JP6123132B2 - 発光素子点灯装置、および照明器具 - Google Patents

Description

本発明は、発光素子点灯装置、および照明器具に関するものである。

従来、図１３に示すように、商用電源１００の両端間に照明器具１０１を接続し、調光回路１０２が、照明器具１０１を調光する発光素子点灯装置がある。

調光回路１０２は、調光レベルに応じたデューティ比に生成された２値のＰＷＭ調光信号を、外部から入力される。調光回路１０２は、抵抗およびコンデンサを用いたＲＣ充放電回路（図示なし）を備えており、このＲＣ充放電回路は、ＰＷＭ調光信号の値に応じてコンデンサを充電・放電させる。そして、調光回路１０２は、ＲＣ充放電回路によってコンデンサの両端間に発生する直流電圧値に応じた調光レベルに、照明器具１０１を調光する。

また、従来の発光素子点灯装置として、図１４に示すように、商用電源１００の両端間に、照明器具１１１と調光器１１２との直列回路を接続した発光素子点灯装置がある（例えば、特許文献１参照）。

照明器具１１１は、ＬＥＤ（Light Emitting Diode）素子、有機ＥＬ（Electroluminescence）素子等の光源部１１１ａと、光源部１１１ａを調光する調光回路１１１ｂとを備える。調光器１１２は、自己保持機能を有する双方向スイッチング素子であるトライアックＱ１１２と、トライアックＱ１１２を制御する調光制御部１１２ａとを備える。

トライアックＱ１１２は、商用電源１００と照明器具１１１との間に直列接続されている。調光制御部１１２ａは、トライアックＱ１１２がターンオンする位相角を制御し、商用電源１００の電源電圧の導通角を可変とする位相制御を行う。

照明器具１１１の調光回路１１１ｂは、位相制御された電源電圧を全波整流し、この電源電圧の導通角に応じたデューティ比に設定した２値の信号（デューティ信号）を生成する。そして、調光回路１１１ｂは、抵抗およびコンデンサを用いたＲＣ充放電回路（図示なし）を備えており、このＲＣ充放電回路は、デューティ信号の値に応じてコンデンサを充電・放電させる。そして、調光回路１１１ｂは、ＲＣ充放電回路によってコンデンサの両端間に発生する直流電圧値に応じた調光レベルに、光源部１１１ａを調光する。

特開２０１２−１８５９９８号公報

まず、図１３に示す従来の発光素子点灯装置において、ＰＷＭ調光信号のＰＷＭ周波数は、１ｋＨｚ前後〜数１０ｋＨｚと比較的高く、調光回路１０２のＲＣ充放電回路に用いるコンデンサの容量は、比較的小さくできる。

一方、図１４に示す従来の発光素子点灯装置のように、商用電源１００の電源電圧の導通角を可変とする位相制御によって調光する場合、以下の課題があった。

調光回路１１１ｂが生成するデューティ信号の周波数は、商用電源１００の商用周波数５０Ｈｚ／６０Ｈｚの２倍である１００Ｈｚ／１２０Ｈｚとなり、上述のＰＷＭ周波数に比べて低くなる。したがって、調光回路１１１ｂのＲＣ充放電回路に用いるコンデンサは、数μＦ〜数１０μＦ程度の比較的大きい容量が必要となる。この場合、発光素子点灯装置の立ち上がり期間において、コンデンサの充電に要する時間が長くなる。

而して、図１４に示す従来の発光素子点灯装置は、始動に要する時間が長くなってしまう。特に、調光レベルが低く、電源電圧の導通角が短い場合、ＲＣ充放電回路のコンデンサへの充電電流が低くなるため、始動遅れが顕著に現れる。

本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、電源電圧の導通角を可変とする位相制御を行うことで発光素子を調光する場合に、始動に要する時間を短くできる発光素子点灯装置、および照明器具を提供することにある。

本発明の発光素子点灯装置は、交流電源から供給される電力を入力として、発光素子で構成される光源部に点灯電力を供給する電力変換回路と、前記電力変換回路と前記交流電源との直列回路に直列接続されて自己保持機能を有する双方向スイッチング素子と、前記双方向スイッチング素子がオンする位相角を制御することで前記交流電源の交流電圧の導通角を可変とする位相制御を行う調光制御部と、前記交流電圧の導通角に応じたデューティ比に設定した２値のデューティ信号を生成する位相検出回路と、前記デューティ信号の値に応じて充電と放電とが切り替えられる第１のコンデンサを具備して、この第１のコンデンサの電圧に応じて、前記光源部に流れる負荷電流の目標値を設定した目標信号を生成する調光回路と、前記負荷電流と前記目標信号とを比較して、前記光源部に供給される前記点灯電力を調整する出力フィードバック回路と、前記交流電源からの電力供給が開始されてから所定時間が経過した後の定常動作期間において前記電力変換回路を動作させるための第１の制御電圧を生成する第１の制御電源回路と、前記交流電源からの電力供給が開始されてから前記所定時間が経過するまでの立ち上がり期間において前記電力変換回路の動作を開始させるための第２の制御電圧を、前記電力変換回路の入力電圧を用いて生成する第２の制御電源回路とを備え、少なくとも前記立ち上がり期間において前記第１のコンデンサを充電する電力の供給経路は、前記第２の制御電源回路を含むことを特徴とする。

この発明において、前記電力変換回路の出力端間に接続した第２のコンデンサと、前記第２のコンデンサの電圧から第３の制御電圧を生成する第３の制御電源回路と、前記第１のコンデンサの放電経路を形成する第１のスイッチング素子とを備え、前記電力変換回路を動作状態から停止状態に切り替えた場合、前記第１のスイッチング素子は、前記第３の制御電圧によってオンすることが好ましい。

この発明において、前記電力変換回路は、一次巻線、二次巻線、三次巻線を有するトランスと、前記交流電源から前記一次巻線に供給される電流を導通・遮断する第２のスイッチング素子とを備え、前記一次巻線に供給される電流を前記第２のスイッチング素子が導通・遮断することによって、前記二次巻線から前記点灯電力を供給し、前記第１の制御電源回路は、前記一次巻線に供給される電流を前記第２のスイッチング素子が導通・遮断することによって前記三次巻線に誘起される電圧を用いて、前記第２の制御電圧より高い前記第１の制御電圧を生成し、前記第１のコンデンサを充電する電力の供給経路は、前記第１の制御電圧が前記第２の制御電圧を上回るまで、前記第１の制御電源回路と前記第２の制御電源回路のうち前記第２の制御電源回路を含み、前記第１の制御電圧が前記第２の制御電圧を上回った後、前記第１の制御電源回路と前記第２の制御電源回路のうち前記第１の制御電源回路を含むことが好ましい。

この発明において、前記第１の制御電圧が前記第２の制御電圧を上回るまで、前記第２の制御電圧を所定電圧に変換して、前記第１のコンデンサを充電し、前記第１の制御電圧が前記第２の制御電圧を上回った後、前記第１の制御電圧を前記所定電圧に変換して、前記第１のコンデンサを充電する第４の制御電源回路を備えることが好ましい。

この発明において、前記調光制御部は、前記双方向スイッチング素子を導通させる期間のうち所定期間、前記双方向スイッチング素子をオンさせるトリガ信号を継続して供給し、前記調光回路は、前記交流電圧の導通角に対する前記第１のコンデンサの両端電圧の変化が、２次以上の多項式で表される曲線になるように構成され、前記交流電圧の導通角と前記負荷電流との関係を示す調光カーブは、前記導通角が短くなるにつれて前記負荷電流を低下させる傾きが小さくなる曲線に沿って変化することが好ましい。
この発明において、前記出力フィードバック回路は、前記負荷電流と前記目標信号とを比較して、前記電力変換回路が供給する前記点灯電力を調整することが好ましい。

この発明において、前記出力フィードバック回路は、前記光源部に直列接続された第３のスイッチング素子と抵抗素子との直列回路を備え、前記目標信号に対して前記負荷電流が相対的に増加した場合、前記第３のスイッチング素子の両端間の抵抗が増加する方向に前記スイッチング素子を制御し、前記目標信号に対して前記負荷電流が相対的に減少した場合、前記第３のスイッチング素子の両端間の抵抗が減少する方向に前記スイッチング素子を制御することによって、前記電力変換回路の出力電圧のリプル成分を、前記スイッチング素子の両端間に印加し、前記第３のスイッチング素子と前記抵抗素子との直列回路の両端電圧を監視することによって、前記負荷電流を定電流制御することが好ましい。

