JP7016018B2 - 点灯装置及び照明器具 - Google Patents

Description

本発明は、点灯装置及び照明器具に関する。

ＬＥＤ等の発光素子を備えた照明器具には、発光素子を点灯させる点灯装置が設けられる（例えば特許文献１を参照）。また、照明器具には、発光素子の光量を調整するために、調光器が接続されることもある（同特許文献を参照）。この調光器には、起動すると、所定の時間をかけて、予め設定された光量まで、徐々に照明器具の光量を増加させる、いわゆるフェードイン制御を行うものがある。

特許第６１２３１３２号公報

ところで、調光器の仕様によっては、フェードイン制御時における光量の増加速度が、比較的、早いものがある。また、ユーザの調光器の操作によって、急激に光量が増加させられる場合もありうる。

このように、急激に光量が変化させられると、後述のように、点灯装置において、電圧の急激な立ち上がりが起こる可能性がある。そして、電圧の急激な立ち上がりは、回路を構成する素子（例えばコンデンサ）に与えるストレスも増加させる可能性がある。

そこで、本発明は、位相制御式の調光器から電力供給を受けて、発光素子を点灯させる点灯装置において、回路を構成する素子（例えばコンデンサ）に与えるストレスを低減できるようにすることを目的とする。

位相制御式の調光器から電力供給を受けて、電力を発光素子に供給する電力変換回路と、 定電流を前記発光素子に流す定電流回路と、前記電力変換回路の出力電圧を所定目標値に制御するための制御信号を前記電力変換回路に出力するフィードバック回路とを備え、前記フィードバック回路は、前記定電流回路と前記電力変換回路との間に設けられたＲＣフィルタ回路を有し、前記ＲＣフィルタ回路は、カットオフ周波数ｆｃが１０Ｈｚ＜ｆｃ＜５０Ｈｚの範囲であり、前記発光素子の印加電圧Ｖｆに、前記調光器からの供給電力のリプル成分が発生しないように定電流回路の印加電圧Ｖｑを設定する。

本発明によれば、点灯装置の回路を構成する素子（例えばコンデンサ）に与えるストレスを低減することが可能になる。

実施形態１の照明器具の構成を示す。 照明器具の構成例をブロック図で示す。 電力変換回路の構成例を示す。 位相検出回路の動作を示す波形図である。 電流制御回路の具体回路構成を示す。 電流引込部の構成を示す。 照明器具の回路の一部分を示す。 照明器具の各部の動作を示す波形図である。 照明器具の点灯時における発光素子の電流等の波形図である。 調光器を操作した場合における発光素子の電流等の波形図である。 電力変換回路の出力電圧のリプル成分の影響を説明するための図である。 導通角検出部の変形例を示す。 実施形態２の電流制御回路の具体回路構成を示す。

以下、本発明の各実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。以下の各実施形態の説明は、本質的に例示に過ぎず、本発明、その適用物或いはその用途を制限することを意図するものではない。

＜実施形態１＞
図１は、実施形態１の照明器具１の構成を示す。照明器具１は、調光器２と直列回路を形成している。この直列回路は、商用電源１０（交流電源）の両端間に接続されている。調光器２は、商用電源１０の電源電圧（交流電圧）を位相制御することによって、商用電源１０から照明器具１に供給される電力を調整する。

〈照明器具１の構成〉
図２に照明器具１の構成例をブロック図で示す。照明器具１は、図２に示すように、入力フィルタ回路１ａ、電力変換回路１ｂ、位相検出回路１ｃ、調光回路１ｄ、電流制御回路１ｅ、ブリーダ回路１ｆ、導通角検出部１００（制御部）、及び光源部１ｈ（発光素子）を備える。照明器具１において、光源部１ｈを除く部分が、発光素子を点灯させる点灯装置である。

入力フィルタ回路１ａは、コンデンサ、インダクタ等で構成され、電源ラインに伝播するノイズや、空間へ輻射するノイズを抑制する機能を有する。

図３に、電力変換回路１ｂの構成例を示す。電力変換回路１ｂは、図３に示すように、整流回路ＤＢ１、コンデンサＣ１，Ｃ２、トランスＴ１、スイッチング素子Ｑ１、制御回路Ｋ１、及びダイオードＤ１を備え、非絶縁型のフライバックコンバータを構成する。この電力変換回路１ｂは、損失低減、雑音低減のために、擬似共振回路を構成しており、さらに、商用電源１０の力率を改善する力率改善機能を有する。

まず、整流回路ＤＢ１は、ダイオードをフルブリッジ接続して構成され、商用電源１０の電源電圧を全波整流する。

コンデンサＣ１は、整流回路ＤＢ１の出力端間に接続されたフィルムコンデンサであって、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時に発生する電圧・電流スパイクを抑制する。このコンデンサＣ１は、平滑用コンデンサに比べて容量が小さく、平滑作用を考慮したものではない。すなわち、電力変換回路１ｂは、電解コンデンサ等の容量が大きい平滑コンデンサを入力手段に備えておらず、コンデンサインプット型の電源回路を構成するものではない。

トランスＴ１は、一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２、三次巻線Ｎ３を備えている。トランスＴ１の各巻線は、互いに磁気的に結合している。この例では、一次巻線Ｎ１とスイッチング素子Ｑ１との直列回路が、整流回路ＤＢ１の出力端間に接続され、二次巻線Ｎ２の一端には、ダイオードＤ１が介挿されている。また、二次巻線Ｎ２とダイオードＤ１との直列回路には、平滑用のコンデンサＣ２が並列接続されている。

