JP2013106373A - 照明用電源および照明装置 - Google Patents

Abstract

【課題】調光器により出力電流を連続的に変化できる照明用電源及び照明装置を提供することを目的とする。
【解決手段】整流回路と、平滑コンデンサと、基準電圧生成回路と、ＤＣ−ＤＣコンバータと、を備えた照明用電源が提供される。前記整流回路は、入力される交流電圧を整流する。前記平滑コンデンサは、前記整流回路の出力を平滑化する。前記基準電圧生成回路は、前記整流回路の出力電圧及び前記平滑コンデンサの電圧の少なくともいずれかに基づいて基準電圧を生成する。前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、出力素子と定電流素子とを有し、前記平滑コンデンサの電圧を変換する。前記出力素子は、前記平滑コンデンサの電圧を供給され、前記基準電圧が相対的に高いときオンの状態とオフの状態とを繰り返すスイッチング動作をして発振し、前記基準電圧が相対的に低いときオンの状態を継続する。前記定電流素子は、前記出力素子に直列に接続され、前記基準電圧で制御された定電流を流す。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、照明用電源および照明装置に関する。

近年、照明装置において、照明光源は白熱電球や蛍光灯から省エネルギー・長寿命の光源、例えば発光ダイオード（Light-emitting diode：ＬＥＤ）への置き換えが進んでいる。また、例えば、ＥＬ（Electro-Luminescence）や有機発光ダイオード（Organic light-emitting diode：ＯＬＥＤ）など新たな照明光源も開発されている。これらの照明光源の光出力は流れる電流値に依存するため、照明を点灯させる場合は、定電流を供給する電源回路が必要になる。また、調光させる場合は、供給する電流を制御する。
２線式調光器は、トライアックがターンオンする位相を制御するように構成され、白熱電球の調光器として普及している。そのため、ＬＥＤなどの照明光源もこの調光器で調光できることが望ましい。高効率で省電力化・小型化に適した電源として、ＤＣ−ＤＣコンバータなどのスイッチング電源が知られている。

特開２０１１−１１９２３７号公報

しかし、この調光器は、負荷となる白熱電球のフィラメントと直列接続して動作するように構成されており、スイッチング電源を接続した場合に、負荷インピーダンスが変化して誤動作する可能性がある。
本発明の実施形態は、調光器により出力電流を連続的に変化できる照明用電源及び照明装置を提供することを目的とする。

実施形態の照明用電源は、整流回路と、平滑コンデンサと、基準電圧生成回路と、ＤＣ−ＤＣコンバータと、を備える。前記整流回路は、入力される交流電圧を整流する。前記平滑コンデンサは、前記整流回路の出力を平滑化する。前記基準電圧生成回路は、前記整流回路の出力電圧及び前記平滑コンデンサの電圧の少なくともいずれかに基づいて基準電圧を生成する。前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、出力素子と定電流素子とを有し、前記平滑コンデンサの電圧を変換する。前記出力素子は、前記平滑コンデンサの電圧を供給され、前記基準電圧が相対的に高いときオンの状態とオフの状態とを繰り返すスイッチング動作をして発振し、前記基準電圧が相対的に低いときオンの状態を継続する。前記定電流素子は、前記出力素子に直列に接続され、前記基準電圧で制御された定電流を流す。

本発明の実施形態によれば、調光器により出力電流を連続的に変化できる照明用電源及び照明装置を提供することができる。

第１の実施形態に係る照明用電源を含む照明装置を例示する回路図である。 照明負荷に供給される出力電圧ＶＯＵＴと出力電流ＩＯＵＴとの関係を例示する特性図である。 調光器を例示する回路図である。 出力素子の電流波形を例示する波形図である。 照明用電源の主要な信号を例示する波形図である。 調光位相角と出力電流ＩＯＵＴとの関係を例示する特性図である。 第２の実施形態に係る照明用電源を含む照明装置を例示する回路図である。

以下、実施例について図面を参照して詳細に説明する。なお、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は適宜省略する。また、論理値真（”１”）をハイレベル、論理値偽（”０”）をローレベルで表す。

まず、第１の実施形態について説明する。
図１は、第１の実施形態に係る照明用電源を含む照明装置を例示する回路図である。
図１に表したように、照明装置１は、照明負荷２と、照明負荷２に電力を供給する照明用電源３と、を備えている。

照明負荷２は、例えばＬＥＤなどの照明光源４を有し、照明用電源３から出力電圧ＶＯＵＴ、出力電流ＩＯＵＴを供給されて点灯する。また、照明負荷２は、出力電圧ＶＯＵＴ及び出力電流ＩＯＵＴの少なくともいずれかを変化させて調光することができる。なお、出力電圧ＶＯＵＴ、出力電流ＩＯＵＴの値は、照明光源に応じて規定される。

図２は、照明負荷に供給される出力電圧ＶＯＵＴと出力電流ＩＯＵＴとの関係を例示する特性図である。
図２においては、例えばＬＥＤなどの点灯時の動作抵抗の小さい照明光源を有する照明負荷の特性を例示している。
照明負荷２は、出力電圧ＶＯＵＴが所定電圧よりも低いときは、電流が流れず、消灯している。出力電圧ＶＯＵＴが、所定電圧以上のとき、電流が流れて点灯する。

例えば、照明光源４がＬＥＤの場合、この所定電圧は、ＬＥＤの順方向電圧であり、照明光源４に応じて定まる。また、照明光源４は、点灯時の動作抵抗が低く、例えば定格動作点Ｐの近傍で出力電流ＩＯＵＴが増加しても出力電圧ＶＯＵＴの変化は小さい。したがって、図２に表したような特性の照明負荷２は、出力電流ＩＯＵＴを変化させることにより、照明光源４の光出力を制御して調光することができる。また、出力電圧ＶＯＵＴが所定電圧よりも低下すると、照明光源４が消灯して出力電流ＩＯＵＴが流れなくなるため、例えばコンデンサで平滑化して出力した場合、出力電圧ＶＯＵＴの値は所定電圧に保持される。