この発明において、前記発光素子は、ＬＥＤ素子または有機ＥＬ素子であることが好ましい。

本発明の照明器具は、交流電源と自己保持機能を有する双方向スイッチング素子とに直列接続され、前記双方向スイッチング素子がオンする位相角が制御されることで前記交流電源の交流電圧の導通角を可変とする位相制御により調光される照明器具であって、発光素子で構成される光源部と、前記交流電源から供給される電力を入力として前記光源部に点灯電力を供給する電力変換回路と、前記交流電圧の導通角に応じたデューティ比に設定した２値のデューティ信号を生成する位相検出回路と、前記デューティ信号の値に応じて充電と放電とが切り替えられる第１のコンデンサを具備して、この第１のコンデンサの電圧に応じて、前記光源部に流れる負荷電流の目標値を設定した目標信号を生成する調光回路と、前記負荷電流と前記目標信号とを比較して、前記光源部に供給される前記点灯電力を調整する出力フィードバック回路と、前記交流電源からの電力供給が開始されてから所定時間が経過した後の定常動作期間において前記電力変換回路を動作させるための第１の制御電圧を生成する第１の制御電源回路と、前記交流電源からの電力供給が開始されてから前記所定時間が経過するまでの立ち上がり期間において前記電力変換回路の動作を開始させるための第２の制御電圧を、前記電力変換回路の入力電圧を用いて生成する第２の制御電源回路とを備え、少なくとも前記立ち上がり期間において前記第１のコンデンサを充電する電力の供給経路は、前記第２の制御電源回路を含むことを特徴とする。

以上説明したように、本発明では、電源電圧の導通角を可変とする位相制御を行うことで発光素子を調光する場合に、第２の制御回路による充電電流が調光回路のコンデンサを充電するので、始動に要する時間を短くできるという効果がある。

実施形態１の発光素子点灯装置の構成を示すブロック図である。 同上の照明器具の構成を示すブロック図である。 同上の照明器具の構成の一部を示す回路図である。 同上の照明器具の構成の一部を示す回路図である。 同上の照明器具の構成の一部を示す回路図である。 同上の照明器具の構成の一部を示す回路図である。 同上の照明器具の構成の一部を示す回路図である。 （ａ）〜（ｄ）同上の各部の動作を示す波形図である。 同上の位相検出回路の動作を示す波形図である。 （ａ）〜（ｄ）同上のバイパス電流を説明する各部の波形図である。 同上の調光カーブを示す特性図である。 実施形態２の照明器具の構成の一部を示す回路図である。 従来の発光素子点灯装置の構成を示すブロック図である。 従来の別の発光素子点灯装置の構成を示すブロック図である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。

（実施形態１）
図１は、本実施形態の発光素子点灯装置の構成を示す。発光素子点灯装置は、照明器具１と調光器２との直列回路が、商用電源１０（交流電源）の両端間に接続して構成される。そして、調光器２は、商用電源１０の電源電圧（交流電圧）を位相制御することによって、商用電源１０から照明器具１に供給される電力を調整する。

照明器具１は、図２に示すように、入力フィルタ回路１ａと、電力変換回路１ｂと、位相検出回路１ｃと、調光回路１ｄと、出力フィードバック回路１ｅと、ブリーダ回路１ｆと、光源部１ｈとを備える。

入力フィルタ回路１ａは、コンデンサ、インダクタ等で構成され、電源ラインに伝播するノイズや、空間へ輻射するノイズを抑制する機能を有する。

電力変換回路１ｂは、図３に示すように、整流回路ＤＢ１と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、トランスＴ１と、スイッチング素子Ｑ１（第２のスイッチング素子）と、制御回路Ｋ１と、ダイオードＤ１とを備えて、非絶縁型のフライバックコンバータを構成する。この電力変換回路１ｂは、損失低減、雑音低減のために、擬似共振回路を構成しており、さらに、商用電源１０の力率を改善する力率改善機能を有する。

まず、整流回路ＤＢ１は、ダイオードをフルブリッジ接続して構成され、商用電源１０の電源電圧を全波整流する。

コンデンサＣ１は、整流回路ＤＢ１の出力端間に接続したフィルムコンデンサであって、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時に発生する電圧・電流スパイクを抑制する。このコンデンサＣ１は、平滑用コンデンサに比べて容量が小さく、平滑作用を考慮したものではない。すなわち、電力変換回路１ｂは、電解コンデンサ等の容量が大きい平滑コンデンサを入力手段に備えておらず、コンデンサインプット型の電源回路を構成するものではない。

トランスＴ１は、一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２、三次巻線Ｎ３を備えて、各巻線は互いに磁気的に結合している。そして、一次巻線Ｎ１とスイッチング素子Ｑ１との直列回路が、整流回路ＤＢ１の出力端間に接続し、二次巻線Ｎ２の一端には、ダイオードＤ１が介挿されており、二次巻線Ｎ２とダイオードＤ１との直列回路には、平滑用のコンデンサＣ２（第２のコンデンサ）が並列接続している。

そして、制御回路Ｋ１は、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動することによって、商用電源１０から一次巻線Ｎ１に流れる電流を導通・遮断する。スイッチング素子Ｑ１のオン時において、一次巻線Ｎ１およびスイッチング素子Ｑ１の直列回路に電流が流れ、一次巻線Ｎ１に磁気エネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、一次巻線Ｎ１の磁気エネルギーによって、二次巻線Ｎ２に誘起電圧が発生し、コンデンサＣ２の両端間に電圧が生じる。

この制御回路Ｋ１は、スイッチング素子Ｑ１をスイッチング制御することによって、電力変換回路１ｂの出力を所定値に制御し、さらには商用電源１０の力率を改善させる。なお、フライバックコンバータによる力率改善動作については、周知技術であり、詳細な説明は省略する。

光源部１ｈは、直列接続または並列接続した複数のＬＥＤ素子、有機ＥＬ素子から構成されており、コンデンサＣ２の両端間に接続している。

位相検出回路１ｃは、整流回路ＤＢ１の各入力端にアノードを接続したダイオードＤａ，Ｄｂの各カソードに接続しており、調光器２によって位相制御された電源電圧を全波整流した電圧Ｖｄ（全波整流電圧Ｖｄ）が入力される。そして、位相検出回路１ｃは、照明器具１に入力される電源電圧の導通角（全波整流電圧Ｖｄの導通角）を検出し、この検出した導通角に応じたデューティ比に設定した２値の信号（デューティ信号Ｓ１）を、調光回路１ｄへ出力する。

調光回路１ｄは、デューティ信号Ｓ１のデューティ比に応じた負荷電流の目標値を設定し、この負荷電流の目標値に応じた電圧信号（目標信号Ｓ２）を、出力フィードバック回路１ｅへ出力する。

出力フィードバック回路１ｅは、光源部１ｈに直列接続した抵抗等によって、光源部１ｈに流れる負荷電流を検出する。また、出力フィードバック回路１ｅは、調光回路１ｄから入力された目標信号Ｓ２によって、負荷電流の目標値を取得する。そして、出力フィードバック回路１ｅは、負荷電流の検出値と目標値とに基づくフィードバック信号Ｓ３（例えば、負荷電流の検出値と目標値との誤差）を制御回路Ｋ１へ出力することによって、負荷電流が目標値に一致するように定電流制御を行う（図３参照）。

制御回路Ｋ１は、フィードバック信号Ｓ３に応じて、スイッチング素子Ｑ１の導通期間（オン期間）を設定することによって、負荷電流が目標値に一致するように定電流制御がなされる。

図４は、出力フィードバック回路１ｅの具体回路構成を示す。出力フィードバック回路１ｅは、光源部１ｈに直列接続したＦＥＴ素子Ｑ９１と抵抗Ｒ９１との直列回路を備え、ＦＥＴ素子Ｑ９１のドレインは光源部１ｈに接続し、ＦＥＴＱ９１のソースは抵抗Ｒ９１に接続している。そして、オペアンプＯＰ９１の出力は、ＦＥＴ素子Ｑ９１のゲートに接続し、さらに抵抗Ｒ９３を介して後述の第４の制御電圧Ｖｃｃ４に接続している。さらに、オペアンプＯＰ９１の反転入力と出力との間に抵抗Ｒ９２を接続し、オペアンプＯＰ９１の反転入力は、ＦＥＴ素子Ｑ９１のソースに接続している。オペアンプＯＰ９１の非反転入力は、コンデンサＣ９１を介して、電力変換回路１ｂの低圧側出力に接続し、さらに抵抗Ｒ９４を介して目標信号Ｓ２が入力される。

また、オペアンプＯＰ９２の反転入力は、抵抗Ｒ９５を介して、ＦＥＴ素子Ｑ９１のドレインに接続し、オペアンプＯＰ９２の非反転入力は、後述の第４の制御電圧Ｖｃｃ４を抵抗Ｒ９６，Ｒ９７の直列回路で分圧した電圧が入力される。さらに、オペアンプＯＰ９２の反転入力と出力との間に抵抗Ｒ９８を接続している。