制御回路Ｋ１は、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動することによって、商用電源１０から一次巻線Ｎ１に流れる電流を導通・遮断する。スイッチング素子Ｑ１のオン時において、一次巻線Ｎ１及びスイッチング素子Ｑ１の直列回路に電流が流れ、一次巻線Ｎ１に磁気エネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、一次巻線Ｎ１の磁気エネルギーによって、二次巻線Ｎ２に誘起電圧が発生し、コンデンサＣ２の両端間に電圧が生じる。

この制御回路Ｋ１は、スイッチング素子Ｑ１をスイッチング制御することによって、電力変換回路１ｂの出力を所定値に制御し、さらには商用電源１０の力率を改善させる。なお、フライバックコンバータによる力率改善動作については、周知技術であり、詳細な説明は省略する。

光源部１ｈは、直列接続または並列接続された複数の、ＬＥＤ素子あるいは有機ＥＬ素子から構成されており、コンデンサＣ２の両端間に接続されている。

図２に戻り、位相検出回路１ｃは、整流回路ＤＢ１（図３参照）の各入力端にアノードを接続したダイオードＤａ，Ｄｂの各カソードに接続されており、調光器２（図１参照）によって位相制御された電源電圧を全波整流した電圧Ｖｄ（全波整流電圧Ｖｄ）が入力されている。位相検出回路１ｃは、照明器具１に入力される電源電圧の導通角（全波整流電圧Ｖｄの導通角）を検出し、この検出した導通角に応じたデューティ比に設定した２値の信号（デューティ信号Ｓ１）を、調光回路１ｄへ出力する。

具体的に、位相検出回路１ｃは、電源電圧を全波整流した全波整流電圧Ｖｄ（図４（ａ）参照）が、ダイオードＤａ，Ｄｂを介して入力されている。位相検出回路１ｃは、この全波整流電圧Ｖｄを、閾値Ｖｔ２と比較することによって、導通角に応じたデューティ比に設定した２値のデューティ信号Ｓ１を生成している。デューティ信号Ｓ１は、電源電圧の電圧値が閾値Ｖｔ２以上の場合、Ｌレベルとなり、電源電圧の電圧値が閾値Ｖｔ２未満の場合、Ｈレベルとなる（図４（ｂ）参照）。

調光回路１ｄは、デューティ信号Ｓ１のデューティ比に応じた負荷電流の目標値を設定し、この負荷電流の目標値に応じた電圧信号（目標信号Ｓ２）を、電流制御回路１ｅへ出力する。

電流制御回路１ｅは、ＦＥＴ素子Ｑ９１、抵抗Ｒ９１、オペアンプＯＰ９１で構成される定電流回路を備えている。この定電流回路は、光源部１ｈに直列接続した抵抗Ｒ９１によって、光源部１ｈに流れる負荷電流を検出する。また、定電流回路は、調光回路１ｄから入力された目標信号Ｓ２によって、負荷電流の目標値を取得し、負荷電流が目標値に一致するように定電流制御を行う。また、電流制御回路１ｅでは、オペアンプＯＰ９２、抵抗Ｒ９６,Ｒ９７、及び制御回路Ｋ１によって、定電圧回路が構成されている。この定電圧回路は、電圧ＶｑによってコンデンサＣ２の電圧（すなわち、Ｖｆ＋Ｖｑ、ただしＶｆは光源部１ｈの両端電圧）を検出する。定電圧回路は、電圧Ｖｑと抵抗Ｒ９６,Ｒ９７で設定された目標値とに基づくフィードバック信号Ｓ３（例えばＶｑと目標値との誤差）を制御回路Ｋ１へ出力する（図３参照）。

制御回路Ｋ１は、この制御信号Ｓ３に応じて、スイッチング素子Ｑ１の導通期間（オン期間）を設定することによって、コンデンサＣ２の電圧が目標値に一致するように定電流制御を行う。

図５は、電流制御回路１ｅの具体回路構成を示す。電流制御回路１ｅは、光源部１ｈに定電流を流す定電流回路９１と、電力変換回路１ｂの出力電圧を所定目標値に制御するための制御信号Ｓ３を電力変換回路１ｂに出力するフィードバック回路１ｍを備えている。

定電流回路９１は、光源部１ｈに直列接続されたＦＥＴ素子Ｑ９１と抵抗Ｒ９１との直列回路９１ａと、ＦＥＴ素子Ｑ９１のゲートを駆動するオペアンプＯＰ９１とを備えている。ＦＥＴ素子Ｑ９１は、ドレインが、光源部１ｈに接続され、ソースが抵抗Ｒ９１に接続されている。

オペアンプＯＰ９１の出力は、ＦＥＴ素子Ｑ９１のゲートに接続されるとともに、抵抗Ｒ９３を介して後述の第４の制御電圧Ｖｃｃ４に接続されている。さらに、オペアンプＯＰ９１の反転入力と出力との間には抵抗Ｒ９２が接続され、オペアンプＯＰ９１の反転入力は、ＦＥＴ素子Ｑ９１のソースに接続されている。

オペアンプＯＰ９１の非反転入力は、静電容量Ｃ９１を介して、電力変換回路１ｂの低圧側出力に接続され、さらに抵抗Ｒ９４を介して目標信号Ｓ２が入力されている。すなわち、オペアンプＯＰ９１の非反転入力には、抵抗Ｒ９４と、静電容量Ｃ９１とによって形成されたＲＣ回路９０が接続されている。オペアンプＯＰ９１は、光源部１ｈに流れる電流Ｉｆと、電流Ｉｆの目標値を示す目標信号Ｓ２とを比較する比較器として機能する。

