率因数校正电路研究日益加强。

如美国专利公开号US 2010123448的《CONTROLIED ON-TIME BUCK PFC》美国专利公开说明书示出了一种降压式PFC电路，按其公开的技术方案，使用了BUCK电路，PWM方式控制BUCK电路中的开关，且在输入脉动直流电电压峰值时，占空比达到相对最大，

再如中国已授权的申请号为201210271808.4的《一种降压式PFC电路》也是一种降压式功率因数校正电路，同样使用电解电容作为PFC的滤波电容。

随着工业领域中智能化系统的推广，使用电解电容作为PFC的滤波电容的不足之处也随之体现出来，因为使用了电解电容C101，而该电解电容的特性也因此限制了开关电源的用途，电解电容在高温和低温下的寿命一直是业界难题，众所周知，电容C101经常为400V至450V耐压的电解电容，而耐压大于250V的电解电容，其低温一般只能工作到-25℃。即在-40℃的环境下，如东北三省、新彊、以及高纬度的国家与地区，开关电源的使用变得棘手，当然，可以使用如CBB薄膜电容来滤波，但体积过大，且成本过高。

对于使用降压式功率因数校正电路的开关电源，由于降压式PFC输出电压低，其滤波用的PFC电解电容要承受的纹波电流更大，其使用寿命也不容忽视。

当然，还有一种功率因数校正电路，使用BUCK-BOOST作为功率因数校正电路的主拓扑，可以降压，也可以升压，但控制复杂，目前并没有普及。

为了方便，带有源功率因数校正的开关电源，我们简单地分为三个部分：功率因数校正电路，滤波电路，主功率级。如图1中，整流桥Z101、L101、二极管D101和开关管Q101以及PWM控制电路组成了功率因数校正电路；本申请为了描述方便，把本来属于功率因数校正电路的滤波用的电解电容C101独立出来，看作是滤波电路，滤波电路可以是一只电解电容，也可以是电解电容和高压贴片电容的并联，也可以是电解电容和CBB类的薄膜电容并联，也可以是π型滤波电路，也可是低压电解电容串联后再和其它高压电容并联；在图1的电路的输出端Vo，连接的其它的功率级DC-DC变换器，就是所述的主功率级。

设计一台开关电源时，经常面临电解电容C101的寿命问题，在实际使用中，很多开关电源达不到使用寿命，其主因就是滤波用的电解电容提前失效。很多要求较高的场合，采用了冗余设计，使用两个开关电源互为备份，坏了一个，还可以正常工作。成本较高，且仍然不知道其中开关电源是什么时间失效，也不方便准备备品。

常见的非冗余设计场合，一旦开关电源失效，将会引起很多连带失效，从而使得损失被扩大，据统计，合格设计的开关电源发生失效，97％以上是由滤波的电解电容先行失效引起的。

现有的使用电解电容的开关电源，尚不能对电解电容的失效进行有效的预先告知。

发明内容

有鉴于此，本发明要解决现有的带有源功率因数校正的开关电源存在的不足，提供一种带有源功率因数校正的开关电源，在滤波电解电容完全失效前，提供指示，实现在开关电源完全失效前的预先告知。

本发明的目的是这样实现的，一种带有源功率因数校正的开关电源，包括功率因数校正电路，滤波电路，主功率级，还包括第一电容，一个具有两个端子的指示电路，交流输入经功率因数校正电路连接第一电容，再经过指示电路连接滤波电路，滤波电路和主功率级并联，其特征是：滤波电路至少包括一只为电解电容的第二电容；指示电路由具有单向导电性能的发光单元和第一电感并联组成，且确保所述的功率因数校正电路通过所述的第一电感向主功率级供电的电流方向与所述的发光单元的导通方向相反。

优选地，一种带有源功率因数校正的开关电源，其特征是：所述的发光单元为发光二极管；

优选地，一种带有源功率因数校正的开关电源，其特征是：所述的发光单元为一个发光二极管和一个第一二极管同向串联；

优选地，一种带有源功率因数校正的开关电源，其特征是：所述的发光单元为一个发光二极管、第一二极管、和第一电阻同向串联；

优选地，一种带有源功率因数校正的开关电源，其特征是：所述的发光单元包括一个发光二极管、第一二极管、第一电阻，还包括第三电容，其连接关系为：发光二极管和电阻串联后与第三电容并联，并联后形成的第三网络再与第一二极管同向串联，并形成发光单元；

优选地，一种带有源功率因数校正的开关电源，其特征是：上述非隔离方案与下文的隔离方案中，还包括第二电阻，所述的发光二极管两端并联第二电阻；

优选地，一种带有源功率因数校正的开关电源，其特征是：上述非隔离方案与下文的隔离方案中，所述的发光二极管为光耦中的发光器，即光耦中的发光二极管。

本发明还提供一种带有源功率因数校正的开关电源，指示电路实现了隔离功能，包括功率因数校正电路，滤波电路，主功率级，还包括第一电容，一个具有两个端子的指示电路，交流输入经功率因数校正电路连接第一电容，再经过指示电路连接滤波电路，滤波电路和主功率级并联，其特征是：滤波电路至少包括一只为电解电容的第二电容；所述的指示电路包括第一端子、第二端子、第一变压器和第一发光二极管，第一变压器至少包括一个原边绕组和一个副边绕组，第一发光二极管和第一变压器的副边绕组并联，且与第一发光二极管的阴极相连的副边绕组端子作为同名端，原边绕组对应的同名端作为第一端子，原边绕组的另一端子作为第二端子，且确保直流输入的电流通过所述的第一端子流入，经过原边绕组后从第二端子流出。