光源部１ｈをＬＥＤ素子、有機ＥＬ素子で構成した場合、電力変換回路１ｂの出力電圧（コンデンサＣ２の両端電圧）のリプルによって、光源部１ｈを流れる負荷電流に大きなリプルが生じ、フリッカーやチラツキの原因となる。

そこで、出力フィードバック回路１ｅを図４のように構成することによって、オペアンプＯＰ９１の出力電圧は、目標値（目標信号Ｓ２）に対して負荷電流が相対的に増加した場合、低下し、目標値に対して負荷電流が相対的に減少した場合、増加する。すなわち、オペアンプＯＰ９１は、目標値に対して負荷電流が相対的に増加した場合、ＦＥＴ素子Ｑ９１のドレイン−ソース間の抵抗が増加する方向にＦＥＴ素子Ｑ９１を制御する。また、オペアンプＯＰ９１は、目標値に対して負荷電流が相対的に減少した場合、ＦＥＴ素子Ｑ９１のドレイン−ソース間の抵抗が減少する方向にＦＥＴ素子Ｑ９１を制御する。

この構成では、ＦＥＴ素子Ｑ９１のドレイン−ソース間に、電力変換回路１ｂの出力電圧のリプル分が印加されるので、光源部１ｈの両端電圧は、リプル分が低減した略一定の電圧が印加される。

さらに、オペアンプＯＰ９２は、光源部１ｈに供給される電力を制御する機能を有しており、ＦＥＴ素子Ｑ９１のドレイン電圧（ＦＥＴ素子Ｑ９１と抵抗Ｒ９１との直列回路の両端電圧）が目標電圧になるように、フィードバック信号Ｓ３を制御回路Ｋ１へ出力する。すなわち、オペアンプＯＰ９１は、ＦＥＴ素子Ｑ９１と抵抗Ｒ９１との直列回路の両端電圧を監視して、フィードバック信号Ｓ３を制御回路Ｋ１へ出力することによって、負荷電流が目標値に一致するように定電流制御を行う。

次に、調光器２は、図１に示すように、雑音防止用のフィルタを構成するコンデンサＣ８１及びインダクタＬ８１と、自己保持機能を有する双方向スイッチング素子であるトライアックＱ８１とを備える。コンデンサＣ８１は、調光器２の入力端間に接続し、コンデンサＣ８１には、トライアックＱ８１とインダクタＬ８１との直列回路が並列接続している。そして、トライアックＱ８１がオンしている導通状態にあるとき、商用電源１０から電力変換回路１ｂへ交流電力が供給される。

また、調光器２は、電源部４を備える。電源部４は、調光器２の各部（後述の調光制御部３等）を動作させるための制御電源を生成するものであり、トライアックＱ８１に並列接続されている。

この電源部４は、ダイオードＤ８１と、コンデンサＣ８２と、電源回路Ｋ８１と、コンデンサＣ８３とを備える。

ダイオードＤ８１は、照明器具１からの電源ラインに接続しており、コンデンサＣ８２は、ダイオードＤ８１を介してトライアックＱ８１に並列接続している。電源回路Ｋ８１は、コンデンサＣ８２の両端電圧を制御電圧Ｖｓに変換して出力する。コンデンサＣ８３は、電源回路Ｋ８１の出力端間に接続された平滑用コンデンサである。ここで、コンデンサＣ８３の低圧端子は、回路グランドに接続している。

さらに、調光器２は、調光制御部３を備える。調光制御部３は、同期信号生成部Ｋ８２、制御回路Ｋ８３、操作部Ｋ８４を備えており、トライアックＱ８１をオン制御することで、商用電源１０の電源電圧の導通角を可変とする位相制御を行う。

まず、照明器具１からの電源ライン（ダイオードＤ８１のアノード側）には、ダイオードＤ８２を介して同期信号生成部Ｋ８２が接続されている。同期信号生成部Ｋ８２は、グランド端子を回路グランドに接続しており、商用電源１０から供給される電源電圧の位相に基づいて、図８（ａ）に示す同期信号を生成し、制御回路Ｋ８３に出力する。具体的に、同期信号生成部Ｋ８２は、ダイオードＤ８２を介して商用電源１０の電源電圧を検出することによって、商用電源１０の電源電圧と所定の閾値Ｖｔ１とを比較し、電源電圧が閾値Ｖｔ１を上回る期間をＨレベルとした同期信号を生成する。すなわち、同期信号は、電源電圧が閾値Ｖｔ１を上回ると立ち上がり、閾値Ｖｔ１を下回ると立ち下がる。なお、図８（ａ）〜（ｃ）において、破線は商用電源１０の電源電圧の波形を示している。

制御回路Ｋ８３は、同期信号生成部Ｋ８２から与えられる同期信号、および操作部Ｋ８４から与えられる調光信号に基づいて、トライアックＱ８１をターンオンさせるトリガ信号を生成する（図８（ｂ）参照）。トリガ信号の立ち上がりおよび立ち下がりは、何れも同期信号の立ち上がりを基準にして決定される。制御回路Ｋ８３は、トライアックＱ８１のゲートにトリガ信号を出力することによって、トライアックＱ８１のゲートに駆動電流が流れてトライアックＱ８１が導通状態となる。ここで、制御回路Ｋ８３は、トライアックＱ８１をオンさせて導通させる期間のうち所定期間、トライアックＱ８１をオンさせるトリガ信号を継続して供給する、所謂ＤＣトリガ方式を用いている。

すなわち、調光制御部３は、ＤＣトリガ方式を用いてトライアックＱ８１をオン制御することによって、照明器具１に印加する電源電圧を位相制御している。

以下、本実施形態の調光動作について説明する。まず、同期信号生成部Ｋ８２が、同期信号を生成し、制御回路Ｋ８３に出力する。また、操作部Ｋ８４は、ユーザ操作に応じた調光信号を制御回路Ｋ８３に出力する。制御回路Ｋ８３は、同期信号および調光信号に基づいてトリガ信号を生成し、トライアックＱ８１のゲートに出力する。トライアックＱ８１は、トリガ信号の立ち上がり時にターンオンし、導通状態となる。したがって、図８（ｃ）に示すように、照明器具１には、商用電源１０の電源電圧が位相制御されて印加される。なお、トリガ信号の立ち上がりは、ユーザが操作する操作部Ｋ８４から出力される電圧信号によって位相角が変化する。これにより、照明器具１に印加される電源電圧の導通角が変化するため、調光を行うことができる。

その後、トリガ信号が立ち下がると、トライアックＱ８１のゲートに駆動電流が流れなくなる。トライアックＱ８１は、アノード電流が保持電流を上回っている間は導通状態を維持するため、トリガ信号の立ち下がり後も暫くは照明器具１に商用電源１０の電源電圧が印加され続ける（図８（ｃ）参照）。そして、トライアックＱ８１のアノード電流が保持電流以下になると、トライアックＱ８１は非導通状態（オフ状態）に切り替わる。これにより、照明器具１への商用電源１０の電源電圧の印加が停止する。

照明器具１では、位相検出回路１ｃが、照明器具１に入力される電源電圧の導通角を検出し、この検出した導通角に応じたデューティ信号Ｓ１を調光回路１ｄへ出力する。調光回路１ｄは、デューティ信号Ｓ１のデューティ比に応じて負荷電流の目標値を設定し、この目標値に応じた目標信号Ｓ２を出力する。出力フィードバック回路１ｅは、負荷電流の検出値と目標値とに基づくフィードバック信号Ｓ３を制御回路Ｋ１へ出力する。制御回路Ｋ１は、フィードバック信号Ｓ３に応じて、スイッチング素子Ｑ１の導通期間（オン期間）を設定することによって、負荷電流が目標値に一致するように定電流制御を行い、光源部１ｈを調光する。

ここで、図８（ｂ）に示すように、トリガ信号はパルストリガとは異なり、照明器具１に点灯用の電力を与える期間のうち一定期間は継続してＨレベルとなっている。これにより、トライアックＱ８１のゲートには、トリガ信号が立ち下がるまで継続して駆動電流が流れる。すなわち、トライアックＱ８１を導通させる期間のうち一定期間（トリガ信号のＨレベル期間）、トライアックＱ８１に駆動電流を継続して与える。

また、照明器具１は、力率改善機能を有する電力変換回路１ｂを用いており、図８（ｄ）に示すように、照明器具１の入力電流は正弦波状となり、商用電源１０の力率が改善されている。すなわち、商用電源１０の電源電圧の電圧値がピークを過ぎて低下し、ゼロクロス付近に達した場合でも、トライアックＱ８１のアノード電流を確保できる。したがって、商用電源１０の電源電圧のゼロクロス近傍において、商用電源１０の電源ラインにノイズが重畳したとしても、トライアックＱ８１の導通期間の変動を抑制でき、光源部１ｈの点灯にチラツキが生じたり、不意に消灯する可能性を低減できる。