照明用電源３は、調光器８、整流回路９、力率改善回路１０、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１、平滑コンデンサ４０、基準電圧生成回路４１を備えている。なお、交流電源７は、例えば商用電源である。

調光器８は、交流電源７に接続され、電源電圧ＶＩＮを供給する一対の電源ラインの一方に直列に挿入される。なお、調光器８は、電源電圧ＶＩＮを供給する一対の電源ラインに直列に挿入されてもよい。
図３は、調光器を例示する回路図である。
図３に表したように、調光器８は、２線式位相制御調光器である。
調光器８は、電源ラインに直列に挿入されたトライアック１２、トライアック１２と並列に接続された位相回路１３と、トライアック１２のゲートと位相回路１３との間に接続されたダイアック１４と、を有する。

トライアック１２は、通常オフの状態であり、ゲートにパルス信号が入力されるとオンする。トライアック１２は、交流の電源電圧ＶＩＮが正極性のときと負極性のときの双方向に電流を流すことができる。
位相回路１３は、可変抵抗１５とコンデンサ１６とで構成され、コンデンサ１６の両端に位相が遅延した電圧を生成する。また、可変抵抗１５の抵抗値を変化させると、時定数が変化し、遅延時間が変化する。

ダイアック１４は、位相回路１３のコンデンサに充電される電圧が一定値を超えるとパルス電圧を生成し、トライアック１２をオンさせる。
調光器８は、位相回路１３の時定数を変化させてダイアック１４がパルスを生成するタイミングを制御することにより、トライアック１２がオンするタイミングを調整することができる。調光器８は、調光度に応じて、導通するタイミングが変化する交流電圧ＶＣＴを出力する。

再度図１に戻ると、整流回路９は、調光器８により導通するタイミングが制御された交流電圧ＶＣＴを整流して、直流電圧（脈流電圧）ＶＲＥを出力する。整流回路９は、調光器８による調光度に応じて導通するタイミング、すなわち電圧が立上がる位相が変化する直流電圧ＶＲＥを出力する。整流回路９は、ダイオードブリッジで構成され、高電位端子９ａと低電位端子９ｂとの間に、直流電圧ＶＲＥを出力する。なお、整流回路９は、調光器８から入力される交流電圧を整流できればよく、他の構成でもよい。また、整流回路９の入力側には、ＤＣ−ＤＣコンバータで発生するノイズを低減するコンデンサが接続されている。

力率改善回路１０は、スイッチング素子１７、抵抗１８、ダイオード１９、２１、チョークコイル２０、チョークコイル２０と磁気結合した駆動巻き線３８、コンデンサ３９を有する。
スイッチング素子１７は、例えばＦＥＴであり、ノーマリオン形の素子である。スイッチング素子１７のドレインは、チョークコイル２０を介して、整流回路９の高電位端子９ａに接続され、スイッチング素子１７のソースは、抵抗１８を介して、整流回路９の低電位端子９ｂに接続される。スイッチング素子１７のゲートは、コンデンサ３９を介して、駆動巻き線３８の一端に接続される。駆動巻き線３８の他端は、整流回路９の低電位端子９ｂに接続される。

駆動巻き線３８は、チョークコイル２０に高電位端子９ａからスイッチング素子１７のドレインの方向に増加する電流が流れるとき、スイッチング素子１７のゲートにソースに対して正極性の電圧が供給される極性で接続される。また、スイッチング素子１７のゲートには、保護ダイオード１９が接続される。

また、ダイオード２１のアノードは、チョークコイル２０を介して、整流回路９の高電位端子９ａに接続され、ダイオード２１のカソードは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１及び平滑コンデンサ４０に接続される。
平滑コンデンサ４０の一端は、力率改善回路１０のダイオード２１のカソードに接続され、平滑コンデンサ４０の他端は、基準電圧生成回路４１の抵抗５１を介して整流回路９の低電位端子９ｂに接続される。なお、抵抗５１は、平滑コンデンサ４０の充電電流を検出する抵抗であり、平滑コンデンサ４０のインピーダンスに対して十分に小さい抵抗値に設定される。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１１は、出力素子５ａ、定電流素子６ａ、整流素子２２、インダクタ２３、インダクタ２３と磁気結合した帰還巻き線２４、結合コンデンサ２５、分割抵抗２６、２７、出力コンデンサ２８、バイアス抵抗２９を有している。
出力素子５ａ及び定電流素子６ａは、例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であり、例えば高電子移動度トランジスタ（High Electron Mobility Transistor：ＨＥＭＴ）であり、ノーマリオン形の素子である。

出力素子５ａのドレインは、力率改善回路１０のダイオード２１のカソードに接続される。出力素子５ａのソースは、定電流素子６ａのドレインに接続され、出力素子５ａのゲートは、結合コンデンサ２５を介して、帰還巻き線２４の一端に接続される。
定電流素子６ａのソースは、インダクタ２３の一端と帰還巻き線２４の他端とに接続され、定電流素子６ａのゲートには、 定電流素子６ａのソース電位と基準電圧生成回路４１から出力される基準電圧ＶＲＥＦとを分割抵抗２６、２７で分割した電圧が入力される。

また、バイアス抵抗２９は、出力素子５ａのドレインと定電流素子６ａのソースとの間に接続され、分割抵抗２６、２７に直流電圧を供給する。その結果、定電流素子６ａのゲートには、ソースよりも低い電位が供給される。なお、インダクタ２３と帰還巻き線２４とは、インダクタ２３の一端から他端に増加する電流が流れるとき、出力素子５ａのゲートに正極性の電圧が供給される極性で磁気結合している。また、出力素子５ａのゲートと定電流素子６ａのゲートには、それぞれ保護ダイオードが接続される。