优选地，本发明提供的一种有源功率因数校正的开关电源，还包括第一二极管，其连接关系为：第一二极管和第一发光二极管同向串联并形成第一网络，第一网络和第一变压器的副边绕组并联，且与第一网络的阴极相连的副边绕组端子作为同名端，原边绕组对应的同名端作为第一端子，原边绕组的另一端子作为第二端子。

优选地，本发明提供的一种有源功率因数校正的开关电源，还包括第一电阻，其连接关系为：第一二极管、第一发光二极管和第一电阻同向串联并形成第二网络，第二网络和第一变压器的副边绕组并联，且与第二网络的阴极相连的副边绕组端子作为同名端，原边绕组对应的同名端作为第一端子，原边绕组的另一端子作为第二端子。

优选地，本发明提供的一种有源功率因数校正的开关电源，还包括第三电容，其连接关系为：第一发光二极管和第一电阻串联后与第三电容并联，并联后形成的第三网络再与第一二极管同向串联，并形成第四网络，第四网络和第一变压器的副边绕组并联，且与第四网络的阴极相连的副边绕组端子作为同名端，原边绕组对应的同名端作为第一端子，原边绕组的另一端子作为第二端子。

工作原理将结合实施例，进行详细的阐述。

本发明的有益效果为：

成本极低，增设的指示电路损耗低，对原来的有源功率因数校正的开关电源的效率几乎没有影响，接线简单、体积小、使用方便；另外，还具有现有技术没有的优点：当电解电容失效前，该指示灯发光二极管发光或光耦中的发光二极管有电流流过，光耦输出一个隔离的信号以提示使用者或电路。

附图说明

图1为现有的有源功率因数校正的开关电源的PFC部份的原理图；

图2为本发明第一实施例的带有源功率因数校正的开关电源的原理图；

图3为第一实施例中电容C1对电解电容产生的充电电流路径示意图；

图4为第一实施例中主功率级开关管驱动电压与激磁电流时序图；

图5为第一实施例中电解电容正常时主功率级的激磁电流i_M的路径示意图；

图6为图5主功率级的激磁电流相关的等效电路图；

图7为第一实施例中电解电容ESR上升后，主功率级的激磁电流相关的等效电路图；

图8为第一实施例电解电容ESR上升后，开关管V截止的瞬间电感L对外续流电流的路径示意图；

图9为第一实施例的带有源功率因数校正的开关电源的原理图的另外一种实施方式，即电容C1与指示电路互换位置，图9中指示电路采用LED并联电感后的具体电路图；

图10为第二实施例的带有源功率因数校正的开关电源的原理图；

图11为本发明第三实施例中的指示电路的原理图；

图12为第三实施例中的指示电路的原理图的另外一种实施方式，即LED和二极管位置互换；

图13为本发明第四实施例中的指示电路的原理图；

图14为本发明第五实施例中的指示电路的原理图；

图15为本发明第五实施例中的指示电路的原理图的另外一种实施方式，即二极管D和第三网络位置互换；

图16为本发明第六实施例中的指示电路的原理图；

图17为本发明第七实施例中的指示电路的原理图；

图18为本发明第七实施例中的指示电路的原理图，即LED和二极管位置互换；

图19为本发明第八实施例中的指示电路的原理图；

图20为本发明第九实施例中的指示电路的原理图；

图21为本发明第九实施例中的指示电路的原理图的另外一种实施方式，即二极管D和第三网络位置互换。

具体实施方式

第一实施例

图2示出了本发明第一实施例的带有源功率因数校正的开关电源的原理图；包括功率因数校正电路PFC，滤波电路，主功率级，还包括第一电容C1，一个具有两个端子的指示电路，两个端子分别为1和2，交流输入IN经功率因数校正电路PFC连接第一电容C1，再经过指示电路连接滤波电路，滤波电路和主功率级并联，滤波电路至少包括一只为电解电容的第二电容C2；指示电路由具有单向导电性能的发光单元和第一电感L并联组成，且确保所述的功率因数校正电路PFC通过所述的第一电感向主功率级供电的电流方向与所述的发光单元的导通方向相反。

电容C2对应图1中的C101。

这里的发光单元仅为一个发光二极管LED，发光二极管LED具有单向导电的性能。发光二极管LED的阴极连接在第一电感L的电流流入端上，即图中的指示电路的端子1上，端子1连接PFC电路的输出正+上，发光二极管LED的阳极连接在第一电感L的电流流出端上，即图中的指示电路的2端子上，这样就满足了：所述的功率因数校正电路PFC通过所述的第一电感L向主功率级供电的电流方向与所述的发光单元的导通方向相反。

滤波电路和主功率级并联，并联时注意不要接反，确保主功率级没有接反，这对于本技术领域的人来说，是基本技能；

发光二极管LED采用Φ3mm红色高亮的，为了方便，发光二极管简称为发光管，型号为3AR2UD，电感采用33uH的工字型电感，确保充电的低频脉动直流电流，这个电流中仍有大量的高频电流，是从第一端子1流入所述的指示电路，从第二端子2流出；同时确保反激电源的主功率级的激磁电流不直接经过所述的指示电路，这是为了避免把电解电容C2的引线留得过长而进行的防呆提示。

