JP2011091942A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】少ない電力損失で、調光器のトライアックが不定期に誤動作することによって発生するランプの不快な単発性のちらつきを低減できる電源回路を提供する。
【解決手段】商用交流電源１２から位相制御方式の調光器１４を介して入力された交流電圧Ｖｉを整流・降圧してランプ１６に給電する給電回路２１を有する電源回路１０において、給電回路２１の一次側に設けられるラインフィルタ２２を、給電回路２１に並列に取り付けられたノイズ防止用コンデンサ４０と、ノイズ防止用コンデンサ４０の一次側において、一対の給電ライン４４の少なくとも一方に取り付けられた安定化抵抗４２とで構成し、調光器１４のコイル５０のインダクタンスＬ、ノイズ防止用コンデンサ４０の容量値Ｃ、および安定化抵抗４２の抵抗値Ｒが式１を満たすことにより上記課題を解決することができる。Ｒ²≧４×Ｌ／Ｃ（式１）
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング方式の降圧回路で生じるスイッチングノイズを低減するためのラインフィルタを備えた電源回路に関する。

従来の白熱電球に比べて、消費電力が低く、かつ、長寿命といった長所を有する発光ダイオード（以下、「ＬＥＤ」という。）は、需要者のエコロジー意識の高まりとともに、省エネ対策のひとつとしてその使用範囲が急速に広まっており、また、白熱電球の代替としてＬＥＤを使用したいというニーズも高まっている。

ところがＬＥＤは商用電圧（例えば、６０Ｈｚ、１００Ｖ）よりも低い「直流」電圧で作動することから、商用電圧を用いてＬＥＤを点灯する際には当該商用電圧を降圧・整流（＝直流電圧に変換）あるいは整流・降圧してＬＥＤに給電する電源回路が必須となる。

このような電源回路として、先に商用交流電源からの交流電圧を整流して直流電圧に変換し、然る後、当該直流電圧をスイッチング回路で降圧してＬＥＤに供給するものが開発されている（例えば、特許文献１）。

特許文献１に記載された電源回路１は、図４に示すように、商用交流電源２から供給され、トライアック３ａを用いた位相制御方式の調光器３を介して入力された交流電圧Ｖｉを、ダイオードブリッジ４ａおよび平滑用コンデンサ４ｂを有する整流・平滑回路４で整流・平滑し、然る後、スイッチング素子を使用した降圧チョッパ回路５で所定の電圧まで降圧した後、ＬＥＤ６（特許文献１では、複数のＬＥＤが順方向に直列接続されている。）に供給するものである。

なお、降圧チョッパ回路５に使用されているスイッチング素子を動作させると、当該スイッチング素子からスイッチングノイズ（高周波ノイズ）が発生することから、電源回路１では、このスイッチングノイズ対策として、整流・平滑回路４の一次側にノイズ防止用コンデンサ７が取り付けられている。

また、位相制御方式の調光器３は、トライアック３ａのゲートを制御して交流電源の導通角を変化させることにより、電源回路１０への入力を変化させてランプの調光を行うようになっており、また、この調光器３には、高周波ノイズへの対策として、コイル３ｃとコンデンサ３ｄとを組み合わせたフィルタ回路（ノイズ防止回路）３ｂが設けられている。

この電源回路１によれば、商用交流電源２から調光器３を介して出力された交流電圧Ｖｉを整流・平滑回路４で直流電圧に変換した後、これを降圧チョッパ回路５でＬＥＤ６に応じた電圧まで降圧し、これをＬＥＤ６に供給することによって当該ＬＥＤ６を点灯させることができる。

ところが、上述のように、ＬＥＤ６は従来の白熱電球に比べて消費電力が低いことから、例えば、既存の白熱電球負荷用の位相制御式調光器３を使用すると、当該ＬＥＤ６の点灯時において調光器３のトライアック３ａに流れる電流値が小さすぎるので、当該トライアック３ａのオン状態を商用交流電源２からの交流電圧Ｖｉｎの半周期にわたって維持することができず、ＬＥＤ６を安定的に点灯させることができずに「ちらつき」が発生するという問題があった。

このような問題に対応するため、電源回路１では、インピーダンス８（主として抵抗が用いられる。）が、整流・平滑回路４の一次側において、ノイズ防止用コンデンサ７に対して並列に取り付けられている。