フィードバック回路１ｍは、反転入力が、抵抗Ｒ９５を介してＦＥＴ素子Ｑ９１のドレインに接続されたオペアンプＯＰ９２と、オペアンプＯＰ９２の出力と制御回路Ｋ１との間に設けられたＲＣフィルタ回路１ｎとを備えている。

オペアンプＯＰ９２の非反転入力は、後述の第４の制御電圧Ｖｃｃ４を抵抗Ｒ９６，Ｒ９７の直列回路で分圧した電圧が入力されている。さらに、オペアンプＯＰ９２の反転入力と出力との間に、抵抗Ｒ９８が接続されている。

光源部１ｈをＬＥＤ素子や、有機ＥＬ素子で構成した場合は、電力変換回路１ｂの出力電圧（コンデンサＣ２の両端電圧）のリプルによって、光源部１ｈを流れる負荷電流に大きなリプルが生じ、フリッカーやチラツキの原因となる。

そこで、電流制御回路１ｅを図５のように構成することによって、光源部１ｈを流れる負荷電流を低減する。具体的に、電流制御回路１ｅでは、オペアンプＯＰ９１の出力電圧は、目標値（目標信号Ｓ２）に対して負荷電流が相対的に増加した場合に低下し、目標値に対して負荷電流が相対的に減少した場合に増加する。

すなわち、定電流回路９１において、オペアンプＯＰ９１は、目標値に対して負荷電流が相対的に増加した場合には、ＦＥＴ素子Ｑ９１のドレイン－ソース間の抵抗が増加する方向にＦＥＴ素子Ｑ９１を制御する。また、オペアンプＯＰ９１は、目標値に対して負荷電流が相対的に減少した場合には、ＦＥＴ素子Ｑ９１のドレイン－ソース間の抵抗が減少する方向にＦＥＴ素子Ｑ９１を制御する。

この構成では、ＦＥＴ素子Ｑ９１と抵抗Ｒ９１との直列回路の両端に、電力変換回路１ｂの出力電圧のリプル分が印加されるので、光源部１ｈの両端電圧は、リプル分が低減した略一定の電圧が印加される。

さらに、フィードバック回路１ｍは、光源部１ｈに供給される電力を制御する機能を有している。フィードバック回路１ｍは、オペアンプＯＰ９２の作用により、ＦＥＴ素子Ｑ９１と抵抗Ｒ９１との直列回路の両端電圧が目標電圧になるように、フィードバック信号Ｓ３を制御回路Ｋ１へ出力する。このように、フィードバック回路１ｍが、ＦＥＴ素子Ｑ９１と抵抗Ｒ９１との直列回路９１ａの両端に印加される印加電圧Ｖｑに応じたフィードバック信号Ｓ３を制御回路Ｋ１へ出力することによって、照明器具１では、光源部１ｈの負荷電流Ｉｆが目標値に一致するように定電圧制御が行われる。なお、印加電圧Ｖｑは、定電流回路９１の印加電圧と見ることもできるため、以下の説明では、印加電圧Ｖｑを定電流回路９１の印加電圧と呼ぶものとする。

ＲＣフィルタ回路１ｎは、オペアンプＯＰ９２の出力と制御回路Ｋ１との間に設けられた抵抗部１１０と、抵抗部１１０と制御回路Ｋ１との間を接続するノードとグランドとの間に設けられた容量部１２０とを備えている。図５では、抵抗部１１０が抵抗Ｒ１１０で構成され、容量部１２０が容量Ｃ１２０で構成されている例を示している。

また、既述の通り、照明器具１には、導通角検出部１００が設けられている。導通角検出部１００は、マイクロコンピュータと、それを動作させるためのソフトウエアを格納したメモリディバイス等によって構成されている。導通角検出部１００は、調光器２の導通角（後述）の変化量を検出する機能を有している。

具体的に導通角検出部１００は、位相検出回路１ｃの出力波形（すなわちデューティ信号Ｓ１の波形）におけるデューティの変化量に基づいて、電力変換回路１ｂへの入力電圧の位相変化量（すなわち調光器２の導通角の変化量）を求める。

ブリーダ回路１ｆは、調光器２の動作中に、この調光器２にも電力を供給するため等の目的で設けられて回路である。

まず、ブリーダ回路１ｆは、図６に示すように、整流回路ＤＢ１の各入力端にアノードを接続したダイオードＤａ，Ｄｂと、ダイオードＤａ，Ｄｂの各カソードと整流回路ＤＢ１の整流出力の低圧側との間に接続した電流引込部１ｇとを備えている。すなわち、ブリーダ回路１ｆは、照明器具１の入力端間に並列接続したものと等価的に考えることができる。

図６に電流引込部１ｇの構成を示す。この電流引込部１ｇでは、ＦＥＴ素子Ｑ７１、抵抗Ｒ７１、抵抗Ｒ７２の直列回路が、ダイオードＤａ，Ｄｂの各カソードと整流回路ＤＢ１の整流出力の低圧側との間に接続されている。ＦＥＴ素子Ｑ７１のドレインは、ダイオードＤａ，Ｄｂの各カソードに接続されている。ＦＥＴ素子Ｑ７１のソースは、抵抗Ｒ７１，Ｒ７２の直列回路に接続されている。さらに、ＦＥＴ素子Ｑ７１のゲートは、位相検出回路１ｃに接続されている。また、ＦＥＴ素子Ｑ７１のゲートと整流回路ＤＢ１の整流出力の低圧側との間には、ツェナダイオードＺＤ７１が接続されている。