PFC电路和主功率级采用光宝科技生产的PS-2181-01型号的电源内单元电路，输出12V，180W，该电源采用PFC+LLC以及副边同步整流，PFC的工作频率为65KHz，LLC主功率级也在这个频率左右，频率随负载不同而有所变化。在220VAC下，效率高达93.75％，滤波用电解电容C2为150uF/400V。电容C1为224的X电容替代，容量为0.22uF。

当第一实施例上电后，实测各方面的指标，均和之前现有技术(把电感L短路后，就是现有技术)的相同，特别是变换效率，没有出现可以观察到的下降，且发光管LED不发光。

为了验证本发明是可以工作的，发明人采用了首创的方法来测试第一实施例：

由于失效的电解电容难以觅得，在上述的滤波用电解电容中，串入可调电阻，来模拟性能已经下降的电解电容，可调电阻的阻值在这里的可调范围是0-39Ω，当把可调电阻的阻值调到5Ω时，相当于150uF/400V的电解电容的ESR从良品时的0.2Ω左右已上升至5.5Ω，电解电容的性能已接近不能使用的边缘。

此时，图2中的发光管LED发光，且工作电流的平均值实测为4.3mA。通过选取不同感量的电感L，初步调节指示的灵敏度，电感L的感量小，灵敏度低；电感L的感量大，灵敏度高。由于发光管在发光时，存在1.6V至2.2V的正向压降，完全可以在发光管LED两端并联电阻来调节灵敏度，如本例中，若并联1.6K的电阻，那么，1mA以下的电流在并联的电阻两端产生的电压在1.6V以下，这时发光管LED不发光。

注：白光发光管的导通压降为3.0V左右，红色的与绿色的也不同，而光耦内部的发光器导通压降为1.1V左右。

那么，电解电容在性能下降后，发光管LED能发光，说明LED的电流是从LED阳极流向阴极的，即在图2中，存在一个电流从端子2经过发光管LED流向了端子1。

注：在本申请以前，本领域的技术人员认为电解电容的ESR上升至失效边缘时，仍有滤波作用，不可能存在这样流向的电流产生，忽视了主功率级中的主功率开关管由导通变为截止的瞬间电感L中的续流电流可以在ESR上产生电压降这一很隐蔽的因素，本发明人利用这一电压降驱动了LED发光管作为指示灯。而本领域的技术人员在本申请之前要实现本发明的目的，必须采用复杂的在线检测电路才能实现，而这样的技术方案引入开关电源后必然导致产品效率下降、体积增大以及成本提高等缺陷。

上述的这个电流从什么地方来，下面介绍本申请发明人首次提出的工作原理：

参见图2,当电解电容C2正常时，PFC电路产生的高频电流，经电容C1初步滤波后，其直流电流成份极为复杂，基频为市电的两倍，也是脉动直流电，脉动周期为市电的两倍，由于电容C2取值较小，所以，通过电感L的电流，还伴随着PFC电路的工作频率的高频纹波，高频纹波这部份电流的份量较小，经过电容C2滤波后，PFC向电解电容C2供电的电流中突变电流成份很小。

PFC电路通过电感L对电解电容C2补充电能，充电电流路径见图3，PFC电路输出正端+至指示电路的第一端子1，从指示电路的第二端子2流出，至滤波用电解电容C2的正极，从电解电容C2的负极流出，至PFC电路的负端。

这个过程中，充电电流为以直流成份为主的脉动直流电，电感L对直流的感抗为零；脉动直流电的充电电流的频率为市电的2倍，为100Hz或120Hz，电感L为33uH，感抗为2πfL，仅为13.5mΩ，发光管LED处于反偏，不发光。

当电解电容C2正常时，如上述的150uF/400V的电解电容，其在65KHz下的ESR为0.2Ω,即主功率级中的开关管上管正常工作时，主功率级的激磁电流i_M的波形如图4所示，其中，Ugs为开关管上管的栅极与源极的驱动电压，激磁电流i_M的路径见图5中的i_M路径,电解电容C2对主功率级的放电电流，也是主功率级的激磁电流i_M。这里仅作示意，由于主功率级为LLC电路，只有上管开通时，才会产生图4的波形。

电解电容C2在65KHz下的容抗为1/(2πfC)，计算出来为16.3mΩ，远小于其ESR，在65KHz下，ESR起主要作用；电感L在65KHz下的感抗为13.4Ω。

那么，对于65KHz的高频放电电流来说，从电感L的右边，即电容C2的两端看过去的电感和电容C1总阻抗R_ALL不低于13.4Ω，实际上会比这个要大，因为这只是估算，复合阻抗的计算很复杂，特别是图4示出的波形不是正弦波，其基波是正弦波，其谐波频率都比65KHz要高，呈现的感抗会更高，所以这里只是估算。

其等效电路见图6所示，主功率级的激磁电流i_M由两个地方提供，一个是电解电容C2对主功率级的放电电流i_C2，另一个是电容C1经过电感L供给，这时记作i_R，从图5可以计算出，i_C2＝67i_R，且68i_R＝i_M，即i_R＝0.014i_M。