特開２００４−２９６２０５号公報

このようにインピーダンス８を取り付けることにより、ＬＥＤ６の点灯時にはインピーダンス８にもバイパス電流が流れることから、調光器３のトライアック３ａには、ＬＥＤ６の点灯電流とバイパス電流とを合計した電流が流れることになり、「電流値が小さすぎる」ことを原因とする、トライアック３ａのオン状態を交流電圧Ｖｉｎの半周期にわたって維持することができないという問題は回避することができるものの、依然として「『過渡現象』による『振動電流』に起因してトライアック３ａが不定期に誤動作することにより発生する不快なちらつき（不定期に一瞬発生する、フラッシュのような単発性のちらつき）」を回避することはできなかった。

具体的に説明すると、電源回路１では、商用交流電源２と、調光器３のフィルタ回路３ｂを構成するコイル３ｃと、ノイズ防止用コンデンサ７と、インピーダンス８とで、Ｌ−ＲＣ並列交流回路が形成されている（図５参照）。このようなＬ−ＲＣ並列交流回路が形成されている場合、トライアック３ａがオン状態になっているとき、上述のように、当該トライアック３ａには、ＬＥＤ６を点灯させるＬＥＤ点灯電流に加えて、当該Ｌ−ＲＣ並列交流回路を流れる電流が重畳される。

Ｌ−ＲＣ並列交流回路には、トライアック３ａがオンになったタイミングで生じる「過渡現象」により、極く短い期間だけ当該回路の電流値が大きく振動する「振動電流」が流れることがある。Ｌ−ＲＣ並列交流回路に「振動電流」が発生し、図６（ｃ）に示すように、トライアック３ａがオンになった直後に調光器３に流れる電流値Ｉｉｎが急激に低下したとき、トライアック３ａがオン状態を保持することができずオフになり（誤動作）、次の半周期まで電源回路１に電力が供給されない場合（いわゆる、「波形抜け」）が不定期に発生する（つまり、電流値Ｉｉｎが急激に低下して瞬間的にマイナスになった場合でもトライアック３ａがオン状態を維持することもあれば、オフになってしまうこともある。）。このような「波形抜け」が発生した半周期では、ＬＥＤ６に供給される平均電流値が大きく低下する（ほとんどゼロになる）ことによってＬＥＤ６から放射される光の照度が大きく低下し、当該照度低下がフラッシュのような単発性の不快なちらつきとして感得される。なお、「過渡現象」による「振動電流」の振幅が大きくなるほど、トライアック３ａが誤動作する頻度が多くなって「波形抜け」の頻度も多くなり、「ちらつき」も増加することとなる。

「過渡現象」によって「振動電流」が発生するか否かは、コイル３ｃのインダクタンスＬ［Ｈ］、ノイズ防止用コンデンサ７の容量値Ｃ［Ｆ］、およびインピーダンス８の抵抗値Ｒ_ｐ［Ω］を用いて判定することができる。

すなわち、過渡現象の理論によると、これらがＲ_ｐ ²≦Ｌ／４Ｃを満たしていればそのＬ−ＲＣ並列交流回路は「非振動的」（つまり、「振動電流」が発生しない。）と判定され、逆にＲ_ｐ ²＞Ｌ／４Ｃを満たしていればそのＬ−ＲＣ並列交流回路は「振動的」（つまり、「振動電流」が発生する。）と判定される。

実用的な具体例として、コイル３ｃのインダクタンスＬを１００μＨとし、ノイズ防止用コンデンサ７の容量値Ｃを０．１μＦとしたとき、Ｌ／４Ｃの値は２５０となる。２５０の平方根は約１５．８であるから、この場合、インピーダンス８の抵抗値Ｒ_ｐ≦１５［Ω］であれば、Ｌ−ＲＣ並列交流回路は「非振動的」となる。