而して、本実施形態の発光素子点灯装置は、電源電圧のゼロクロス近傍において、商用電源１０の電源ラインにノイズが重畳しても、トライアックＱ８１が不意にオフすることなく、安定した調光を行うことができる。

さらに、本実施形態では、トリガ信号のオフ期間においても、トライアックＱ８１に、保持電流を上回る十分なアノード電流が継続して流れるように、電力変換回路１ｂの入力側に並列にブリーダ回路１ｆを設けている（図２参照）。また、このブリーダ回路１ｆは、トライアックＱ８１のオフ時に、調光器２の電源部４に電力を供給する機能も併せて有する。

まず、ブリーダ回路１ｆは、図５に示すように、整流回路ＤＢ１の各入力端にアノードを接続したダイオードＤａ，Ｄｂと、ダイオードＤａ，Ｄｂの各カソードと整流回路ＤＢ１の整流出力の低圧側との間に接続した電流引込部１ｇとを備える。すなわち、ブリーダ回路１ｆは、照明器具１の入力端間に並列接続したものと等価的に考えることができる。

図５に示す電流引込部１ｇは、ＦＥＴ素子Ｑ７１、抵抗Ｒ７１、抵抗Ｒ７２の直列回路が、ダイオードＤａ，Ｄｂの各カソードと整流回路ＤＢ１の整流出力の低圧側との間に接続している。ＦＥＴ素子Ｑ７１のドレインは、ダイオードＤａ，Ｄｂの各カソードに接続し、ＦＥＴ素子Ｑ７１のソースは、抵抗Ｒ７１，Ｒ７２の直列回路に接続している。さらに、ＦＥＴ素子Ｑ７１のゲートは、位相検出回路１ｃに接続している。また、ＦＥＴ素子Ｑ７１のゲートと整流回路ＤＢ１の整流出力の低圧側との間には、ツェナダイオードＺＤ７１が接続している。

そして、位相検出回路１ｃは、照明器具１に入力される電源電圧の導通角を検出している。具体的に、位相検出回路１ｃは、電源電圧を全波整流した全波整流電圧Ｖｄ（図９（ａ）参照）が、ダイオードＤａ，Ｄｂを介して入力されており、この全波整流電圧Ｖｄを、閾値Ｖｔ２と比較することによって、導通角に応じたデューティ比に設定した２値のデューティ信号Ｓ１を生成している。デューティ信号Ｓ１は、電源電圧の電圧値が閾値Ｖｔ２以上の場合、Ｌレベルとなり、電源電圧の電圧値が閾値Ｖｔ２未満の場合、Ｈレベルとなる（図９（ｂ）参照）。位相検出回路１ｃは、このデューティ信号Ｓ１を電流引込部１ｇのＦＥＴ素子Ｑ７１のゲートに印加する。

そして、ＦＥＴ素子Ｑ７１は、デューティ信号Ｓ１がＨレベルのとき、すなわち全波整流電圧Ｖｄの電圧値が閾値Ｖｔ２未満のときにオンし、ダイオードＤａまたはＤｂ、ＦＥＴ素子Ｑ７１、抵抗Ｒ７１，Ｒ７２を介してバイパス電流Ｉｂが流れる。このバイパス電流Ｉｂは、商用電源１０を供給源として、商用電源１０、ブリーダ回路１ｆ、調光器２で構成される閉回路を流れる。

以下、このブリーダ回路１ｆによる動作を、図１０（ａ）〜（ｄ）を用いて説明する。なお、以下の説明では、バイパス電流Ｉｂの発生期間によって、バイパス電流Ｉｂ１，Ｉｂ２の符号を付している。なお、図１０（ａ）（ｂ）において、破線は商用電源１０の電源電圧の波形を示している。

まず、電源電圧がゼロクロスを通過した時点では、全波整流電圧Ｖｄの電圧値が閾値Ｖｔ２未満であり（図１０（ｂ）参照）、デューティ信号Ｓ１がＨレベルとなって（図１０（ｃ）参照）、ＦＥＴ素子Ｑ７１がオンし、バイパス電流Ｉｂ１が発生する（図１０（ｄ）参照）。このとき、調光器２のトライアックＱ８１はオフしており、バイパス電流Ｉｂ１は、調光器２のダイオードＤ８１を介して、コンデンサＣ８２を充電する。すなわち、電源部４は、バイパス電流Ｉｂ１を用いて制御電圧Ｖｓを生成しており、簡易な構成で制御電源を確保できる。

そして、トリガ信号が立ち上がり（図１０（ａ）参照）、トライアックＱ８１が導通すると、商用電源１０の電源電圧が照明器具１に印加される。全波整流電圧Ｖｄが閾値Ｖｔ２以上となった時点で（図１０（ｂ）参照）、デューティ信号Ｓ１がＬレベルとなって（図１０（ｃ）参照）、ＦＥＴ素子Ｑ７１がオフし、バイパス電流Ｉｂ１はゼロになる（図１０（ｄ）参照）。

そして、電源電圧の電圧値が、ピーク値まで増加した後に低下し、トリガ信号が立ち下がると（図１０（ａ）参照）、トライアックＱ８１のゲートに駆動電流が流れなくなるが、トライアックＱ８１は、アノード電流が保持電流を上回っている間、導通状態を維持する。

そして、本実施形態では、全波整流電圧Ｖｄが閾値Ｖｔ２未満になった場合（図１０（ｂ）参照）、デューティ信号Ｓ１がＨレベルとなって（図１０（ｃ）参照）、ＦＥＴ素子Ｑ７１がオンし、バイパス電流Ｉｂ２が発生する（図１０（ｄ）参照）。このバイパス電流Ｉｂ２が、トリガ信号が立ち下がった後に導通状態を維持しているトライアックＱ８１を流れることによって、アノード電流が保持電流以上に維持される。

したがって、電源電圧のゼロクロス近傍において、商用電源１０の電源ラインにノイズが重畳しても、トライアックＱ８１が不意にオフすることなく、安定した調光を行うことができる。

また、図１０に示す実施形態では、閾値Ｖｔ２を比較的高く設定することによって、トリガ信号が立ち下がる以前に、デューティ信号Ｓ１がＨレベルに切り替わって、バイパス電流Ｉｂ２が流れ始めるので、耐ノイズ性がさらに向上している。

なお、トリガ信号が立ち下がった後に、デューティ信号Ｓ１がＨレベルに切り替わって、バイパス電流Ｉｂ２を流し始めてもよい。この場合、バイパス電流Ｉｂ２を流す期間を短くすることによって、回路損失をより低減できる。

さらに、本実施形態では、力率改善機能を有する電力変換回路１ｂを用いることによって、コンデンサインプット型の電力変換回路を用いる場合に比べて、必要なバイパス電流Ｉｂを抑制でき、回路損失の低減を図ることができる。

また、電力変換回路１ｂによる力率改善によって、負荷電流が高い位相角の領域（電源電圧が高い位相角の領域）では、バイパス電流Ｉｂを流す必要がないので、さらなる回路損失の低減を図ることができる。

また、電流引込部１ｇは、ＦＥＴ素子Ｑ７１のゲート−ソース間電圧と、抵抗Ｒ７１，Ｒ７２の直列回路の両端電圧との和が、ツェナダイオードＺＤ７１のツェナ電圧と一致するように、ＦＥＴ素子Ｑ７１のドレイン電流が定電流制御される。すなわち、電流引込部１ｇによって、バイパス電流Ｉｂは定電流制御されており、バイパス電流Ｉｂは、必要な保持電流を大幅に上回ることがなく、回路損失の低減に寄与している。

また、調光回路１ｄおよび電流引込部１ｇは、位相検出回路１ｃが生成したデューティ信号Ｓ１を用いて動作している。すなわち、照明器具１は、調光回路１ｄおよび電流引込部１ｇが共通のデューティ信号Ｓ１を用いることによって、構成を簡略化して、部品削減を図ることができる。

次に、照明器具１は、各部に制御電圧を供給するために、第１〜第４の制御電源回路ＰＳ１〜ＰＳ４を備えている。

第１の制御電源回路ＰＳ１は、図３に示すように、トランスＴ１の三次巻線Ｎ３と、ダイオードＤ２との直列回路で構成される。そして、三次巻線Ｎ３とダイオードＤ２との直列回路には、コンデンサＣａが並列接続されている。コンデンサＣａの両端電圧Ｖｃｃは、三次巻線Ｎ３から供給される電力によって、第１の制御電圧Ｖｃｃ１となる。また、コンデンサＣａの両端間には、放電用の抵抗Ｒａが接続している。