整流素子２２は、例えばダイオードであり、定電流素子６ａのソースと整流回路９の低電位端子９ｂとの間に、低電位端子９ｂから定電流素子６ａの方向を順方向として接続されている。
インダクタ２３の他端は、高電位出力端子３０に接続され、整流回路９の低電位端子９ｂは、低電位出力端子３１に接続される。また、出力コンデンサ２８は、高電位出力端子３０と低電位出力端子３１との間に接続される。
照明負荷２は、高電位出力端子３０と低電位出力端子３１との間に、出力コンデンサ２８と並列に接続される。

基準電圧生成回路４１は、ラッチ回路４２、トランジスタ４４、５０、コンデンサ４５、５４、５９、抵抗４６〜４９、５１〜５３、５６、５７、演算増幅回路５５、ツェナーダイオード５８を有している。
ラッチ回路４２は、ＳＲラッチ回路であり、セット端子Ｓは、抵抗４８を介して整流回路９の高電位端子９ａに接続され、抵抗４９を介して整流回路９の低電位端子９ｂに接続されている。

トランジスタ４４は、ＮＰＮトランジスタであり、コレクタは、ラッチ回路４２のセット端子Ｓに接続され、エミッタは整流回路９の低電位端子９ｂに接続される。また、トランジスタ４４のベースは、抵抗４７を介して整流回路９の高電位端子９ａに接続され、コンデンサ４５及び抵抗４６を介して、整流回路９の低電位端子９ｂに接続される。なお、抵抗４７とコンデンサ４５とは、整流回路９から出力される直流電圧ＶＲＥを平滑化するローパスフィルタまたは積分回路を構成している。

トランジスタ５０は、ＮＰＮトランジスタであり、コレクタは、ラッチ回路４２のリセット端子Ｒ−に接続され、エミッタは、整流回路９の低電位端子９ｂに接続される。トランジスタ５０のベースは、ベース抵抗を介して、平滑コンデンサ４０に接続された抵抗５１の一端に接続され、トランジスタ５０のエミッタは、抵抗５１の他端に接続される。また、トランジスタ５０のベースとエミッタとの間には、ベース・エミッタ間抵抗が接続され、トランジスタ５０は、抵抗５１の電圧に応じてオンまたはオフする。

なお、ラッチ回路４２のセット端子Ｓは、正論理である。すなわち、トランジスタ４４がオフのときに整流回路９から出力される電圧ＶＲＥを抵抗４８、４９で分割した電圧がラッチ回路４２のしきい値電圧以上のとき、ラッチ回路４２はセットされ、出力端子Ｑにハイレベル、すなわち論理値真（”１”）を出力する。また、ラッチ回路４２のリセット端子Ｒ−は、負論理であり、トランジスタ５０がオンのときリセットされ、ラッチ回路４２は、ローレベル、すなわち論理値偽（”０”）を出力する。また、ラッチ回路４２は、初期状態として、リセットされる。

演算増幅回路５５は、ボルテージフォロワ回路を構成している。演算増幅回路５５の非反転入力端子（＋）は、抵抗５２を介してラッチ回路４２の出力端子Ｑに接続され、演算増幅回路５５の反転入力端子（−）は、演算増幅回路５５の出力端子に接続される。また、演算増幅回路５５の非反転入力端子（＋）は、抵抗５３及びコンデンサ５４を介して、整流回路９の低電位端子９ｂに接続される。なお、抵抗５２とコンデンサ５４とは、ラッチ回路４２の出力端子Ｑから出力される電圧を平滑化するローパスフィルタまたは積分回路を構成している。

平滑コンデンサ４０の電圧は抵抗５７を介して、演算増幅回路５５の出力電圧は抵抗５６を介して、それぞれコンデンサ５９を充電する。そして、コンデンサ５９の電圧は、ツェナーダイオード５８を介して、基準電圧ＶＲＥＦとして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１の抵抗２７に供給される。

次に、照明用電源３の動作について説明する。
調光器８は、上記のとおり、調光度に応じて導通するタイミング、すなわち電圧が立上がる位相が変化する交流電圧ＶＣＴを出力する。交流電圧ＶＣＴは、調光度が１００％のとき位相０度で立上がり、ほぼ入力される電源電圧ＶＩＮと同一となる。また、交流電圧ＶＣＴは、調光度が１００％から減少すると立上がる位相が遅れ、調光度０％のとき１８０度遅れ、すなわち、ほぼ０Ｖになる。なお、調光度は、出力電流ＩＯＵＴの最大電流値に対する比率であり、交流電圧ＶＣＴが立上がる位相とは、比例しない。

整流回路９は、調光器８から出力される交流電圧ＶＣＴを整流した直流電圧（脈流電圧）ＶＲＥを出力する。したがって、整流回路９から出力される直流電圧ＶＲＥは、時間とともに値が変化し、平均値が調光度に応じて変化する電圧である。

力率改善回路１０に入力される直流電圧ＶＲＥの瞬時値が相対的に低いとき、チョークコイル２０を流れる電流値は小さく、抵抗１８に流れる電流値も小さく、チョークコイル２０と磁気接合した駆動巻き線３８に誘起される電圧は低い。その結果、駆動巻き線３８から誘起電圧をゲートに供給されるスイッチング素子１７はオンのままであり、スイッチング素子１７は、チョークコイル２０、整流回路９を介して、調光器８から一定の直流電流を流す。

また、力率改善回路１０に入力される直流電圧ＶＲＥの瞬時値が相対的に高いとき、チョークコイル２０を流れる電流が増加し、抵抗１８に流れる電流が増加し、スイッチング素子１７のソース電位が上昇する。スイッチング素子１７のゲート・ソース間に閾値電圧を越える負電圧が発生する。その結果、スイッチング素子１７がオフし、チョークコイル２０を流れていた電流は、ダイオード２１を流れて、平滑コンデンサ４０を充電する。このとき、チョークコイル２０を流れる電流が減少していく。そして、チョークコイル２０を流れる電流がゼロになると、スイッチング素子１７はオンする。その結果、チョークコイル２０を流れる電流が増加する状態に戻り、以下、同様の動作を繰り返す。スイッチング素子１７は、オンの状態とオフの状態とを繰り返してスイッチング動作をして発振する。