在平均380VDC输入下，输出180W，满载最大占空比为0.34。那么主功率级的激磁电流i_M如在开关管上管导通时的平均值约为484mA，在图4的t₁或t₂时刻，约为1130mA；那么，电感L也存在一个激磁电流，在图4的t₁或t₂时刻，峰值约为0.014×1130＝15.8mA，峰值即开关管上管由导通变为截止的瞬间前夕，由于电感中的电流不能突变，电感L中的这个15.8mA的电流会继续向前流动，电解电容C2的ESR在理想情况下为零，那么，电解电容C2会吸收这个电流，电解电容因为吸收了电流，其端电压会上升，变化的电压可以用公式算出：

由电感和电容的储能公式，且能从电感完全转移到电容，可知：0.5LI²＝0.5CV²

0.5Li_R ²＝0.5C(V₁ ²-V₂ ²)

计算结果为：电解电容端电压上升了0.072uV。可以理解为第二端子2的电压比第一端子1高0.072uV，这时，电解电容C2对这个电流起作用的主要是其ESR，即10mA电流在ESR上形成的压降为

U＝IR＝15.8mA×0.2Ω＝0.03V

可以理解为第二端子2的电压比第一端子1高0.03V，这是电感对外续流特性所决定的，这个电压不足以引起发光二极管LED的正向导通，LED仍不发光。

从图3、图4、图5可以看出，若电路板设计正确，电解电容C2对主功率级的放电电流只有很小一部分经过电感L，在进行工作原理分析时，和现有的教材相类似，这种情况下可以理解为，电解电容C2对主功率级的放电电流不经过电感L，这样有利于理解工作原理。

当电解电容C2的ESR从良品时的0.2Ω左右已上升至5.5Ω，即电解电容C2已接近失效边缘。其等效电路见图7所示，这时主功率级的激磁电流i_M由两个地方提供，一个是电解电容C2对主功率级的放电电流i_C2，另一个是C1经过电感L供给，仍记作i_R，从图7可以计算出，i_C2＝2.44i_R，且i_R＝0.291i_M。

此时，电感L也存在一个激磁电流，峰值为0.291×1130＝329mA，峰值出现的时间点在图4的t₁或t₂时刻，即开关管上管由导通变为截止的瞬间前夕，由于电感中的电流不能突变，电感L中的这个329mA的电流会继续向前流动，电解电容C2的ESR已上升至5.5Ω，329mA电流在ESR上形成的压降为

U＝IR＝329mA×5.5Ω＝1.8V

可以理解为指示电路的第二端子2的电压比第一端子1高1.8V，这是电感对外续流特性所决定的，这个电压足以引起发光管LED的正向导通，LED发光，如图8所示，电感L的续流电流一部分流过发光管LED,图中以续流路径2示出，另一部分仍对电解电容C2充电，图中以续流路径1示出。

本发明的工作原理不算复杂，若认真看完上述的工作原理分析，不难理解，是利用流过电感的电流不能突变，当电解电容的ESR上升时，电感L中获得的激磁电流成倍上升，上例中，从15.8mA上升至329mA，是原来的二十倍之多，这时，电感L中的激磁电流在ESR上产生的变化的电压大于发光管的正向发光电压，出现续流路径2，驱动发光管LED发光，来提醒使用者：该电解电容C2的ESR已上升至关注点，带有源功率因数校正的开关电源已接近失效，以便使用者决定下一步的措施。实测出来流过发光管LED电流的平均值实测为4.3mA。

需要说明是的：

此时，电解电容仍能工作，但由于主功率级的激磁电流在ESR上存在较大发热量，本例中为1.29W，由于为150uF/400V的电解，体积较大，散热较好，但该电解电容已处于高发热量下，已在加速衰老中，一般情况下，会在几十小时至几百小时中，ESR快速上升，从而导致发热更巨大，引起发热进一步加大，直至失效，容量丧失，从而引起如开关管炸毁等一系列失效。

但是使用本发明的电路，在电解电容的ESR上升至某预设值时，本发明的带有源功率因数校正的开关电源提供了一个醒目的指示灯，或把LED换成光耦中的发光器，光耦输出一个隔离的高电平或低电平，来提醒用户：该开关电源中的电解电容快要失效了，进行有效的预先告知，或母系统中的电路采取自动更换的措施。

可见，第一实施例可以实现发明目的。

交流输入IN经功率因数校正电路PFC连接第一电容C1，再经过指示电路连接滤波电路，滤波电路和主功率级并联，有两种实施方式，上述的图2是一种实施方式，图9示出另一种实施方式，在经过指示电路连接滤波电路这一环节发生改变，是通过PFC输出的负连接了后级指示电路，图9示出了具体的接入连接关系，且满足：指示电路由发光单元和第一电感组成，发光单元与第一电感L并联，且确保所述的功率因数校正电路PFC通过所述的第一电感向主功率级供电的电流方向与所述的发光单元的导通方向相反。图9中的发光单元较为简单，仅为发光管LED。图2、图9中，功率级也可以更换为半桥变换电路，或单管正激电路，或全桥电路，实测电路都是可以实现发明目的。

第二实施例

第二实施例参见图10，示出了本发明第二实施例的带有源功率因数校正的开关电源的原理图；包括功率因数校正电路PFC，滤波电路，主功率级，还包括第一电容C1，一个具有两个端子的指示电路，两个端子分别为1和2，交流输入IN经功率因数校正电路PFC连接第一电容C1，再经过指示电路连接滤波电路，滤波电路和主功率级并联，滤波电路至少包括一只为电解电容的第二电容C2；指示电路由具有单向导电性能的发光单元和第一电感L并联组成，且确保所述的功率因数校正电路PFC通过所述的第一电感向主功率级供电的电流方向与所述的发光单元的导通方向相反。