また、照明器具１は、各部に制御電圧を供給するために、第１～第４の制御電源回路ＰＳ１～ＰＳ４を備えている。

第１の制御電源回路ＰＳ１は、図３に示すように、トランスＴ１の三次巻線Ｎ３と、ダイオードＤ２との直列回路で構成される。そして、三次巻線Ｎ３とダイオードＤ２との直列回路には、コンデンサＣａが並列接続されている。コンデンサＣａの両端電圧Ｖｃｃは、三次巻線Ｎ３から供給される電力によって、第１の制御電圧Ｖｃｃ１となる。また、コンデンサＣａの両端間には、放電用の抵抗Ｒａが接続されている。

具体的には、電力変換回路１ｂが動作中で、スイッチング素子Ｑ１がオン状態のとき、一次巻線Ｎ１に磁気エネルギーが蓄積され、次に、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、一次巻線Ｎ１の磁気エネルギーによって、三次巻線Ｎ３に誘起電圧が発生する。この誘起電圧によって、コンデンサＣａは、ダイオードＤ２を介して充電され、コンデンサＣａの両端間に第１の制御電圧Ｖｃｃ１が発生する。すなわち、コンデンサＣａの両端電圧Ｖｃｃは、第１の制御電源回路ＰＳ１から供給される電力によって、第１の制御電圧Ｖｃｃ１となる。

第２の制御電源回路ＰＳ２は、図７に示すように、抵抗Ｒ２１、ツェナダイオードＺＤ２１、トランジスタＱ２１、コンデンサＣ２１、及びダイオードＤ２１で構成されている。そして、抵抗Ｒ２１とツェナダイオードＺＤ２１との直列回路は、全波整流電圧Ｖｄが印加されている。

トランジスタＱ２１のベースは、抵抗Ｒ２１とツェナダイオードＺＤ２１との接続中点に接続され、トランジスタＱ２１のコレクタには、全波整流電圧Ｖｄが印加されている。さらに、トランジスタＱ２１のエミッタは、コンデンサＣ２１を介して整流回路ＤＢ１の整流出力の低圧側に接続され、さらにダイオードＤ２１を介してコンデンサＣａの正極に接続されている。

第３の制御電源回路ＰＳ３は、図３に示すように、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２、ツェナダイオードＺＤ１１、トランジスタＱ１１、及びコンデンサＣ１１で構成されている。抵抗Ｒ１１とツェナダイオードＺＤ１１との直列回路は、電力変換回路１ｂの二次側のコンデンサＣ２に並列接続されている。トランジスタＱ１１のベースは、抵抗Ｒ１１とツェナダイオードＺＤ１１との接続中点に接続され、トランジスタＱ１１のコレクタは、コンデンサＣ２の正極に接続されている。さらに、トランジスタＱ１１のエミッタは、コンデンサＣ１１を介して、コンデンサＣ２の負極に接続され、抵抗Ｒ１２がコンデンサＣ１１に並列接続されている。

そして、第３の制御電源回路ＰＳ３において、トランジスタＱ１１のベース－エミッタ間電圧と、コンデンサＣ１１の両端電圧との和が、ツェナダイオードＺＤ１１のツェナ電圧と一致する。コンデンサＣ１１の両端電圧は、定電圧制御されており、第３の制御電圧Ｖｃｃ３となる。すなわち、第３の制御電源回路ＰＳ３は、コンデンサＣ２の両端電圧を第３の制御電圧Ｖｃｃ３に変換して出力する。

第４の制御電源回路ＰＳ４は、図７に示すように、コンデンサＣ３１，Ｃ３２と、三端子レギュレータＲＥＧ３１とで構成されている。三端子レギュレータＲＥＧ３１の入力側にはコンデンサＣ３１が並列接続され、三端子レギュレータＲＥＧ３１の出力側にはコンデンサＣ３２が並列接続されている。

〈調光器〉
調光器２は、位相制御式の調光器である。調光器２は、図１に示すように、コンデンサＣ８１、インダクタＬ８１、及びトライアックＱ８１を備えている。コンデンサＣ８１とインダクタＬ８１とは、雑音防止用のフィルタを構成している。トライアックＱ８１は、自己保持機能を有する双方向スイッチング素子である。

コンデンサＣ８１は、調光器２の入力端間に接続され、コンデンサＣ８１には、トライアックＱ８１とインダクタＬ８１との直列回路が並列接続されている。そして、トライアックＱ８１がオンしている導通状態にあるとき、商用電源１０から電力変換回路１ｂへ交流電力が供給される。

また、調光器２は、電源部４を備える。電源部４は、調光器２の各部（後述の調光制御部３等）を動作させるための制御電源を生成するものであり、トライアックＱ８１に並列接続されている。

この電源部４は、ダイオードＤ８１、コンデンサＣ８２、電源回路Ｋ８１、及びコンデンサＣ８３を備えている。

ダイオードＤ８１は、照明器具１からの電源ラインに接続されている。コンデンサＣ８２は、ダイオードＤ８１を介してトライアックＱ８１に並列接続されている。電源回路Ｋ８１は、コンデンサＣ８２の両端電圧を制御電圧Ｖｓに変換して出力する。コンデンサＣ８３は、電源回路Ｋ８１の出力端間に接続された平滑用コンデンサである。ここで、コンデンサＣ８３の低圧端子は、回路グランドに接続されている。