具体的には、電力変換回路１ｂが動作中で、スイッチング素子Ｑ１がオン状態のとき、一次巻線Ｎ１に磁気エネルギーが蓄積され、次に、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、一次巻線Ｎ１の磁気エネルギーによって、三次巻線Ｎ３に誘起電圧が発生する。この誘起電圧によって、コンデンサＣａは、ダイオードＤ２を介して充電され、コンデンサＣａの両端間に第１の制御電圧Ｖｃｃ１が発生する。すなわち、コンデンサＣａの両端電圧Ｖｃｃは、第１の制御電源回路ＰＳ１から供給される電力によって、第１の制御電圧Ｖｃｃ１となる。

第２の制御電源回路ＰＳ２は、図６に示すように、抵抗Ｒ２１と、ツェナダイオードＺＤ２１と、トランジスタＱ２１と、コンデンサＣ２１と、ダイオードＤ２１とで構成される。そして、抵抗Ｒ２１とツェナダイオードＺＤ２１との直列回路は、全波整流電圧Ｖｄが印加される。トランジスタＱ２１のベースは、抵抗Ｒ２１とツェナダイオードＺＤ２１との接続中点に接続し、トランジスタＱ２１のコレクタには全波整流電圧Ｖｄが印加されている。さらに、トランジスタＱ２１のエミッタは、コンデンサＣ２１を介して整流回路ＤＢ１の整流出力の低圧側に接続し、さらにダイオードＤ２１を介してコンデンサＣａの正極に接続している。

そして、第２の制御電源回路ＰＳ２において、トランジスタＱ２１のベース−エミッタ間電圧と、コンデンサＣ２１の両端電圧との和が、ツェナダイオードＺＤ２１のツェナ電圧と一致する。コンデンサＣ２１の両端電圧は、定電圧制御されており、ダイオードＤ２１を介してコンデンサＣａを充電する。すなわち、コンデンサＣａの両端電圧Ｖｃｃは、第２の制御電源回路ＰＳ２から供給される電力によって、第２の制御電圧Ｖｃｃ２となる。なお、第２の制御電圧Ｖｃｃ２は、第１の制御電圧Ｖｃｃ１より低い。

第３の制御電源回路ＰＳ３は、図３に示すように、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２と、ツェナダイオードＺＤ１１と、トランジスタＱ１１と、コンデンサＣ１１とで構成される。抵抗Ｒ１１とツェナダイオードＺＤ１１との直列回路は、電力変換回路１ｂの二次側のコンデンサＣ２に並列接続している。トランジスタＱ１１のベースは、抵抗Ｒ１１とツェナダイオードＺＤ１１との接続中点に接続し、トランジスタＱ１１のコレクタは、コンデンサＣ２の正極に接続している。さらに、トランジスタＱ１１のエミッタは、コンデンサＣ１１を介して、コンデンサＣ２の負極に接続し、抵抗Ｒ１２がコンデンサＣ１１に並列接続している。

そして、第３の制御電源回路ＰＳ３において、トランジスタＱ１１のベース−エミッタ間電圧と、コンデンサＣ１１の両端電圧との和が、ツェナダイオードＺＤ１１のツェナ電圧と一致する。コンデンサＣ１１の両端電圧は、定電圧制御されており、第３の制御電圧Ｖｃｃ３となる。すなわち、第３の制御電源回路ＰＳ３は、コンデンサＣ２の両端電圧を第３の制御電圧Ｖｃｃ３に変換して出力する。

第４の制御電源回路ＰＳ４は、図６に示すように、コンデンサＣ３１，Ｃ３２と、三端子レギュレータＲＥＧ３１とで構成される。三端子レギュレータＲＥＧ３１の入力側にはコンデンサＣ３１が並列接続し、三端子レギュレータＲＥＧ３１の出力側にはコンデンサＣ３２が並列接続している。そして、コンデンサＣ３１には、コンデンサＣａの両端電圧Ｖｃｃが印加され、コンデンサＣ３２には、一定電圧に制御された電圧が発生する。このコンデンサＣ３２の両端電圧が、第４の制御電圧Ｖｃｃ４となる。すなわち、第４の制御電源回路ＰＳ４は、コンデンサＣａの両端電圧Ｖｃｃを第４の制御電圧Ｖｃｃ４に変換して出力する。

ここで、第１の制御電圧Ｖｃｃ１＞第２の制御電圧Ｖｃｃ２＞第４の制御電圧Ｖｃｃ４＞第３の制御電圧Ｖｃｃ３に設定されている。例えば、第１の制御電圧Ｖｃｃ１＝２４Ｖ、第２の制御電圧Ｖｃｃ２＝１８．６Ｖ、第４の制御電圧Ｖｃｃ４＝７Ｖ、第３の制御電圧Ｖｃｃ３＝４．５Ｖとなる。

次に、第１〜第４の制御電源回路ＰＳ１〜ＰＳ４が生成する制御電圧Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ４による動作を、（１）発光素子点灯装置の立ち上がり期間、（２）発光素子点灯装置の定常動作期間、（３）発光素子点灯装置の停止時の各場合について説明する。

（１）発光素子点灯装置の立ち上がり期間（商用電源１０からの電力供給が開始されてから、第１の制御電圧Ｖｃｃ１が第２の制御電圧Ｖｃｃ２を上回るまでの期間）
まず、商用電源１０から照明器具１および調光器２への電力供給が開始されると、第２の制御電源回路ＰＳ２は、ダイオードＤａ，Ｄｂを介して全波整流電圧Ｖｄが供給され、第２の制御電圧Ｖｃｃ２を出力する。この時点で、電力変換回路１ｂのスイッチング素子Ｑ１はオフ状態であり、第１の制御電源回路ＰＳ１は第１の制御電圧Ｖｃｃ１を生成していない。而して、コンデンサＣａの両端電圧Ｖｃｃは、第２の制御電圧Ｖｃｃ２となる。

コンデンサＣａの両端に発生した第２の制御電圧Ｖｃｃ２は、ダイオードＤｃを介して位相検出回路１ｃの制御電源となる。

位相検出回路１ｃは、図７に示すように、全波整流電圧Ｖｄが印加される抵抗Ｒ４１、ツェナダイオードＺＤ４１、抵抗Ｒ４２の直列回路を備え、コンデンサＣ４２が抵抗Ｒ４２に並列接続している。さらに、トランジスタＱ４１のゲートが、ツェナダイオードＺＤ４１と抵抗Ｒ４２との接続中点に接続している。トランジスタＱ４１のコレクタは、抵抗Ｒ４３、ダイオードＤｃを介して、コンデンサＣａの両端電圧Ｖｃｃ（立ち上がり期間において、Ｖｃｃ＝Ｖｃｃ２）に接続し、トランジスタＱ４１のエミッタは、回路グランドに接続する。また、トランジスタＱ４１のコレクタ−エミッタ間には、抵抗Ｒ４４が接続されている。そして、トランジスタＱ４１のコレクタ電圧が、デューティ信号Ｓ１となる。

この位相検出回路１ｃにおいて、全波整流電圧Ｖｄが閾値Ｖｔ２未満である場合（図９参照）、トランジスタＱ４１がオフし、トランジスタＱ４１のコレクタ電圧が第２の制御電圧Ｖｃｃ２になって、デューティ信号Ｓ１がＨレベルになる。また、全波整流電圧Ｖｄが閾値Ｖｔ２以上である場合（図９参照）、トランジスタＱ４１がオンし、トランジスタＱ４１のコレクタ電圧が略０Ｖになって、デューティ信号Ｓ１がＬレベルになる。

すなわち、位相検出回路１ｃは、立ち上がり期間において、第２の制御電源回路ＰＳ２が生成した第２の制御電圧Ｖｃｃ２を用いてデューティ信号Ｓ１を生成する。そして、このデューティ信号Ｓ１を入力されたブリーダ回路１ｆはバイパス電流Ｉｂを流す。調光器２の電源部４は、バイパス電流Ｉｂを用いて制御電圧Ｖｓを生成し、トライアックＱ８１を制御することで、商用電源１０の電源電圧の導通角を可変とする位相制御を開始する。

ブリーダ回路１ｆは、本来、バイパス電流ＩｂによってトライアックＱ８１を安定動作させる機能を有している。そして、このブリーダ回路１ｆに、立ち上がり期間における調光器２の制御電源の生成機能を兼用させることによって、立ち上がり期間における調光器２の制御電源を簡易な構成で生成することができる。