滤波电路和主功率级并联，并联时注意不要接反，确保主功率级没有接反，这对于本技术领域的人来说，是基本技能。

主功率级为半桥电路；滤波电路也发生了改变；

为了适应半桥电路的连接方式，滤波电路由两只容量相同的较低耐压的电解电容C21、C22串联而成，连接点连接到半桥电路上，图10中没有画出与电解电容并联的均压电阻；主功率级为半桥变换器电路，C31为改善偏磁性能的耦合电容，变压器B的另一边为通用的输出整流电路。

由于电解电容C21和C22串联后等效为原C2，所以，沿用了C2系列编号，在其后边多加一个数字来说明在电路中，是相同功能、作用的器件。

当功率管V1导通时，正常情况下，电解电容C21的能量通过电解电容C21正极、功率管V1、电容C31，变压器B的原边N_P，回到电解电容C21的负极；若电解电容C21的ESR升得较高，那么，电容C1和电解电容C22串联后，仍等效一个“电源”，这个等效电源仍和电感L串联，参与了激磁，当功率管V1关断瞬间前夕，电感L的激磁电流如同上述第一实施例的工作原理，也不能消失，仍要续流，由于电解电容C21的ESR升得较高，部分续流电流点亮LED，实现发明目的。

当功率管V1导通时，此时功率管V2截止，正常情况下，电解电容C21的能量通过C21正极、功率管V1、电容C31，变压器B的原边N_P，回到电解电容C21的负极，这个过程中，会对C31充电，C31的端电压会上升；继而是功率管V2导通时，此时功率管V1截止，正常情况下，电解电容C22的能量通过电解电容C22正极、变压器B的原边N_P、电容C31、功率管V2，回到电解电容C22的负极，这个过程中，会对C31放电，C31的端电压会下降；若电解电容C22的ESR升得较高，那么，电容C1和电解电容C21通过电感L串联后，仍等效一个“电源”，这个等效电源仍和电感L串联，参与了激磁，当功率管V2关断瞬间前夕，电感L的激磁电流如同上述第一实施例的工作原理，也不能消失，仍要续流，由于电解电容C22的ESR升得较高，部分续流电流点亮LED，同样实现发明目的。

电解电容C21和C22的ESR同时升高，通过简单的分析，第二实施例仍可实现发明目的，点亮LED。

第二实施例可以像图9那样，指示电路通过PFC输出的负连接了后续的滤波电路，以及主功率级，这样就获得了另一种实施方式。

滤波电路可以由多只电解电容串联、混联组成，图2、图9为单只电容，图10为两只电容串联组成。

见图2、图9、图10，在上电瞬间，交流电很大机会是处于高压状态，而不是零伏状态，由于电解电容C2的端电压为零，且端电压不能突变，而电感L中的电流为零，且电流不能突变。上电瞬间，PFC电路中，在PFC没有工作时，跨接二极管先导通，对滤波电解进行充电，电容C1的由于容量小，电压上升快。电解电容C2的容量大，端电压为零，上升慢！瞬时值会大部份加到发光管LED两端，从而反向击穿发光管LED，发光管LED的耐压标称值一般只有5V至10V左右，实测在35V左右，少数厂家可以做到170V左右，但仍无法承受电容C1的峰值，下边的实施例就是解决这一问题的，改良了指示电路。为了方便，顺延为第三实施例等，需要注意的是：以下的实施例都要装入诸如图2、图9、图10中才能构成完整的实施例，只是为了方便、节约篇幅，以下仅展现指示电路的实施例。

第三实施例

请见图11，图11为本发明第三实施例中的指示电路的原理图，发光单元为一个发光二极管LED和第一二极管D同向串联，指示电路的连接关系为：第一二极管D和第一发光二极管LED同向串联并形成两端子网络，两端子网络和电感L并联，两端子网络的阴极和第一电感的连接点形成第一端子1，两端子网络的阳极和第一电感的连接点形成第二端子2。

两端子网络：指一个或由两个及以上的元器件互联形成的具有两个端子的电路结构。

两端子网络的阳极、阴极：具有单向导电性能的两端子网络，阳极电压比阴极高时，能产生电流；阴极电压比阳极高时，不能产生电流。本申请中的第一网络、第二网络、第四网络均具有单向导电性能。

同向串联：二个及以上的两端子网络串联，其中至少有两个两端子网络具有单向导电性能，且各两端子网络串联后仍具有单向导电性能。本申请中的各两端子网络位置可以排列组合，实施例和附图没有一一列举，各种排列组合均属于本申请的保护范围。

本实施例同向串联：二极管具有单向导电特性，指其中一只的阴极和另一只的阳级连接，这样，串联后的两端子网络，仍具有单向导电性能，只是导通压降为原来的两只之和，这种串联，两个二极管互换位置，仍具有单向导电性能。耐压却是两只二极管耐压之和。图12示出了串联的另一种方式，是等效的。

第一二极管D选用耐压超过直流电源U的高压最大值的二极管，考虑正向导通是工作在开关电源的高频下，可选用快恢复整流二极管，如1N4007，耐压为1000V；或SF106，耐压为400V。串入以后，上电时，由第一二极管D的两端承受高压，反向击穿发光管LED的高压被分担，第一二极管D起到保护作用。