さらに、調光器２は、調光制御部３を備えている。調光制御部３は、同期信号生成部Ｋ８２、制御回路Ｋ８３、操作部Ｋ８４を備えている。調光制御部３は、トライアックＱ８１をオン制御することで、商用電源１０の電源電圧の導通角を可変とする位相制御を行う。調光器２の導通角の変化量は、調光の速度と考えて差し支えない。

まず、照明器具１からの電源ライン（ダイオードＤ８１のアノード側）には、ダイオードＤ８２を介して同期信号生成部Ｋ８２が接続されている。同期信号生成部Ｋ８２は、グランド端子を回路グランドに接続されており、商用電源１０から供給される電源電圧の位相に基づいて、図８（ａ）に示す同期信号を生成し、制御回路Ｋ８３に出力する。

具体的に、同期信号生成部Ｋ８２は、ダイオードＤ８２を介して商用電源１０の電源電圧を検出することによって、商用電源１０の電源電圧と所定の閾値Ｖｔ１とを比較し、電源電圧が閾値Ｖｔ１を上回る期間をＨレベルとした同期信号を生成する。すなわち、同期信号は、電源電圧が閾値Ｖｔ１を上回ると立ち上がり、閾値Ｖｔ１を下回ると立ち下がる。なお、図８（ａ）～（ｃ）において、破線は商用電源１０の電源電圧の波形を示している。

制御回路Ｋ８３は、同期信号生成部Ｋ８２から与えられる同期信号、及び操作部Ｋ８４から与えられる調光信号に基づいて、トライアックＱ８１をターンオンさせるトリガ信号を生成する（図８（ｂ）参照）。トリガ信号の立ち上がり及び立ち下がりは、何れも同期信号の立ち上がりを基準にして決定される。

制御回路Ｋ８３は、トライアックＱ８１のゲートにトリガ信号を出力することによって、トライアックＱ８１のゲートに駆動電流が流れてトライアックＱ８１が導通状態となる。ここで、制御回路Ｋ８３は、トライアックＱ８１をオンさせて導通させる期間のうち所定期間、トライアックＱ８１をオンさせるトリガ信号を継続して供給する、いわゆるＤＣトリガ方式を用いている。

すなわち、調光制御部３は、ＤＣトリガ方式を用いてトライアックＱ８１をオン制御することによって、照明器具１に印加する電源電圧を位相制御している。そして、この調光器２は、ユーザが、この調光器２に設けられたスイッチをオンに操作することで起動する。調光器２は、起動すると、所定の時間（例えば数秒）をかけて、予め設定された光量まで、照明器具１の光量を増加させる、いわゆるフェードイン制御を行う。

（フィードバック回路）
具体的に、制御回路Ｋ１は、電力変換回路１ｂに対して、その出力に応じたオン幅の制御動作を実行する。より具体的に、制御回路Ｋ１は、 ＲＣフィルタ回路１ｎの容量部１２０の両端電圧であるフィードバック電圧ＶＦＢと、内蔵された発振器（ＯＳＣ）の出力とをコンパレータで比較し、その比較結果に基づいてオン幅の制御をしている。そして、電力変換回路１ｂの出力電圧Ｖ０２が設定値より減少した場合には、フィードバック電圧ＶＦＢが高くなり、そのオン幅が広がるため、結果として、出力電圧Ｖ０２が増加する。一方で、出力電圧Ｖ０２が設定値より増加した場合、フィードバック電圧ＶＦＢが低くなり、オン幅が狭くなるため、出力電圧は減少する。ここで、ＲＣフィルタ回路１ｎの抵抗部１１０の抵抗値Ｒｆが高い場合、その抵抗部１１０での電圧降下により、フィードバック電圧ＶＦＢを所望の下限値まで下がることができず、出力電圧Ｖ０２を抑制しきれなくなる。

一般的に、ＲＣフィルタ回路１ｎのカットオフ周波数ｆｃは、電力変換回路１ｂの出力電圧Ｖ０２のリプル成分であるΔＶ０２（図１１参照）を小さくする観点から、カットオフ周波数ｆｃは相対的に低い値、例えば、ｆｃ≦１０Ｈｚの範囲に設定される。そうすると、ｆｃ＝１／（２π×Ｒｆ×Ｃｒ）の関係から、抵抗部１１０の抵抗値Ｒｆは、ある程度高く設定する必要がある。例えば、容量部１２０の容量値Ｃｆを１μＦ≦Ｃｆ≦１０μＦの範囲に設定したとすると、抵抗部１１０の抵抗値Ｒｆは、相対的に高い値、例えば、３ｋΩ＜Ｒｆ＜１０ｋΩの範囲に設定する必要がある。

しかし、このような抵抗値Ｒｆに設定にした場合には、前述のとおり、フィードバック電圧ＶＦＢを所望の下限値まで下がることができず、出力電圧Ｖ０２を抑制しきれなくなる。特に、調光の速度が速いとき、すなわち、調光器２の導通角の変化量が大きい場合には、その影響が顕著に表れる。すなわち、抵抗部１１０による電圧降下に起因して、フィードバック電圧ＶＦＢの下限範囲が削られ、電力変換回路１ｂの出力電圧Ｖ０２が抑制できなくなる場合がある。すなわち、出力電圧Ｖ０２のリプル成分ΔＶ０２が大きくなる場合がある。このリプル成分ΔＶ０２は、そのまま定電流回路９１の印加電圧Ｖｑの変動となって表れる。そして、このリプル成分ΔＶ０２の変動幅が大きいと、図１１の仮想線で示すように、光源部１ｈに流れる電流に影響が表れる場合がある。