さらに、第２の制御電圧Ｖｃｃ２は、第４の制御電源回路ＰＳ４に入力され、第４の制御電源回路ＰＳ４は、第４の制御電圧Ｖｃｃ４を生成して調光回路１ｄに供給する。

調光回路１ｄは、図７に示す回路構成を備える。まず、ＦＥＴ素子Ｑ５１（第１のスイッチング素子）を入力段に備えており、ＦＥＴ素子Ｑ５１のゲートにデューティ信号Ｓ１が入力される。ＦＥＴ素子Ｑ５１のドレインは、抵抗Ｒ５１を介して第４の制御電圧Ｖｃｃ４が印加される。さらに、ＦＥＴ素子Ｑ５１のドレイン−ソース間には、抵抗Ｒ５２，Ｒ５３の直列回路が接続され、コンデンサＣ５１（第１のコンデンサ）が抵抗Ｒ５３に並列接続している。このＦＥＴ素子Ｑ５１、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２，Ｒ５３、コンデンサＣ５１が、１段目のＲＣ充放電回路を構成している。

また、調光回路１ｄは、ＦＥＴ素子Ｑ５２（第１のスイッチング素子）も入力段に備えており、ＦＥＴ素子Ｑ５２のゲートにデューティ信号Ｓ１が入力される。ＦＥＴ素子Ｑ５２のドレインは、抵抗Ｒ５４を介してコンデンサＣ５１の両端電圧が印加される。さらに、ＦＥＴ素子Ｑ５２のドレイン−ソース間には、抵抗Ｒ５５，Ｒ５６の直列回路が接続され、コンデンサＣ５２（第１のコンデンサ）が抵抗Ｒ５６に並列接続している。このＦＥＴ素子Ｑ５２、抵抗Ｒ５４，Ｒ５５，Ｒ５６、コンデンサＣ５２が、２段目のＲＣ充放電回路を構成している。なお、オペアンプＯＰ５１，ＯＰ５２の各電源も、第４の制御電圧が供給されている。

そして、電源電圧の導通角が減少し、デューティ信号Ｓ１のオンデューティ比が増加するにつれて（調光レベルが低下するにつれて）、コンデンサＣ５１，Ｃ５２の両端電圧は低下する。この電源電圧の導通角に対するコンデンサＣ５２の両端電圧の変化は、上述の１段目および２段目のＲＣ充放電回路によって、２次の多項式で表される曲線になる。なお、図７では、ＲＣ充放電回路を２段構成にしているが、ＲＣ充放電回路の段数を増やすことによって、電源電圧の導通角に対するコンデンサＣ５２の両端電圧の変化は、より高次の多項式で表される。

次に、コンデンサＣ５２の両端電圧は、オペアンプＯＰ５１、抵抗Ｒ５７〜Ｒ６０で構成される増幅回路で増幅される。オペアンプＯＰ５１は、コンデンサＣ５２の両端電圧が抵抗Ｒ５７を介して非反転入力に接続される。さらに、オペアンプＯＰ５１は、反転入力と回路グランドとの間に抵抗Ｒ５９を接続し、反転入力と出力との間に抵抗Ｒ５８を接続している。すなわち、オペアンプＯＰ５１は非反転増幅器として機能し、コンデンサＣ５２の両端電圧を増幅した増幅信号を、抵抗Ｒ６０を介して出力する。そして、オペアンプＯＰ５１の出力電圧は、オペアンプＯＰ５１の出力に抵抗Ｒ６０を介して設けたツェナダイオードＺＤ５１によって、上限を制限される。すなわち、ツェナダイオードＺＤ５１を用いて、オペアンプＯＰ５１の出力電圧の上限を設定することによって、調光上限を決めている。

次に、オペアンプＯＰ５１の出力電圧は、オペアンプＯＰ５２、抵抗Ｒ６１〜Ｒ６６で構成される減算回路に入力される。オペアンプＯＰ５１の出力電圧は、抵抗Ｒ６１，Ｒ６２の直列回路で分圧されて、オペアンプＯＰ５２の非反転入力に接続される。抵抗Ｒ６３，Ｒ６４の直列回路の両端間には、第４の制御電圧Ｖｃｃ４が印加され、抵抗Ｒ６３，Ｒ６４の接続中点は、オペアンプＯＰ５２の反転入力に抵抗Ｒ６５を介して接続される。さらに、オペアンプＯＰ５２の反転入力と出力との間に、抵抗Ｒ６６を接続している。そして、オペアンプＯＰ５２の出力電圧は、オペアンプＯＰ５２が減算回路として機能することによって下限を制限されている。すなわち、オペアンプＯＰ５２の出力電圧の下限を設定することによって、調光下限を決めている。

そして、オペアンプＯＰ５２の出力は、抵抗Ｒ６７，Ｒ６８の直列回路によって分圧され、抵抗Ｒ６７，Ｒ６８の接続中点の電圧が、目標信号Ｓ２となる。

ここで、デューティ信号Ｓ１の周波数は、商用電源１０の商用周波数５０Ｈｚ／６０Ｈｚの２倍である１００Ｈｚ／１２０Ｈｚとなる。したがって、調光回路１ｄのＲＣ充放電回路に用いるコンデンサＣ５１，Ｃ５２は、数μＦ〜数１０μＦ程度の比較的大きい容量が必要となる。

しかしながら、本実施形態では上述のように、１段目のＲＣ充放電回路のコンデンサＣ５１、２段目のＲＣ充放電回路のコンデンサＣ５２は、立ち上がり期間に、第２の制御電圧Ｖｃｃ２から生成される第４の制御電圧Ｖｃｃ４によって充電される。すなわち、第２の制御電圧Ｖｃｃ２は、第４の制御電源回路ＰＳ４によって第４の制御電圧Ｖｃｃ４に変換されて、立ち上がり期間におけるコンデンサＣ５１，Ｃ５２の充電にも用いられている。したがって、立ち上がり期間において、目標信号Ｓ２が生成されるまでの時間を短くでき、始動に要する時間を短くできる。特に、調光レベルが低く、電源電圧の導通角が短い場合であっても、コンデンサＣ５１，Ｃ５２の各充電に要する時間を短くできるため、効果的である。

そして、第４の制御電圧Ｖｃｃ４は、ダイオードＤｆを介して出力フィードバック回路１ｅにも供給され、出力フィードバック回路１ｅは、第４の制御電圧Ｖｃｃ４を用いて、目標信号Ｓ２に応じたフィードバック信号Ｓ３を出力する。

また、コンデンサＣａの両端電圧Ｖｃｃ（立ち上がり期間において、Ｖｃｃ＝Ｖｃｃ２）は、制御回路Ｋ１の動作電源となって、制御回路Ｋ１が、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ駆動を開始する。スイッチング素子Ｑ１がスイッチング動作を開始すると、三次巻線Ｎ３に誘起電圧が発生し、第１の制御電源回路ＰＳ１が第１の制御電圧Ｖｃｃ１を生成する。また、スイッチング素子Ｑ１がスイッチング動作を開始すると、二次巻線Ｎ２に誘起電圧が発生し、第３の制御電源回路ＰＳ３が第３の制御電圧Ｖｃｃ３を生成する。

すなわち、立ち上がり期間において、第１の制御電源回路ＰＳ１が第１の制御電圧Ｖｃｃ１を生成する以前に、第２の制御電源回路ＰＳ２が第２の制御電圧Ｖｃｃ２を生成している。したがって、発光素子点灯装置の立ち上がり期間におけるコンデンサＣａの充電は、第２の制御電源回路ＰＳ２の第２の制御電圧Ｖｃｃ２を用いる（Ｖｃｃ＝Ｖｃｃ２）。そして、電力変換回路１ｂのスイッチング動作が開始され、第１の制御電圧Ｖｃｃ１が第２の制御電圧Ｖｃｃ２を上回ると、第１の制御電圧Ｖｃｃ１によってコンデンサＣａが充電される（Ｖｃｃ＝Ｖｃｃ１）。したがって、立ち上がり期間において、コンデンサＣａの充電時間を短縮することができ、始動に要する時間を短くすることができる。

また、位相検出回路１ｃは、立ち上がり期間に供給される第２の制御電圧Ｖｃｃ２からデューティ信号Ｓ１を生成しており、この構成によっても始動に要する時間を短くできる。

また、調光回路１ｄは、立ち上がり期間に供給される第２の制御電圧Ｖｃｃ２から生成したデューティ信号Ｓ１によって動作しており、この構成によっても始動に要する時間を短くできる。

（２）発光素子点灯装置の定常動作期間（商用電源１０から電力供給が開始されて、第１の制御電圧Ｖｃｃ１が第２の制御電圧Ｖｃｃ２を上回った後の期間）
定常動作期間の照明器具１は、第１の制御電源回路ＰＳ１が生成した第１の制御電圧Ｖｃｃ１によって動作する。なお、立ち上がり期間から定常動作期間に切り替わるタイミング（第１の制御電圧Ｖｃｃ１が第２の制御電圧Ｖｃｃ２を上回るタイミング）は、光源部１ｈの点灯前、点灯後を問わない。