したがって、スイッチング素子１７は、チョークコイル２０、整流回路９を介して、調光器８から発振電流を流し、また、ダイオード２１を介して、平滑コンデンサ４０を発振電流で充電する。なお、スイッチング素子１７は、ノーマリオン形の素子であり、駆動巻き線３８に誘起される電圧が低くなると、オンする。そのため、チョークコイル２０には、連続して電流が流れる。その結果、整流回路９を介して、調光器８に電流を連続して流すことができる。

このように、力率改善回路１０は、整流回路９から出力される直流電圧ＶＲＥの瞬時値が相対的に高いときオンの状態とオフの状態とを繰り返すスイッチング動作をして発振して、チョークコイル２０に発振電流を流し、整流回路９から出力される直流電圧ＶＲＥの瞬時値が相対的に低いとき、オンの状態を継続して、チョークコイル２０に直流電流を流す。調光器８には、整流回路９を介して電流が連続して流れる。

したがって、力率改善回路１０を整流回路９の負荷として接続することにより、後段のＤＣ−ＤＣコンバータ１１の入力インピーダンスの影響を抑制して、調光器８を安定に動作させることができる。
また、力率改善回路１０が無く整流回路９と平滑コンデンサ４０とが直接接続される場合と比較して、チョークコイル２０を流れる電流波形の平均値を交流電圧波形に近づけることができるため、力率が改善される。

次に、基準電圧生成回路４１の動作について説明する。
調光器８が導通するまでの整流回路９の直流電圧（脈流電圧）ＶＲＥが相対的に低いとき、抵抗４８、４９で電圧ＶＲＥを分割した電圧はローレベルである。その結果、ラッチ回路４２は、リセットされている。また、抵抗４６、４７で電圧ＶＲＥを分割した電圧はローレベルであり、トランジスタ４４は、オフしている。

調光器８が導通すると、整流回路９の直流電圧ＶＲＥが上昇し、抵抗４８、４９で電圧ＶＲＥを分割した電圧は、ハイレベルになる。ラッチ回路４２のセット端子Ｓには、ハイレベルが入力され、ラッチ回路４２はセットされる。ラッチ回路４２は、ハイレベルを出力する。
また、抵抗４７とコンデンサ４５とで規定される時定数にしたがって、コンデンサ４５の電圧が上昇し、トランジスタ４４はオンする。その結果、ラッチ回路４２のセット端子Ｓにはローレベルが入力される。

このように、ラッチ回路４２のセット端子Ｓには、直流電圧ＶＲＥの調光度により変化する立上がりエッジを検出したパルス信号が入力される。このパルス信号は、整流回路９の直流電圧ＶＲＥが上昇するときの短時間だけハイレベルになる信号である。

また、ラッチ回路４２は、平滑コンデンサ４０に充電電流が流れて、トランジスタ５０がオンすると、リセットされる。ラッチ回路４２は、ローレベルを出力する。
したがって、ラッチ回路４２は、直流電圧ＶＲＥの立上がりを検出して平滑コンデンサ４０が充電されるまでの期間ハイレベルのパルス信号を出力する。このパルス信号がハイレベルに立上がる時間は、調光器８の調光位相角に対応し、このパルス信号は、調光器８の調光度に対応した調光信号ＣＴＬとして用いられる。

抵抗５２とコンデンサ５４とで構成された積分回路は、ラッチ回路４２から出力される調光信号ＣＴＬを積分して、平滑化する。そして、平滑化された電圧は、演算増幅回路５５で構成されたボルテージフォロワ回路を介して、抵抗５６に出力され、さらに抵抗５７を介して入力される平滑コンデンサ４０の電圧と、加算される。

また、この調光信号ＣＴＬと平滑コンデンサ４０の電圧とを加算した電圧は、ツェナーダイオード５８でレベルシフトされ、基準電圧ＶＲＥＦとして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１に出力される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１１は、基準電圧ＶＲＥＦにより制御される。
このように、基準電圧生成回路４１においては、整流回路９から出力される直流電圧ＶＲＥから調光信号ＣＴＬを生成し、さらに平滑コンデンサ４０の電圧とを加算して基準電圧ＶＲＥＦを生成しているため、調光器８の調光度に応じて値が変化する基準電圧ＶＲＥＦを生成することができる。

なお、整流回路９から出力される直流電圧ＶＲＥの立上がりと、平滑コンデンサ４０に充電電流が流れるタイミングとが一致する場合は、ラッチ回路４２は、ローレベルを出力する。このとき、基準電圧ＶＲＥＦは、平滑コンデンサ４０の電圧で規定される。

次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１の動作について説明する。
まず、調光器８の調光度がほぼ１００％に設定され、入力される交流電圧がほぼそのまま伝達される場合のＤＣ−ＤＣコンバータ１１の動作について説明する。
このとき、平滑コンデンサ４０は、力率改善回路１０により、最も高い電圧に充電され、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１には、最も高い直流電圧が入力される。また、基準電圧生成回路４１は、最も高い基準電圧ＶＲＥＦを出力している。

電源電圧ＶＩＮが、照明用電源３に供給されるとき、出力素子５ａ及び定電流素子６ａは、ノーマリオン形の素子であるため、いずれもオンしている。そして、出力素子５ａ、定電流素子６ａ、インダクタ２３、出力コンデンサ２８の経路で電流が流れ、出力コンデンサ２８が充電される。出力コンデンサ２８の両端の電圧、すなわち高電位出力端子３０と低電位出力端子３１との間の電圧は、照明用電源３ａの出力電圧ＶＯＵＴとして、照明負荷２の照明光源４に供給される。なお、出力素子５ａ及び定電流素子６ａがオンしているため、整流素子２２には、逆電圧が印加される。整流素子２２には、電流は流れない。