当开关电源的功率比较大时，或电容C1的工作电压比较低时，主功率级产生的纹波电流较大，这时，点亮发光单元的续流电流可能过大，而常见发光管以及光耦中的发光器的最大承受电流一般都在50mA左右，容易损坏，第四实施例就是解决这一问题的。

第四实施例

见图13，在第三实施例的基础上，指示电路还包括第一电阻R，发光单元为发光二极管LED、二极管D、和电阻R同向串联；其连接关系为：第一二极管D、第一发光二极管LED和第一电阻R同向串联并形成新网络，新网络和第一电感L并联。三个器件串联，仍要实现单向导电特性，串联的方式按排列组合的方法有6种，这里不一一示出；发光单元的阴极和电感L的连接点形成第一端子1，发光单元的阳极和电感的连接点形成第二端子2。

第四实施例装入图2、图9、图10中，同样实现发明目的。由于存在限流电阻R，当主功率级功率比较大时，或电容C1的工作电压比较低时，主功率级的激磁电流较大，这时，若没有限流电阻R，常见发光管以及光耦中的发光器的最大承受电流一般都在50mA左右，容易损坏，第四实施例中的限流电阻R就是解决这一问题的。

由于主功率级产生的就是高频纹波，这也就决定了发光管LED被点亮时的电流不是直流电，而是高频电流，容易给只能工作在低频率的发光二极管或光耦中的发光器造成损坏，第五实施例示出了指示电路的解决方案。

第五实施例

请见图14，指示电路包括一个发光二极管LED、第一二极管D、第一电阻R、第一电感L，还包括第三电容C3，指示电路的连接关系为：发光二极管LED和电阻R串联后与第三电容C3并联，并联后形成的第三网络再与二极管D同向串联，并形成发光单元；发光单元和第一电感L并联，发光单元的阴极和电感L的连接点形成第一端子1，发光单元的阳极和电感L的连接点形成第二端子2。

由上可见第三网络为：发光管LED和电阻R串联后与电容C3并联，由于电容是隔直流，通交流，那么，第三网络在直流下，仍有单向导电的特征，直流电流能流出的一端为阴极，直流电流能流入或流进的一端为阳极。这样，就好理解第三网络再与二极管D同向串联，即要保证串联后仍具有单向导电性能。发光单元与电感L并联时要确保所述的直流电源通过所述的第一电感对外供电的电流方向与所述的发光单元的导通方向相反。

第五实施例共有四种接法，均可实现发明目的，图15示出了另一种第三网络再与二极管D同向串联的电路；第一发光二极管LED和第一电阻R串联也有两种方法。这里不一一示出。

第五实施例的指示电路装入图2、图9、图10中，同样实现发明目的，续流电流先经电容C1滤波，再经过限流电阻R给LED供电，这样LED获得平滑的直流电，发光管LED可以稳定地发光，没有高频电流成份，若LED走线较长时，走线就不会引起高频电流向空间辐射，从而也改善了本发明的辐射骚扰度，降低了EMI。

当把发光管LED换成光耦中的发光器时，光耦的输出电流也是稳定的信号，不会给后续的电路造成麻烦，当光耦的输出端的集电极接上拉电阻时，当电解电容C2接近不能使用的边缘时，光耦的输出端的集电极可以输出低电平；当光耦的输出端的发射极接下拉电阻时，当被测电容接近不能使用的边缘时，光耦的输出端的发射极可以输出高电平；通知后续的智能电路作出动作，如发出报警，或自动切换到另一路开关电源，或显示在屏幕上，还可以根据光耦的输出端输出电流的大小，给出开关电源失效的时长，从而提醒使用者进一步优先选择最佳的解决方案。

或保留发光管LED，在滤波电容C1的两端再并联一个第二网络，第二网络由第二电阻和光耦中的发光器LED2串联组成，这样，既可实现光提醒，也可实现高或低电平输出。可见，第三实施例、第四实施例、第五实施例的发光单元装入图2、图9、图10中，同样实现发明目的。

由于一段导线也存在电感量，所以第一电感L为电路板上的一段导线，其它元件通过合理的设计与取值，本发明一种带有源功率因数校正的开关电源的上述实施例也是可以正常工作的，这种方式也属于本发明权利要求保护的范围，当然，在设计电路板时，可以让这段导线在电路板按电感的方式布线，增加感量，同样实现发明目的。

第一至第五实施例，若发光管LED使用光耦的发光器，那么，指示电路本身借助光耦的电气隔离功能，可以实现电气隔离功能。若直接使用发光管LED灯，由于LED灯经常装在面板上，上述的所有用法，LED灯是带电的，无法和电容C1隔离，本发明使用交流电输入，使用者存在接触LED灯的风险，这将产生安规方面的隐患。

所以，本发明的以下四个实施例实现了使用LED灯的电气隔离功能。

第六实施例

请见图16，指示电路实现了LED灯与交流电的隔离功能，包括第一端子1、第二端子2、第一变压器B1、第一发光二极管LED，第一变压器B1至少包括一个原边绕组和一个副边绕组，第一发光二极管LED和第一变压器B1的副边绕组并联，且与第一发光二极管LED的阴极相连的副边绕组端子作为同名端，图16中有黑点的那端作为同名端的标记，原边绕组对应的同名端作为第一端子1，原边绕组的另一端子作为第二端子2。