第１の制御電圧Ｖｃｃ１は、第２の制御電圧Ｖｃｃ２に比べて、高い電圧値に生成されている。したがって、スイッチング素子Ｑ１がスイッチング動作を開始し、第１の制御電圧Ｖｃｃ１が第２の制御電圧Ｖｃｃ２を上回れば、第２の制御電源回路ＰＳ２によるコンデンサＣａの充電は停止し、第１の制御電源回路ＰＳ１によってコンデンサＣａが充電される。而して、コンデンサＣａの両端電圧Ｖｃｃ＝Ｖｃｃ１となる。

そして、第４の制御電源回路ＰＳ４は、ダイオードＤｃを介して供給される第１の制御電圧Ｖｃｃ１を用いて、第４の制御電圧Ｖｃｃ４を生成し、位相検出回路１ｃは、第１の制御電圧Ｖｃｃ１を用いて、デューティ信号Ｓ１を生成する。また、第１の制御電圧Ｖｃｃ１は、制御回路Ｋ１の動作電源となって、制御回路Ｋ１が、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ駆動を継続する。

このように、発光素子点灯装置の定常動作時において、照明器具１は、第２の制御電圧Ｖｃｃ２より高い第１の制御電圧Ｖｃｃ１を制御電源として用いる。そして、第１の制御電源回路ＰＳ１の入出力電圧の差分（入力電圧−出力電圧）は、第２の制御電源回路ＰＳ２の入出力電圧の差分より小さいので、第１の制御電圧Ｖｃｃ１を制御電源として用いることによって、制御電圧生成時の損失を低減できる。

なお、他の各部の動作は、（１）発光素子点灯装置の立ち上がり期間における動作と同様であり、説明は省略する。

（３）発光素子点灯装置の停止時（商用電源１０からの電力供給が遮断されるとき）
商用電源１０から照明器具１および調光器２への電力供給が遮断されると、コンデンサＣａは抵抗Ｒａによって放電し、制御電圧Ｖｃｃは瞬時に低下する。したがって、制御電圧Ｖｃｃの放電時間は短時間となる。また、全波整流電圧Ｖｄがゼロになるので、位相検出回路１ｃのトランジスタＱ４１はオフ状態となる。

一方、第３の制御電源回路ＰＳ３は、電力変換回路１ｂの二次側のコンデンサＣ２の残留電荷によって、第３の制御電圧Ｖｃｃ３を生成する。そして、この第３の制御電圧Ｖｃｃ３が、ダイオードＤｄを介して、調光回路１ｄのＦＥＴ素子Ｑ５１，Ｑ５２の各ゲートに印加され、ＦＥＴ素子Ｑ５１，Ｑ５２がオンする。したがって、調光回路１ｄのコンデンサＣ５１の電荷は、抵抗Ｒ５２、ＦＥＴ素子Ｑ５１を介して放電する。さらに、調光回路１ｄのコンデンサＣ５２の電荷は、抵抗Ｒ５５、ＦＥＴ素子Ｑ５２を介して放電する。

而して、電力供給の遮断後、コンデンサＣ５１，Ｃ５２の各電荷が短時間のうちに放電される。したがって、消灯から再始動までの時間間隔が短い場合であっても、コンデンサＣ５１，Ｃ５２の残留電荷は少ないので、再始動時の調光レベルが必要以上に高くなって、光出力が一時的に大きくなる始動光飛び出しという現象が抑制される。

なお、コンデンサＣ５１の電荷は抵抗Ｒ５３を介しても放電され、コンデンサＣ５２の電荷は抵抗Ｒ５６を介しても放電される。しかしながら、抵抗Ｒ５３の抵抗値は、抵抗Ｒ５２の抵抗値に比べて大きく、抵抗Ｒ５６の抵抗値は、抵抗Ｒ５５の抵抗値に比べて大きいため、抵抗Ｒ５３，Ｒ５６を介した各放電量は、抵抗Ｒ５２，Ｒ５５を介した各放電量より小さい。すなわち、発光素子点灯装置の停止時にＦＥＴ素子Ｑ５１，Ｑ５２を介した放電経路が生成されることは、コンデンサＣ５１，Ｃ５２の各放電時間を短縮するために効果的な構成となり、この効果は、ＲＣ充放電回路の段数が多いほど有効になる。

さらに、第３の制御電圧Ｖｃｃ３は、ダイオードＤｅを介して出力フィードバック回路１ｅにも供給される。

上述のように、第１〜第４の制御電源回路ＰＳ１〜ＰＳ４が生成する制御電圧Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ４によって、本発光素子点灯装置が始動、動作、停止する。

次に、図１１は、調光回路１ｄによる調光特性を示す調光カーブであり、電源電圧の導通角と負荷電流との関係を示す。なお、図１１では、トリガ信号の立ち上がり時の位相角α（図１０参照）に負荷電流を対応させている。

この調光カーブの位相角α１〜α２の領域において、負荷電流は、位相角αが大きくなるにつれて曲線状に低減しており、この曲線は、２次の多項式で表される。すなわち、位相角αが大きくなるにつれて（導通角が短くなるにつれて）、調光カーブが低下する傾きが小さくなる。したがって、直線的な調光制御とするのではなく、調光レベルが高い領域では光出力の変化を急にして、調光レベルが低い領域では、ノイズによるチラツキを人の目が認識できない程度に光出力の変化を緩くすることによって、自然な減光特性を実現している。特に、調光レベルが低いときに（位相角が小さいときに）、細やかな調光制御が可能となり、さらには調光レベルの変化に対する人の目の違和感を抑制して、自然な調光変化を実現できる。

なお、図１１では、位相角α１以上、位相角α２以下の領域において、負荷電流は、２次の多項式で表される曲線に沿って変化しているが、この曲線は、人間の目の感度に合わせたＬＯＧスケールで表される曲線、またはこれに近い特性を示す曲線であってもよい。また、調光レベルが低い領域におけるノイズによるチラツキを許容する場合であれば、位相角α１以上、位相角α２以下の領域の調光特性を直線で表してもよい。

また、調光回路１ｄは、ツェナダイオードＺＤ５１を用いて、オペアンプＯＰ５１の出力電圧の上限を設定することによって、位相角０°〜α１の領域（導通角が大きい領域）で、負荷電流の上限を一定の最大値Ｉｍａｘに設定している。

さらに、調光回路１ｄは、オペアンプＯＰ５２の出力電圧の下限を設定することによって、位相角α２〜１８０°の領域（導通角が小さい領域）で、負荷電流の下限を一定の最小値Ｉｍｉｎに設定している。

また、本実施形態の照明器具１の調光方式では、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフにより光源部１ｈを調光しているが、光源部１ｈに流れる電流を可変することにより調光を行う回路構成でも同様の効果を奏することはいうまでもない。

また、光源部１ｈに用いるＬＥＤ素子、有機ＥＬ素子は、従来の放電灯と異なり、特に始動性、再始動性が求められるものであり、上述のように始動、再始動に要する時間を短くする構成は有効な手段となる。

また、本実施形態では、光源部１ｈとしてＬＥＤ素子または有機ＥＬ素子を用いているが、これに限定される必要はなく、他の固体発光素子を光源部１ｈに用いてもよい。

（実施形態２）
図１２は、発光素子点灯装置の立ち上がり期間および停止時において、調光回路１ｄのコンデンサＣ５１，Ｃ５２の充放電を行う別の形態を示す。

まず、第２の制御電源回路ＰＳ２が生成する第２の制御電圧Ｖｃｃ２は、スイッチＳＷ１を介してコンデンサＣ５１，Ｃ５２の各正極に接続される。さらに、コンデンサＣ５１，Ｃ５２の各正極は、スイッチＳＷ２を介して回路グランドに接続される。そして、スイッチ制御回路Ｋ９０が、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のオン・オフ動作を制御する。スイッチ制御回路Ｋ９０は、マイクロコンピュータ等で構成され、第２の制御電圧Ｖｃｃ２と、ダイオードＤｃ，Ｄｄの各カソードの接続点の電圧（位相検出回路１ｃの制御電源）とを監視している。なお、スイッチ制御回路Ｋ９０は、制御電圧Ｖｃｃを動作電源として用いる。

まず、発光素子点灯装置に商用電力が供給されていない初期状態において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２はともにオフしている。

そして、立ち上がり期間では、位相検出回路１ｃの制御電源として、ダイオードＤｃを介して制御電圧Ｖｃｃ（この時点で、第２の制御電圧Ｖｃｃ２）が供給される。そして、スイッチ制御回路Ｋ９０は、第２の制御電圧Ｖｃｃ２の立ち上がりを検出すると、スイッチＳＷ１をオンして、第２の制御電圧Ｖｃｃ２でコンデンサＣ５１，Ｃ５２を充電する。したがって、立ち上がり期間には、第４の制御電圧Ｖｃｃ４だけでなく、第２の制御電圧Ｖｃｃ２も併用して、コンデンサＣ５１，Ｃ５２の充電を行うので、始動時間のさらなる短縮を図ることができる。