出力電圧ＶＯＵＴが所定電圧に達すると、照明光源４に出力電流ＩＯＵＴが流れ、照明光源４が点灯する。このとき、出力素子５ａ、定電流素子６ａ、インダクタ２３、出力コンデンサ２８及び照明光源４の経路で電流が流れる。例えば、照明光源４がＬＥＤの場合、この所定電圧は、ＬＥＤの順方向電圧であり、照明光源４に応じて定まる。また、照明光源４が消灯した場合、出力電流ＩＯＵＴが流れないため、出力コンデンサ２８は、出力電圧ＶＯＵＴの値を保持する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１１に入力される直流電圧が、出力電圧ＶＯＵＴと比較して十分に高い、すなわち入出力間の電位差ΔＶが十分に高いため、インダクタ２３を流れる電流は増加していく。帰還巻き線２４は、インダクタ２３と磁気結合しているため、帰還巻き線２４には、結合コンデンサ２５側を高電位とする極性の起電力が誘起される。そのため、出力素子５ａのゲートには、結合コンデンサ２５を介してソースに対して正の電位が供給され、出力素子５ａはオンの状態を維持する。

ＦＥＴで構成された定電流素子６ａを流れる電流が上限値を超えると、定電流素子６ａのドレイン・ソース間電圧は、急激に上昇する。そのため、出力素子５ａのゲート・ソース間電圧がしきい値電圧よりも低くなり、出力素子５ａはオフする。なお、上限値は、定電流素子６ａの飽和電流値であり、基準電圧ＶＲＥＦ、分割抵抗２６、２７から定電流素子６ａのゲートに入力される電位により規定される。なお、上記のとおり、定電流素子６ａのゲートには、抵抗２７を介して最も高い値の基準電圧ＶＲＥＦが供給されるため、飽和電流値は、最大値に設定される。

インダクタ２３は、整流素子２２、出力コンデンサ２８及び照明負荷２、インダクタ２３の経路で電流を流し続ける。このとき、インダクタ２３は、エネルギーを放出するため、インダクタ２３の電流は、減少していく。そのため、帰還巻き線２４には、結合コンデンサ２５側を低電位とする極性の起電力が誘起される。出力素子５ａのゲートには、結合コンデンサ２５を介してソースに対して負の電位が供給され、出力素子５ａはオフの状態を継続する。

インダクタ２３に蓄積されていたエネルギーがゼロになると、インダクタ２３を流れる電流はゼロになる。帰還巻き線２４に誘起される起電力の方向が再び反転し、結合コンデンサ２５側を高電位とするような起電力が誘起される。これにより、出力素子５ａのゲートにソースよりも高い電位が供給され、出力素子５ａがオンする。

以後、上記の動作を繰り返す。これにより、出力素子５ａのオン及びオフへの切替が自動的に繰り返され出力素子５ａはスイッチング動作をして、照明光源４には電源電圧ＶＩＮを降下した出力電圧ＶＯＵＴが供給される。また、照明光源４に供給される電流は、定電流素子６ａにより上限値の制限された定電流となる。そのため、照明光源４を安定に点灯させることができる。なお、上記のとおり、定電流素子６ａの飽和電流値が最大値に設定されているため、上限値は最も大きく、照明光源４に供給される電流の平均値は最大値になる。したがって、調光器８の調光度１００％に対応して、照明光源４は、光出力が最大に調光される。

調光器８の調光度が１００％よりも低い値に設定され、入力される交流電圧が位相制御されて伝達される場合、すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ１１に相対的に高い直流電圧が入力される場合についても、出力素子５ａがオンの状態とオフの状態とを繰り返すスイッチング動作を継続できる場合は、上記と同様である。調光器８の調光度に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１に入力される直流電圧の値及び基準電圧ＶＲＥＦが変化して、出力電流ＩＯＵＴの平均値を制御することができる。したがって、調光度に応じて、照明負荷２の照明光源４を調光することができる。

また、調光器８の調光度がさらに低い値に設定される場合、すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ１１に入力される直流電圧及び基準電圧ＶＲＥＦが相対的に低い場合、定電流素子６ａを流れる電流が上限値に達せず、出力素子５ａがオフしない状態になる。そのため、出力素子５ａは、オンの状態を継続して電流値が振動する状態になり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１の出力電流ＩＯＵＴの平均値が低下する。

また、調光器８の調光度がまたさらに低い値に設定され、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１に入力される直流電圧及び基準電圧ＶＲＥＦがさらに低下すると、出力素子５ａはオンの状態を継続して電流値が一定の状態になる。出力素子５ａは、定電流素子６ａの定電流値で制御された一定の直流電流を出力する。

図４は、出力素子の電流波形を例示する波形図である。
図４（ａ）〜（ｄ）の順に調光度が高くなり、平滑コンデンサ４０の電圧と出力電圧ＶＯＵＴとの電位差ΔＶ及び基準電圧ＶＲＥＦが大きくなる場合の出力素子５ａの電流Ｉ５の波形を模式的に表している。

図４（ａ）に表したように、電位差ΔＶ及び基準電圧ＶＲＥＦが相対的に小さいとき、出力素子５ａはオンの状態を継続する。出力素子５ａには、定電流素子６ａで制限されたほぼ一定の直流電流が流れる。なお、この直流電流の値は、基準電圧ＶＲＥＦで規定される。このように、出力素子５ａが一定の直流電流を出力する状態においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１は、シリーズレギュレータのような動作をしている。