そこで、本開示の点灯装置では、ＲＣフィルタ回路１ｎのカットオフ周波数ｆｃを、相対的に高く設定する、例えば、カットオフ周波数ｆｃを１０Ｈｚ＜ｆｃ＜５０Ｈｚの範囲に設定している。さらに、本開示の点灯装置では、光源部１ｈの印加電圧Ｖｆに、調光器２からの供給電力のリプル成分（商用電源１０のリプル成分）が発生しないように定電流回路９１の印加電圧Ｖｑを相対的に高く設定している。これにより、カットオフ周波数ｆｃを、相対的に高く設定した場合においても、電力変換回路１ｂの出力電圧Ｖ０２のリプル成分であるΔＶ０２を抑制することができる。

具体的に、例えば、フィードバック回路１ｍは、光源部１ｈの印加電圧Ｖｆに対する定電流回路９１の印加電圧Ｖｑの割合である印加電圧比率ＲＴ１（ＲＴ１＝Ｖｆ／Ｖｑ）をＲＴ１≦１８に設定してもよい。さらに、例えば、電力変換回路１ｂの出力電圧Ｖ０２のリプル成分であるΔＶ０２と定電流回路９１の印加電圧Ｖｑとの比率ＲＴ２（ＲＴ２＝ΔＶ０２／Ｖｑ）が、ＲＴ２≦０．８となるように構成してもよい。これにより、カットオフ周波数ｆｃを、例えば、１０Ｈｚ＜ｆｃ＜５０Ｈｚの範囲のように、小さくしても、光源部１ｈに流れる電流Ｉｆのリプル成分を低減することができる。

ここで、ＲＣフィルタ回路１ｎのカットオフ周波数ｆｃは、抵抗部１１０の抵抗値Ｒｆを小さくする、容量部１２０の容量値Ｃｆを小さくする、または、両方の値を小さくすることにより、実現することができる。なお、照明器具１の始動時間を短縮する観点からは、抵抗値Ｒｆを相対的に小さくするのが好ましい。例えば、抵抗部１１０の抵抗値Ｒｆは、１ｋΩ＜Ｒｆ＜３ｋΩの範囲に設定される。これにより、抵抗部１１０での電圧降下が低減され、フィードバック電圧ＶＦＢの下側範囲が拡大し、電力変換回路１ｂの出力電圧Ｖ０２の抑制、および、回路ストレスの低減が可能となる。

なお、照明器具１の動作は、従来技術と同様であり、ここではその詳細説明を省略する。

図９（ｂ）は、本開示の照明器具１における、電圧Ｖ０２や電流Ｉｆ等の波形図を示している。また、図９の（ａ）には、従来の照明器具における電圧Ｖ０２や電流Ｉｆ等を比較のため併記してある。

図９（ａ）から分かるように、従来の照明器具では、フィードバック電圧ＶＦＢの低下量が十分ではないため、調光器２が起動した後に、電圧Ｖ０２、Ｖｑの急激な立ち上がりが起こっている。これに対し、本開示の照明器具１ではそのようなことがない。

以上のように、本実施形態では、ＲＣフィルタ回路１ｎの抵抗部１１０の抵抗値Ｒｆを相対的に小さく設定することにより、比較的、光量の増加方向に急激な調光が行われた場合においても、電力変換回路１ｂの出力電圧Ｖ０２の変動を抑制することができる。さらに、定電流回路９１の印加電圧Ｖｑを相対的に高く設定することにより、ＲＣフィルタ回路１ｎのカットオフ周波数ｆｃをｆｃ＞１０Ｈｚの範囲に設定した場合においても、出力電圧Ｖ０２のリプル成分ΔＶ０２を抑制することができる。すなわち、本実施形態によれば、点灯装置を構成する回路素子（例えばコンデンサＣ２）に与えるストレスを低減することが可能になる。

＜実施形態２＞
次に、図１２を参照しつつ、本開示の実施形態２について説明する。本実施形態では、調光の速度が比較的安定している定常状態と、調光の速度が速い状態（以下、高速変化状態という）とで、ＲＣフィルタ回路１ｎの抵抗部１１０の抵抗値Ｒｆを異ならせるように、具体的には、定常状態と比較して高速変化状態における抵抗値Ｒｆを小さくするようにしている。

なお、以下の説明において、実施形態１との相違点を中心に説明するものとし、共通構成については、同一の符号を付して、その説明を省略する場合がある。具体的に、実施形態２では、電流制御回路１ｍの構成および導通角検出部１００の動作が異なっている。

本実施形態では、ＲＣフィルタ回路１ｎは、導通角検出部１００の制御を受けて、抵抗部１１０の抵抗値Ｒｆが変更できるように構成されている。

図１２の例では、抵抗部１１０は、抵抗素子Ｒ１１０と、抵抗素子Ｒ１１１及びスイッチＳＷ１１１の直列回路と、を並列接続した回路で構成されている。そして、導通角検出部１００が、求めた導通角の変化量に基づいて、スイッチＳＷ１１１を制御することにより、ＲＣフィルタ回路１ｎの抵抗部１１０の抵抗値Ｒｆを増減させる。すなわち、導通角検出部１００は、本発明の制御部の一例である。