そして、制御電圧Ｖｃｃが第２の制御電圧Ｖｃｃ２から第１の制御電圧Ｖｃｃ１に切り替わるとき、スイッチ制御回路Ｋ９０は、制御電圧Ｖｃｃが第２の制御電圧Ｖｃｃ２を上回った後にスイッチＳＷ１をオフし、スイッチＳＷ１，ＳＷ２ともにオフ状態とする（発光素子点灯装置の定常動作時）。

次に、停止時においては、制御電圧Ｖｃｃが低下し、位相検出回路１ｃの制御電源として、ダイオードＤｄを介して第３の制御電圧Ｖｃｃ３（Ｖｃｃ３＜Ｖｃｃ２＜Ｖｃｃ１）が供給される。そして、位相検出回路１ｃの制御電源が、第１の制御電圧Ｖｃｃ１から第３の制御電圧Ｖｃｃ３にまで低下すると、スイッチ制御回路Ｋ９０はスイッチＳＷ２をオンし、コンデンサＣ５１，Ｃ５２を放電させる。したがって、停止時には、ＦＥＴ素子Ｑ５１，Ｑ５２だけでなく、スイッチＳＷ２も併用して、コンデンサＣ５１，Ｃ５２の放電を行うので、停止時におけるコンデンサＣ５１，Ｃ５２の放電時間のさらなる短縮を図ることができる。

なお、他の構成は実施形態１と同様であり、説明は省略する。

１ 照明器具
２ 調光器
３ 調光制御部
１０ 商用電源（交流電源）
１ｂ 電力変換回路
１ｃ 位相検出回路
１ｄ 調光回路
１ｅ 出力フィードバック回路
１ｈ 光源部
ＰＳ１ 第１の制御電源回路
ＰＳ２ 第２の制御電源回路
Ｑ８１ トライアック（双方向スイッチング素子）

Claims (9)

1. 交流電源から供給される電力を入力として、発光素子で構成される光源部に点灯電力を供給する電力変換回路と、
   前記電力変換回路と前記交流電源との直列回路に直列接続されて自己保持機能を有する双方向スイッチング素子と、
   前記双方向スイッチング素子がオンする位相角を制御することで前記交流電源の交流電圧の導通角を可変とする位相制御を行う調光制御部と、
   前記交流電圧の導通角に応じたデューティ比に設定した２値のデューティ信号を生成する位相検出回路と、
   前記デューティ信号の値に応じて充電と放電とが切り替えられる第１のコンデンサを具備して、この第１のコンデンサの電圧に応じて、前記光源部に流れる負荷電流の目標値を設定した目標信号を生成する調光回路と、
   前記負荷電流と前記目標信号とを比較して、前記光源部に供給される前記点灯電力を調整する出力フィードバック回路と、
   前記交流電源からの電力供給が開始されてから所定時間が経過した後の定常動作期間において前記電力変換回路を動作させるための第１の制御電圧を生成する第１の制御電源回路と、
   前記交流電源からの電力供給が開始されてから前記所定時間が経過するまでの立ち上がり期間において前記電力変換回路の動作を開始させるための第２の制御電圧を、前記電力変換回路の入力電圧を用いて生成する第２の制御電源回路とを備え、
   少なくとも前記立ち上がり期間において前記第１のコンデンサを充電する電力の供給経路は、前記第２の制御電源回路を含む
   ことを特徴とする発光素子点灯装置。
2. 前記電力変換回路の出力端間に接続した第２のコンデンサと、
   前記第２のコンデンサの電圧から第３の制御電圧を生成する第３の制御電源回路と、
   前記第１のコンデンサの放電経路を形成する第１のスイッチング素子とを備え、
   前記電力変換回路を動作状態から停止状態に切り替えた場合、前記第１のスイッチング素子は、前記第３の制御電圧によってオンする
   ことを特徴とする請求項１記載の発光素子点灯装置。
3. 前記電力変換回路は、一次巻線、二次巻線、三次巻線を有するトランスと、前記交流電源から前記一次巻線に供給される電流を導通・遮断する第２のスイッチング素子とを備え、前記一次巻線に供給される電流を前記第２のスイッチング素子が導通・遮断することによって、前記二次巻線から前記点灯電力を供給し、
   前記第１の制御電源回路は、前記一次巻線に供給される電流を前記第２のスイッチング素子が導通・遮断することによって前記三次巻線に誘起される電圧を用いて、前記第２の制御電圧より高い前記第１の制御電圧を生成し、
   前記第１のコンデンサを充電する電力の供給経路は、前記第１の制御電圧が前記第２の制御電圧を上回るまで、前記第１の制御電源回路と前記第２の制御電源回路のうち前記第２の制御電源回路を含み、前記第１の制御電圧が前記第２の制御電圧を上回った後、前記第１の制御電源回路と前記第２の制御電源回路のうち前記第１の制御電源回路を含む
   ことを特徴とする請求項１または２記載の発光素子点灯装置。
4. 前記第１の制御電圧が前記第２の制御電圧を上回るまで、前記第２の制御電圧を所定電圧に変換して、前記第１のコンデンサを充電し、前記第１の制御電圧が前記第２の制御電圧を上回った後、前記第１の制御電圧を前記所定電圧に変換して、前記第１のコンデンサを充電する第４の制御電源回路を備えることを特徴とする請求項３記載の発光素子点灯装置。
5. 前記調光制御部は、前記双方向スイッチング素子を導通させる期間のうち所定期間、前記双方向スイッチング素子をオンさせるトリガ信号を継続して供給し、
   前記調光回路は、前記交流電圧の導通角に対する前記第１のコンデンサの両端電圧の変化が、２次以上の多項式で表される曲線になるように構成され、前記交流電圧の導通角と前記負荷電流との関係を示す調光カーブは、前記導通角が短くなるにつれて前記負荷電流を低下させる傾きが小さくなる曲線に沿って変化する
   ことを特徴とする請求項１乃至４いずれか記載の発光素子点灯装置。
6. 前記出力フィードバック回路は、前記負荷電流と前記目標信号とを比較して、前記電力変換回路が供給する前記点灯電力を調整することを特徴とする請求項１乃至５いずれか記載の発光素子点灯装置。
7. 前記出力フィードバック回路は、前記光源部に直列接続された第３のスイッチング素子と抵抗素子との直列回路を備え、前記目標信号に対して前記負荷電流が相対的に増加した場合、前記第３のスイッチング素子の両端間の抵抗が増加する方向に前記スイッチング素子を制御し、前記目標信号に対して前記負荷電流が相対的に減少した場合、前記第３のスイッチング素子の両端間の抵抗が減少する方向に前記スイッチング素子を制御することによって、前記電力変換回路の出力電圧のリプル成分を、前記スイッチング素子の両端間に印加し、前記第３のスイッチング素子と前記抵抗素子との直列回路の両端電圧を監視することによって、前記負荷電流を定電流制御することを特徴とする請求項１乃至５いずれか記載の発光素子点灯装置。
8. 前記発光素子は、ＬＥＤ素子または有機ＥＬ素子であることを特徴とする請求項１乃至７いずれか記載の発光素子点灯装置。
9. 交流電源と自己保持機能を有する双方向スイッチング素子とに直列接続され、前記双方向スイッチング素子がオンする位相角が制御されることで前記交流電源の交流電圧の導通角を可変とする位相制御により調光される照明器具であって、
   発光素子で構成される光源部と、
   前記交流電源から供給される電力を入力として前記光源部に点灯電力を供給する電力変換回路と、
   前記交流電圧の導通角に応じたデューティ比に設定した２値のデューティ信号を生成する位相検出回路と、
   前記デューティ信号の値に応じて充電と放電とが切り替えられる第１のコンデンサを具備して、この第１のコンデンサの電圧に応じて、前記光源部に流れる負荷電流の目標値を設定した目標信号を生成する調光回路と、
   前記負荷電流と前記目標信号とを比較して、前記光源部に供給される前記点灯電力を調整する出力フィードバック回路と、
   前記交流電源からの電力供給が開始されてから所定時間が経過した後の定常動作期間において前記電力変換回路を動作させるための第１の制御電圧を生成する第１の制御電源回路と、
   前記交流電源からの電力供給が開始されてから前記所定時間が経過するまでの立ち上がり期間において前記電力変換回路の動作を開始させるための第２の制御電圧を、前記電力変換回路の入力電圧を用いて生成する第２の制御電源回路とを備え、
   少なくとも前記立ち上がり期間において前記第１のコンデンサを充電する電力の供給経路は、前記第２の制御電源回路を含む
   ことを特徴とする照明器具。

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