図４（ｂ）に表したように、電位差ΔＶ及び基準電圧ＶＲＥＦが大きくなると、出力素子５ａはオンの状態を継続したまま、電流が振動する。また、図３（ｃ）に表したように、電位差ΔＶ及び基準電圧ＶＲＥＦがさらに大きくなると、電位差ΔＶ及び基準電圧ＶＲＥＦに応じて、出力素子５ａの電流の変動幅は大きくなる。
なお、出力素子５ａの電流が振動する振動周期Ｔは、電流の変動幅に応じて変化する。

このように、出力素子５ａがオンの状態を継続したまま電流が振動する状態においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１は、シリーズレギュレータの動作とスイッチング電源の動作との間の過渡的な動作をしている。

そして、図４（ｄ）に表したように、電位差ΔＶ及び基準電圧ＶＲＥＦが所定値以上のとき、出力素子５ａは、オンの状態とオフの状態とを繰り返すスイッチング動作をして、発振する。このとき、照明用電源３は、スイッチング電源として動作している。

このように、本実施形態においては、電位差ΔＶ及び基準電圧ＶＲＥＦが所定値以上のとき、出力素子５ａは、スイッチング動作をし、電位差ΔＶ及び基準電圧ＶＲＥＦが低下するとオンの状態を継続したまま電流値が振動する過渡的な動作を経て、シリーズレギュレータの動作をする。電位差ΔＶが大きいときは、出力素子５ａにおける電流と電圧との積が大きく損失が大きくなるが、本実施形態においては、スイッチング動作をするため、損失を低減することができる。また、電位差ΔＶが小さいときは、出力素子５ａにおける損失が小さくため、シリーズレギュレータとして動作をしても問題はない。

また、本実施形態においては、基準電圧ＶＲＥＦが調光器８の調光度に応じて変化するため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１は、調光度に応じて、スイッチング動作とシリーズレギュレータの動作との間を過渡的な動作を介して連続的に遷移することができる。その結果、本実施形態においては、出力電流を連続的に変化させることができる。また、照明装置１における照明負荷２を調光して、スムースな消灯への移行が可能になる。

図５は、照明用電源の主要な信号を例示する波形図である。
図５においては、図５（ａ）〜（ｈ）の順に、調光器８の調光度が大きくなる場合の、整流回路９の直流電圧ＶＲＥ、照明用電源３の出力電流ＩＯＵＴ、整流素子２２の電圧ＶＤの測定値を表している。

図５（ａ）に表したように、調光度が０％、すなわち調光位相角が１８０度のとき、整流回路９の直流電圧ＶＲＥが全位相を通じてゼロのため、出力電流ＩＯＵＴは流れない。
図５（ｂ）〜（ｈ）に表したように、調光度が高くなる、すなわち調光位相角が小さくなると、整流回路９の出力電圧が高くなり、出力素子５ａの電流は振動し、出力素子５ａには、振動電流Ｉ５が流れる。出力素子５ａは、調光度に応じて、オンの状態を継続してオフの状態にならないで振動する状態と、オン状態とオフ状態とを繰り返すスイッチング動作をする発振状態との間を連続的に遷移する。その結果、整流素子２２の電圧ＶＤの振幅は、調光度に応じて連続的に変化し、出力電流ＩＯＵＴは、調光度に応じて連続的に変化する。

図６は、調光位相角と出力電流ＩＯＵＴとの関係を例示する特性図である。
図６に表したように、本具体例においては、出力電流ＩＯＵＴは、調光位相角（調光度）に応じて、ゼロまで連続的に制御することができる。

次に、本実施形態の効果について説明する。
本実施形態においては、調光器の調光度に応じて変化する基準電圧ＶＲＥＦによりＤＣ−ＤＣコンバータ１１が制御されている。そのため、調光度に応じて出力素子は、オンの状態とオフの状態とを繰り返すスイッチング動作の状態と、オンの状態を継続する状態との間を、オンの状態を継続したまま電流が振動する状態を介して連続的に遷移して出力電流を出力する。その結果、出力電流を連続的に変化させることができる。また、照明装置を連続的に調光でき、スムースな消灯が可能になる。

図７は、第２の実施形態に係る照明用電源を含む照明装置を例示する回路図である。
図７に表したように、第２の実施形態は、第１の実施形態と比較して、基準電圧生成回路４１の構成が異なっている。すなわち、照明用電源３ａは、調光器８、整流回路９、力率改善回路１０、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１、基準電圧生成回路４１ａを有している。調光器８、整流回路９、力率改善回路１０及びＤＣ−ＤＣコンバータ１１については、第１の実施形態と同様である。また、照明装置１ａは、照明負荷２と照明用電源３ａとを備えている。照明負荷２については、第１の実施形態と同様である。

基準電圧生成回路４１ａは、基準電圧生成回路４１と比較して、調光信号ＣＴＬを生成する構成、及び調光信号ＣＴＬと平滑コンデンサ４０とからそれぞれ生成された電圧のうち低い電圧を優先して基準電圧ＶＲＥＦを生成する点が異なっている。
基準電圧生成回路４１ａは、トランジスタ４４、６０、６２、抵抗４６〜４８、５２、５３、５６、５７、６１、６３、コンデンサ４５、５４、５９、ツェナーダイオード５８、６４、ダイオード６５、６６を有している。

トランジスタ４４は、ＮＰＮトランジスタであり、コレクタは、抵抗４８を介して力率改善回路１０のダイオード２１のカソードに接続される。トランジスタ４４のエミッタは、整流回路９の低電位端子９ｂに接続される。トランジスタ４４のコレクタには、抵抗４８を介して平滑コンデンサ４０の電圧が供給される。トランジスタ４４のベースは、抵抗４７を介して、整流回路９の高電位端子９ａに接続され、また抵抗４６を介して、整流回路９の低電位端子９ｂに接続される。また、コンデンサ４５は、トランジスタ４４のベースと整流回路９の低電位端子９ｂとの間に接続される。なお、コンデンサ４５はノイズ除去用のコンデンサであり、コンデンサ４５、抵抗４６、４７で規定される時定数は、電源電圧ＶＩＮの周波数に対して十分小さく設定されている。