例えば、抵抗部１１０の抵抗値Ｒｆは、スイッチＳＷ１１１がオフされると３ｋΩ＜Ｒｆ＜１０ｋΩの範囲であり、スイッチＳＷ１１１がオンされると１ｋΩ＜Ｒｆ＜３ｋΩの範囲に設定される。

（照明器具１の動作）
照明器具１では、初期状態（調光器２によって照明器具１がオフ状態に制御されている場合）は、スイッチＳＷ１１１がオフに設定されている。そして、ユーザが調光器２をオンにすると、照明器具１への交流電力の供給が開始される。このとき、調光器２は、前記フェードイン制御を行う。

また、ユーザが調光器２をオンにすると、照明器具１では、導通角検出部１００が動作を開始する。すなわち、導通角検出部１００は、デューティ信号Ｓ１の波形におけるデューティの変化量に基づいて、電力変換回路１ｂへの入力電圧の位相変化量を求める。

調光器２の仕様によっては、フェードイン制御時における光量の増加速度が、比較的、早いものがある。そのため、導通角検出部１００において検出している、入力電圧の位相変化量（導通角の変化量）が、調光器２の仕様によっては所定の閾値Ｔｈｖを超える場合（すなわち、調光の速度が所定値をこえる場合）がある。また、ユーザが、光量の増加方向に急激に調光を行う場合にも、導通角の変化量が閾値Ｔｈｖを超えることがありうる。

このように、入力電圧の位相変化量が閾値Ｔｈｖを超え場合には、導通角検出部１００は、調光器２による調光速度が所定値を超えた（光量の増加方向に急激な調光が行われた）と見なして、スイッチＳＷ１１１をオンにする。これにより、前述のとおり、ＲＣフィルタ回路１ｎの抵抗部１１０の抵抗値Ｒｆが、スイッチＳＷ１１１がオフの場合と比べ、小さくなる。そして、入力電圧の位相変化量が所定の閾値Ｔｈｖを下回ると、導通角検出部１００は、調光器２による調光速度が所定値未満になったと判断し、スイッチＳＷ１１１をオフにする。これにより、ＲＣフィルタ回路１ｎの抵抗部１１０の抵抗値Ｒｆが高くなる。

図１０は、ユーザが調光器２を操作して、最小光量（最も光量が少ない状態）から最大光量まで、光量を急変させた場合の電流等の波形を例示している。図１０において、（a）が従来の照明器具の特性を示し、（ｂ）が本実施形態の特性を示している。本実施形態の照明器具１では、フィードバック電圧ＶＦＢの低下量を大きくすることができており、その結果、図１０（ｂ）に示すように、Ｖ０２、Ｖｑの急激な立ち上がりを抑制することができている。

以上のように、本実施形態では、比較的、光量の増加方向に急激な調光が行われた場合に、フィードバック回路１ｍに設けられたＲＣフィルタ回路１ｎの抵抗部１１０の抵抗値Ｒｆが一時的に小さくさせられる。これにより、本実施形態では、電圧Ｖ０２、Ｖｑの急激な立ち上がりが起こり難くなる。すなわち、本実施形態によれば、点灯装置を構成する回路素子（例えばコンデンサＣ２）に与えるストレスを低減することが可能になる。

＜実施形態２の変形例＞
図１３は、導通角検出部１００の変形例を示す。すなわち、この例では導通角検出部１００の構成が前記実施形態と異なっている。

この導通角検出部１００は、図１３に示すように、調光器２によって位相制御された電源電圧を全波整流した電圧Ｖｄ（全波整流電圧Ｖｄ）が入力されている。導通角検出部１００は、この全波整流電圧Ｖｄ（電力変換回路１ｂへの入力電圧と考えて差し支えない）の実効値の変化量を読み取っている。

この実効値の変化量は、調光器２の導通角の変化量と相関する。そこで、導通角検出部１００は、求めた実効値の変化量に基づいて、スイッチＳＷ１１１を制御する。導通角検出部１００によるスイッチＳＷ１１１の制御については、前記実施形態と同様である。

なお、全波整流電圧Ｖｄのピーク値の変化量も調光器２の導通角の変化量と相関する。そのため、実効値の変化量を読み取る代わりに、全波整流電圧Ｖｄのピーク値の変化量を読み取ってもよい。

また、導通角検出部１００は、図１２に示すように、定電流回路（ＦＥＴ素子Ｑ９１、オペアンプＯＰ９１）への印可電圧を読み取るようにしてもよい。具体的に、導通角検出部１００は、電圧Ｖｑが入力されており、その値を読み取っている。

そして、導通角検出部１００は、電圧Ｖｑと、所定の閾値Ｖｔｈ１１（図１０参照）とを比較し、電圧Ｖｑが閾値Ｖｔｈ１１以上となった場合に、スイッチＳＷ１１１をオフからオンに切り換える。オン状態を維持する期間は、電圧Ｖｑが所定に閾値Ｖｔｈ２１（図１０参照）以上となるまでである。このように、スイッチＳＷ１００のオンとオフを切り換える閾値Ｖｔｈ１１,Ｖｔｈ２１に差を設けることで、誤動作の抑制が可能になる。