原边绕组和副边绕组在各种文献中，只会出现在变压器上，本申请技术方案中的指示电路只有一只相同功能的变压器，故没有限定的情况下，均指第一变压器B1的绕组。

第六实施例的指示电路装入图2、图9、图10的带有源功率因数校正的开关电源中，第六实施例是第一实施例的隔离版本，工作原理略不同。

其工作原理略复杂，电容C1产生的充电电流的路径和图3示出的类似，电感L为变压器的原边绕组，由于充电电流为低频电流，变化较缓慢，变压器B1在使用时为高频变压器，甚至就是电流互感器，其原边绕组感量较低，原边绕组以下简称为原边。充电电流在变压器B1的原边上产生的压降很小，不到几mV，这个电压经变压器B感应到副边绕组后与匝比有关，若匝比为1：10，则副边绕组感应电压远不到几十mV，这是因为，变压器B在使用时为高频变压器，在低频段时，其漏感大，磁芯的初始磁导率也很低，能量传输效率极低。且有同名端标记的那端为正，那么发光管LED反偏，不发光，副边绕组感应电压太低，发光管LED也不会被击穿。

主功率级的激磁电流i_M也如图5所示，电解电容C2对主功率级的放电电流只有很小一部分经过变压器B，变压器B副边绕组感应电压远不到发光管LED的正向导通电压，发光管LED不发光。

当电解电容C2的ESR从良品时的0.5Ω左右已上升至5.5Ω，即电解电容C2已接近失效边缘。变压器B1原边的电感量仍为4.7uH，那么，同样的条件下，变压器B原边存在一个激磁电流，峰值为329mA，峰值出现的时间点在图4的t₁或t₂时刻，即主功率级中的主功率开关管由导通变为截止的瞬间前夕，由于电感中的电流不能突变，变压器B1原边电感中的这个329mA会继续向前流动，电解电容C2的ESR已上升至5.5Ω，329mA电流在ESR上形成的压降同上。

见图16，第二端子2的电压同样比第一端子1高2.13V，那么，同样，变压器B1副边绕组感应电压也是有同名端标记的感应电压要低，即发光管LED的阳极电压比阴极电压要高，变压器B1的匝比哪怕低至1：1，发光管LED因变压器B副边绕组感应电压为正向而发光。形成图16中点亮LED的电流。

使用变压器B1隔离的第六实施例的工作原理的另一种理解方式：主功率级中的主功率开关管由导通变为截止的瞬间前夕，由于电感中的电流不能突变，变压器B1原边电感中的这个已达到峰值的电流会继续向前流动，电解电容C2的ESR已上升，已不能良好吸收变压器B原边电感的激磁电流，这个电流是从同名端流向异名端的，变压器B1这时作为储能电感在运行，这个电流中不能被吸收的那部分，会从副边绕组中，从绕组的内部从同名端流向异名端的，形成图16中点亮LED的电流，这与反激电源的工作原理相似，这个电流驱动发光管LED发光。

第六实施例，即图16的指示电路，装入图2、图9、图10的带有源功率因数校正的开关电源中，带有源功率因数校正的开关电源都是可以正常工作的。

第六实施例实现了和交流电隔离的同时，同样实现了发明目的。在上电瞬间，电容C1很大机会是处于高压状态，而不是零伏状态，由于电解电容C2的端电压为零，且端电压不能突变，而变压器B1原边电感中的电流为零，且电流不能突变，这时，上电瞬间，电容C1的瞬时值会大部份加在变压器B原边两端，副边感应电压反向击穿发光管LED，第七实施例就是解决这一问题的。

第七实施例

请见图17，在第六实施例的基础上，还包括第一二极管D，其连接关系为：第一二极管D和第一发光二极管LED同向串联并形成第一网络，第一网络和和第一变压器B1的副边绕组并联，且与阴极相连的副边绕组端子作为同名端，原边绕组对应的同名端作为第一端子1，原边绕组的另一端子作为第二端子2。

图18示出了同向串联的另一种方式。

第七实施例是第三实施例的隔离版本，防反向击穿的工作原理在第三实施例中有介绍，这里不再讲解，第七实施例的指示电路装入图2、图9、图10的带有源功率因数校正的开关电源中，同样实现发明目的。第七实施例，即图17或图18的指示电路，同样由于没有限流电阻，容易损坏发光管或光耦中的发光器。第八实施例就是解决这一问题的。

第八实施例

请见图19，在第七实施例的基础上，还包括第一电阻R，其连接关系为：第一二极管D和第一发光二极管LED和第一电阻R同向串联并形成第二网络，第二网络和第一变压器B1的副边绕组并联，且与第二网络的阴极相连的副边绕组端子作为同名端，原边绕组对应的同名端作为第一端子2，原边绕组的另一端子作为第二端子2。

第八实施例是第四实施例的隔离版本，三个器件同向串联，仍要实现单向导电特性，串联的方式按排列组合的方法有6种，这里不一一示出。按技术方案中的要求装入图2、图9、图10的带有源功率因数校正的开关电源中，都是可以正常工作的。