トランジスタ６０は、ＮＰＮトランジスタであり、コレクタは抵抗６１を介してトランジスタ４４のベースに接続されている。トランジスタ６０のエミッタは、整流回路９の低電位端子９ｂに接続される。トランジスタ６０のベースは、抵抗を介してトランジスタ４４のコレクタに接続される。

また、トランジスタ６２のベースは、抵抗を介してトランジスタ４４のコレクタに接続され、トランジスタ６２のエミッタは、整流回路９の低電位端子９ｂに接続される。トランジスタ６２のコレクタは、抵抗６３を介して力率改善回路１０のダイオード２１のカソードに接続される。トランジスタ６２のコレクタには、抵抗６３を介して、平滑コンデンサ４０の電圧が供給される。また、ツェナーダイオード６４は、トランジスタ６２のコレクタとエミッタとの間に接続される。

そして、抵抗５２とコンデンサ５４とで構成された積分回路は、トランジスタ６２のコレクタとエミッタとの間に接続される。コンデンサ５４の両端には、抵抗５３が接続される。また、コンデンサ５４の電圧は、ダイオード６６を介してツェナーダイオード５８に入力される。

また、抵抗５７とコンデンサ５９とで構成された積分回路は、平滑コンデンサ４０の両端に接続される。またコンデンサ５９と並列に抵抗５６が接続される。コンデンサ５９の電圧は、ダイオード６５を介して、ツェナーダイオード５８に入力される。
ツェナーダイオード５８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１の抵抗２７に基準電圧ＶＲＥＦを出力する。

次に、基準電圧生成回路４１ａの動作について説明する。
調光器８が導通するまでの整流回路９の直流電圧（脈流電圧）ＶＲＥが相対的に低いとき、抵抗４６、４７で電圧ＶＲＥを分割した電圧はローレベルである。その結果、トランジスタ４４は、オフし、トランジスタ４４のコレクタ電圧は、ハイレベルである。トランジスタ６０、６２はオンする。トランジスタ６０がオンのため、抵抗６１は抵抗４６と並列に接続され、トランジス４４のベース電圧は、抵抗６１が接続されていないときと比較して、低くなっている。

また、トランジスタ６２がオンのため、トランジスタ６２は、調光信号ＣＴＬとして、ローレベルを出力する。調光信号ＣＴＬは、抵抗５２、５３、コンデンサ５４とで構成されたローパスフィルタまたは積分回路を介して、平滑化され、ダイオード６６に入力される。ダイオード６５には、平滑コンデンサ４０の電圧を、抵抗５７とコンデンサ５９とで平滑化した電圧が入力される。調光信号ＣＴＬがローレベルのため、ダイオード６５、６６は、平滑コンデンサ４０の電圧と調光信号ＣＴＬの平滑電圧のうち低電圧の調光信号ＣＴＬを選択し、ツェナーダイオード５８を介して、基準電圧ＶＲＥＦとして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１に出力する。

調光器８が導通すると、整流回路９の直流電圧ＶＲＥが上昇し、抵抗４７と抵抗４６、６１で電圧ＶＲＥを分割した電圧は、ハイレベルになる。その結果、トランジスタ４４はオンして、トランジスタ４４のコレクタ電圧は、ローレベルになる。トランジスタ６０、６２は、オフする。トランジスタ６０がオフのため、抵抗６１は、抵抗４６との接続を遮断される。トランジスタ４４のベース電圧は、抵抗６１が接続されていたときと比較して高くなり、直流電圧ＶＲＥを抵抗４６、４７で分割した電圧まで上昇する。したがって、トランジスタ４４のベース電圧がノイズなどにより変動して、トランジスタ４４が誤オフすることを回避することができる。すなわち、トランジスタ４４のオンする電圧とオフする電圧とには、ヒステリシスが設けられている。

また、トランジスタ６２がオフのため、トランジスタ６２のコレクタ電圧は、ツェナーダイオード６４のツェナー電圧になり、安定化される。トランジスタ６２のコレクタ電圧は、調光信号ＣＴＬとして、抵抗５２とコンデンサ５４とで構成された積分回路を介して、ダイオード６６に入力される。なお、調光信号ＣＴＬは、整流回路９の直流電圧ＶＲＥが低下してトランジスタ４４がオフするまで、すなわち直流電圧ＶＲＥがゼロクロスする近傍まで、ツェナーダイオード６４により安定化された電圧になっている。

また、平滑コンデンサ４０の電圧は、抵抗５７とコンデンサ５９とで構成された積分回路を介してダイオード６５に入力されている。 したがって、ツェナーダイオード５８は、平滑コンデンサ４０の電圧を平滑化した電圧と、調光信号ＣＴＬを平滑化した電圧とのうちの低い方の電圧をレベルシフトして、基準電圧ＶＲＥＦとして出力する。

本実施形態においては、平滑コンデンサ４０の電圧と調光信号ＣＴＬとのうち低値を優先するため、調光により平滑化した電圧が低下した場合の応答を速くすることができる。
また、本実施形態においても、ＤＣ−ＤＣコンバータは、基準電圧ＶＲＥＦにより制御されるため、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。

以上、具体例を参照しつつ実施形態について説明したが、それらに限定されるものではなく、種々の変形が可能である。

例えば、照明用電源及び照明装置は、調光器８を含まない構成としてもよい。図１及び図５においては、整流回路９は、接続部４３ａを介して調光器８に接続され、接続部４３ｂを介して交流電源７に接続される。しかし、接続部４３ａ、４３ｂを交流電源７に接続して、調光器８を含まない構成とすることも可能である。また、調光器８を別体として設け、接続部４３ａ、４３ｂの構造を、調光器８を含む場合の調光器８の交流電源の入力部の構造と同一にすることもできる。この場合、照明用電源及び照明装置を、調光器８を介してまたは介さないで、交流電源７に接続することができる。