なお、スイッチＳＷ１００のオフ状態を維持する期間は、タイマーで制御してもよい。

また、導通角検出部１００は、図１２に示すように、電圧フィードバック回路（オペアンプＯＰ９２）の制御電圧（フィードバック信号Ｓ３の電圧ＶＦＢ）の低下量を読み取るようにしてもよい。そして、導通角検出部１００は、電圧ＶＦＢが低下し、且つ所定の閾値Ｖｔｈ１２（図１０参照）以下となった場合に、スイッチＳＷ１１１をオフからオンに切り換える。そして、オン状態を維持する期間は、電圧ＶＦＢが所定に閾値Ｖｔｈ２２（図１０参照）以上となるまでである。このように、スイッチＳＷ１１１のオンとオフを切り換える閾値Ｖｔｈ２１,Ｖｔｈ２２に差を設けることで、誤動作の抑制が可能になる。

なお、この例でも、スイッチＳＷ１１１のオフ状態を維持する期間は、タイマーで制御してもよい。

本発明による点灯装置は、電源電圧が変動した際の電流供給能力の変動を抑制することができるという効果を有し、例えば、ＬＥＤ等の光源を点灯させるための点灯装置として極めて有用である。

１ 照明器具
１ｂ 電力変換回路
１ｈ 発光素子
９０ ＲＣ回路
１００ 導通角検出部（制御部）
ＯＰ９１ オペアンプ（比較器）
ＯＰ９２ 電圧フィードバック回路
Ｑ９１ ＦＥＴ素子
Ｓ２ 目標信号
Ｓ３ 制御信号

Claims (8)

1. 位相制御式の調光器から電力供給を受けて、電力を発光素子に供給する電力変換回路と、
   定電流を前記発光素子に流す定電流回路と、
   前記電力変換回路の出力電圧を所定目標値に制御するための制御信号を前記電力変換回路に出力するフィードバック回路とを備え、
   前記フィードバック回路は、前記定電流回路と前記電力変換回路との間に設けられたＲＣフィルタ回路を有し、
   前記ＲＣフィルタ回路は、カットオフ周波数ｆｃが１０Ｈｚ＜ｆｃ＜５０Ｈｚの範囲であり、
   前記発光素子の印加電圧Ｖｆに、前記調光器からの供給電力のリプル成分が発生しないように定電流回路の印加電圧Ｖｑを設定する
   ことを特徴とする点灯装置。
2. 前記ＲＣフィルタ回路は、抵抗成分の抵抗値Ｒｆが１ｋΩ＜Ｒｆ＜３ｋΩの範囲であることを特徴とする請求項１に記載の点灯装置。
3. 位相制御式の調光器から電力供給を受けて、電力を発光素子に供給する電力変換回路と、
   定電流を前記発光素子に流す定電流回路と、
   前記電力変換回路の出力電圧を所定目標値に制御するための制御信号を前記電力変換回路に出力するフィードバック回路とを備え、
   前記フィードバック回路は、前記定電流回路と前記電力変換回路との間に設けられたＲＣフィルタ回路を有し、
   前記ＲＣフィルタ回路は、カットオフ周波数ｆｃが１０Ｈｚ＜ｆｃ＜５０Ｈｚの範囲であり、抵抗成分の抵抗値Ｒｆが１ｋΩ＜Ｒｆ＜３ｋΩの範囲である
   ことを特徴とする点灯装置。
4. 前記発光素子の印加電圧Ｖｆと前記定電流回路の印加電圧Ｖｑと比率がＶｆ／Ｖｑ≦１８の範囲であり、かつ、両印加電圧の和（Ｖｆ＋Ｖｑ）に重畳されるリプル成分ΔＶがΔＶ／Ｖｑ≦０．８の範囲である
   ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の点灯装置。
5. 位相制御式の調光器から電力供給を受けて、電力を発光素子に供給する電力変換回路と、
   定電流を前記発光素子に流す定電流回路と、
   前記電力変換回路の出力電圧を所定目標値に制御するための制御信号を前記電力変換回路に出力するフィードバック回路とを備え、
   前記フィードバック回路は、前記定電流回路と前記電力変換回路との間に設けられ、カットオフ周波数ｆｃが１０Ｈｚ＜ｆｃ＜５０Ｈｚの範囲であるＲＣフィルタ回路を有し、
   前記発光素子の印加電圧Ｖｆと前記定電流回路の印加電圧Ｖｑと比率がＶｆ／Ｖｑ≦１８の範囲であり、かつ、両印加電圧の和（Ｖｆ＋Ｖｑ）に重畳されるリプル成分ΔＶがΔＶ／Ｖｑ≦０．８の範囲になるように設定されている
   ことを特徴とする点灯装置。
6. 前記調光器の調光における導通角の変化量が所定の閾値未満の場合に、当該導通角の変化量が所定の閾値以上の場合と比較して前記ＲＣフィルタ回路の抵抗成分を高くする制御部を備えている
   ことを特徴とする請求項１から５のうちのいずれか１記載の点灯装置。
7. 前記調光器の出力の位相、前記調光器の出力の実効値、前記調光器の出力の変化量、前記定電流回路への印加電圧、及び前記フィードバック回路の制御電圧の少なくとも１つを検出する検出部と、
   前記制御部は、前記検出部の検出結果に基づいて、前記調光器の調光における導通角の変化量を特定する
   ことを特徴とする請求項６に記載の点灯装置。
8. 請求項１から請求項７のいずれかの点灯装置と、
   前記発光素子とを備える
   ことを特徴とする照明器具。
   

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