同第四实施例最后所述的原因，第九实施例示出了解决方案。

第九实施例

请见图20，在第八实施例的基础上，还包括第三电容C3，其连接关系为：

第一发光二极管LED和第一电阻R串联后与第三电容C3并联，并联后形成的第三网络再与第一二极管D同向串联，并形成第四网络，第四网络和第一变压器B1的副边绕组并联，且与第四网络的阴极相连的副边绕组端子作为同名端，原边绕组对应的同名端作为第一端子1，原边绕组的另一端子作为第二端子2。

第九实施例是第五实施例的隔离版本，滤波的工作原理相同，第九实施例共有四种接法，均可实现发明目的，图21示出了另一种第三网络再与二极管D同向串联的电路；第一发光二极管LED和第一电阻R串联也有两种方法。这里不一一示出。

第九实施例装入图2、图9、图10的带有源功率因数校正的开关电源中，同样实现发明目的。

第六至第九实施例，直接使用发光管LED灯，装在面板上，LED灯是不带电的，和输入的强电实现了隔离，满足安规方面的要求。

变压器B1可以是一个电流互感器，原边一匝实测也是可以工作的，这样来降低电流互感器的成本。较低成本的方案是，电路板上的一条导线，两边开孔，卡上EI或CC型磁芯，磁芯上包括一个已绕好的副边绕组，这样来直接实现变压器B1的功能。

可见，本发明确实可以解决现有技术中的问题，以较小的元件、成本获得想要的有益效果。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，如在第一二极管中也串入电阻，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims

1.一种带有源功率因数校正的开关电源，包括功率因数校正电路，滤波电路，主功率级，还包括第一电容，一个具有两个端子的指示电路，交流输入经所述的功率因数校正电路连接所述的第一电容，再经过所述的指示电路连接所述的滤波电路，所述的滤波电路和所述的主功率级并联，其特征是：所述的滤波电路至少包括一只为电解电容的第二电容；所述的指示电路由具有单向导电性能的发光单元和第一电感并联组成，且确保所述的功率因数校正电路通过所述的第一电感向所述的主功率级供电的电流方向与所述的发光单元的导通方向相反。

2.根据权利要求1所述的带有源功率因数校正的开关电源，其特征是：所述的发光单元为发光二极管。

3.根据权利要求1所述的带有源功率因数校正的开关电源，其特征是：所述的发光单元为一个发光二极管和一个第一二极管同向串联。

4.根据权利要求1所述的带有源功率因数校正的开关电源，其特征是：所述的发光单元为一个发光二极管、第一二极管、和第一电阻同向串联。

5.根据权利要求1所述的带有源功率因数校正的开关电源，其特征是：所述的发光单元包括一个发光二极管、第一二极管、第一电阻，还包括第三电容，其连接关系为：发光二极管和电阻串联后与第三电容并联，并联后形成的第三网络再与所述的第一二极管同向串联，并形成发光单元。

6.一种带有源功率因数校正的开关电源，包括功率因数校正电路，滤波电路，主功率级，还包括第一电容，一个具有两个端子的指示电路，交流输入经所述的功率因数校正电路连接所述的第一电容，再经过所述的指示电路连接所述的滤波电路，所述的滤波电路和所述的主功率级并联，其特征是：所述的滤波电路至少包括一只为电解电容的第二电容；所述的指示电路包括第一端子、第二端子、第一变压器和第一发光二极管，所述的第一变压器至少包括一个原边绕组和一个副边绕组，所述的第一发光二极管和所述的第一变压器的副边绕组并联，且与所述的第一发光二极管的阴极相连的副边绕组端子作为同名端，所述的原边绕组对应的同名端作为所述的第一端子，所述的原边绕组的另一端子作为所述的第二端子，且确保直流输入的电流通过所述的第一端子流入，经过所述的原边绕组后从所述的第二端子流出。

7.根据权利要求6所述的带有源功率因数校正的开关电源，其特征是：还包括第一二极管，其连接关系为：所述的第一二极管和所述的第一发光二极管同向串联并形成第一网络，所述的第一网络和所述的第一变压器的副边绕组并联，且与所述的第一网络的阴极相连的副边绕组端子作为同名端，所述的原边绕组对应的同名端作为所述的第一端子，所述的原边绕组的另一端子作为所述的第二端子。

8.根据权利要求7所述的带有源功率因数校正的开关电源，其特征是：还包括第一电阻，其连接关系为：所述的第一二极管、所述的第一发光二极管和所述的第一电阻同向串联并形成第二网络，所述的第二网络和所述的第一变压器的副边绕组并联，且与所述的第二网络的阴极相连的副边绕组端子作为同名端，所述的原边绕组对应的同名端作为所述的第一端子，所述的原边绕组的另一端子作为所述的第二端子。

9.根据权利要求8所述的带有源功率因数校正的开关电源，其特征是：还包括第三电容，其连接关系为：所述的第一发光二极管和所述的第一电阻串联后与所述的第三电容并联，并联后形成的第三网络再与所述的第一二极管同向串联，并形成第四网络，所述的第四网络和所述的第一变压器的副边绕组并联，且与所述的第四网络的阴极相连的副边绕组端子作为同名端，所述的原边绕组对应的同名端作为所述的第一端子，所述的原边绕组的另一端子作为所述的第二端子。

10.根据权利要求2至9任一项所述的带有源功率因数校正的开关电源，其特征是：还包括第二电阻，所述的发光二极管两端并联所述的第二电阻。

11.根据权利要求2至9任一项所述的带有源功率因数校正的开关电源，其特征是：所述的发光二极管为光耦中的发光器。