また、図７においては、トランジスタ４４、６０などにより調光信号ＣＴＬを生成している。しかし、図１の同様にラッチ回路４２、トランジスタ４４、５０などを用いて調光信号ＣＴＬを生成し、調光信号ＣＴＬを平滑化した電圧と平滑コンデンサ４０の電圧を平滑化した電圧とのうちで低電圧を優先する構成としてもよい。

また、出力素子５ａ及び定電流素子６ａはＧａＮ系ＨＥＭＴには限定されない。例えば、半導体基板に炭化珪素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）やダイヤモンドのようなワイドバンドギャップを有する半導体（ワイドバンドギャップ半導体）を用いて形成した半導体素子でもよい。ここで、ワイドバンドギャップ半導体とは、バンドギャップが約１．４ｅＶのヒ化ガリウム（ＧａＡｓ）よりもバンドギャップの広い半導体をいう。例えば、バンドギャップが１．５ｅＶ以上の半導体、リン化ガリウム（ＧａＰ、バンドギャップ約２．３ｅＶ）、窒化ガリウム（ＧａＮ、バンドギャップ約３．４ｅＶ）、ダイアモンド（Ｃ、バンドギャップ約５．２７ｅＶ）、窒化アルミニウム（ＡｌＮ、バンドギャップ約５．９ｅＶ）、炭化ケイ素（ＳｉＣ）などが含まれる。このようなワイドバンドギャップ半導体素子は、耐圧を等しくする場合、シリコン半導体素子よりも小さくできるために寄生容量が小さく、高速動作が可能なため、スイッチング周期を短くすることができ、巻線部品やコンデンサなどの小形化が可能となる。

また、照明光源４はＬＥＤに限らず、ＥＬやＯＬＥＤなどでもよく、照明負荷２には、複数個の照明光源４が直列又は並列に接続されていてもよい。

本発明のいくつかの実施形態および実施例を説明したが、これらの実施形態または実施例は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態または実施例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態または実施例やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１、１ａ…照明装置、 ２…照明負荷、 ３、３ａ…照明用電源、 ４…照明光源、 ５ａ…出力素子、 ６ａ…定電流素子、 ７…交流電源、 ８…調光器、 ９…整流回路、 ９ａ…高電位端子、 ９ｂ…低電位端子、 １０…力率改善回路、 １１…ＤＣ−ＤＣコンバータ、 １２…トライアック、 １３…位相回路、 １４…ダイアック、 １５…可変抵抗、 １６、３９、４５、５０、５１、５４、５９…コンデンサ、 １７…スイッチング素子、 １８、４６〜４９、５１〜５３、５６、５７、６０、６１、６３…抵抗、 １９、６５、６６…ダイオード、 １９…保護ダイオード、 ２０…チョークコイル、 ２１…ダイオード、 ２２…整流素子、 ２３…インダクタ、 ２４…帰還巻き線、 ２５…結合コンデンサ、 ２６、２７…分割抵抗、 ２８…出力コンデンサ、 ２９…バイアス抵抗、 ３０…高電位出力端子、 ３１…低電位出力端子、 ３８…駆動巻き線、 ４０…平滑コンデンサ、 ４１、４１ａ…基準電圧生成回路、 ４２…ラッチ回路、 ４４、５０、６０、６２…トランジスタ、 ５５…演算増幅回路、 ５８、６４…ツェナーダイオード

Claims (8)

1. 入力される交流電圧を整流する整流回路と、
   前記整流回路の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
   前記整流回路の出力電圧及び前記平滑コンデンサの電圧の少なくともいずれかに基づいて基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、
   前記平滑コンデンサの電圧が供給され、前記基準電圧が相対的に高いときオンの状態とオフの状態とを繰り返すスイッチング動作をして発振し前記基準電圧が相対的に低いときオンの状態を継続する出力素子と、前記出力素子に直列に接続され前記基準電圧で制御された定電流を流す定電流素子と、を有し、前記平滑コンデンサの電圧を変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、
   を備えた照明用電源。
2. 前記基準電圧生成回路は、
   前記整流回路の出力電圧が規定値以上に上昇してから前記平滑コンデンサに充電電流が流れるまでの期間は、前記整流回路の出力電圧と前記平滑コンデンサの電圧とを合成した電圧に基づいて基準電圧を生成し、
   前記充電電流が流れてから前記整流回路の出力電圧が前記規定値以下に低下するまでの期間は、前記平滑コンデンサの電圧に基づいて前記基準電圧を生成する請求項１記載の照明用電源。
3. 前記基準電圧生成回路は、前記整流回路の出力電圧を相対的に長い時定数で平滑化し、前記平滑コンデンサの電圧を相対的に短い時定数で平滑化して前記基準電圧を生成する請求項１または２に記載の照明用電源。
4. 前記基準電圧生成回路は、前記整流回路の出力電圧に基づいて生成された電圧と前記平滑回路の出力電圧に基づいて生成された電圧とのうち低い電圧に基づいて前記基準電圧を生成する請求項１〜３のいずれか１つに記載の照明用電源。
5. 前記出力素子は、前記基準電圧が高くとなると前記出力素子に流れる電流の変動幅が大きくなるように振動する請求項１〜４のいずれか１つに記載の照明用電源。
6. 前記出力素子は、前記基準電圧が相対的に低いとき、オンの状態を継続して直流電流を出力する請求項１〜５のいずれか１つに記載の照明用電源。
7. 交流電圧を導通させるタイミングを制御して調光する調光器をさらに備えた請求項１〜６のいずれか１つに記載の照明用電源。
8. 照明負荷と、
   前記照明負荷に電流を供給する請求項１〜７のいずれか１つに記載の照明用電源と、
   を備えた照明装置。