ところが、インピーダンス８の抵抗値Ｒ_ｐが１５［Ω］である場合、商用交流電源からの交流電圧Ｖｉｎを１００Ｖとすると、調光器３の導通角が最大のとき、インピーダンス８での電力損失は、６６７Ｗと極めて大きくなる（なお、電力損失＝Ｖｉｎ²／Ｒ_pで計算される。）。つまり、トライアック３ａがオンになった瞬間に生じる「過渡現象」による「振動電流」を防止するためにインピーダンス８を用いることは現実的ではない。このため、従来の電源回路１では、「過渡現象」による「振動電流」に起因するＬＥＤ６の不快な「単発性のちらつき」に対応することはできなかった。

本発明は、このような従来技術の問題に鑑みて開発されたものである。それゆえに本発明の主たる課題は、少ない電力損失で、位相制御方式の調光器におけるトライアックがオンになったタイミングで発生する「過渡現象」による「振動電流」に起因するランプの不快な「単発性のちらつき」を解消する（「ちらつき」を発生させないか、あるいはその頻度を著しく低減する）ことのできる電源回路を提供することにある。

請求項１に記載した発明は、「商用交流電源１２から、トライアック４６と、前記トライアック４６に対して直列に接続されたコイル５０、および前記コイル５０に対して並列に接続されたコンデンサ５２を有するフィルタ回路４８とを備える位相制御方式の調光器１４を介して入力された交流電圧Ｖｉを整流・降圧してランプ１６に給電する電源回路１０であって、
前記交流電圧Ｖｉを整流して脈流の直流電圧Ｖｄｃにする整流回路１８と、前記整流回路１８からの前記直流電圧Ｖｄｃを降圧するスイッチング方式の降圧回路２０とを有する給電回路２１、および
前記給電回路２１の一次側に設けられたラインフィルタ２２を備えており、
前記ラインフィルタ２２は、前記給電回路２１および前記商用交流電源１２を電気的に接続する一対の給電ライン４４の間において、前記給電回路２１に対して並列に取り付けられたノイズ防止用コンデンサ４０と、
前記ノイズ防止用コンデンサ４０の一次側において、前記一対の給電ライン４４の少なくとも一方に取り付けられた安定化抵抗４２とを有しており、
前記調光器１４の前記フィルタ回路４８における前記コイル５０のインダクタンスをＬ［Ｈ］とし、前記ラインフィルタ２２における前記ノイズ防止用コンデンサ４０の容量値をＣ［Ｆ］としたとき、前記安定化抵抗４２の抵抗値Ｒ［Ω］は、式１を満たしていることを特徴とする電源回路１０」であり、式１は以下の通りである。
Ｒ² ≧ ４×Ｌ／Ｃ … 式１

本発明における電源回路１０のラインフィルタ２２は、一対の給電ライン４４の間において、給電回路２１に対して並列に取り付けられたノイズ防止用コンデンサ４０と、当該ノイズ防止用コンデンサ４０の一次側において、一対の給電ライン４４の少なくとも一方に取り付けられた安定化抵抗４２とを有している。このような安定化抵抗４２を設けることにより、位相制御方式の調光器１４においてトライアック４６がオンになったタイミングで発生する「過渡現象」による「振動電流」に起因するランプ１６の不快な「単発性のちらつき」を低減することができる。以下、この理由について説明する。

本発明の電源回路１０では、商用交流電源１２と、位相制御方式の調光器１４におけるコイル５０と、ラインフィルタ２２のノイズ防止用コンデンサ４０と、安定化抵抗４２とで直列ＬＣＲ交流回路が形成され（図１および図２を参照）、トライアック４６がオンのとき、トライアック４６には、ランプ１６を点灯させるランプ点灯電流に、当該直列ＬＣＲ交流回路を流れる電流が重畳される。

この直列ＬＣＲ交流回路に流れる電流にも、上述した「過渡現象」により、極く短い期間だけ当該回路の電流値が大きく振動する「振動電流」が流れることがあり、「振動電流」が発生するか否かについては、コイル５０のインダクタンスＬ［Ｈ］、ノイズ防止用コンデンサ４０の容量値Ｃ［Ｆ］、および安定化抵抗４２の抵抗値Ｒ［Ω］を用いて判定することができる。

すなわち、これらがＲ²≧４×Ｌ／Ｃを満たしているとき、その直列ＬＣＲ交流回路は「非振動的」（つまり、「振動電流」が発生しない。）と判定される。（なお、Ｒ²＝４×Ｌ／Ｃである場合を「臨界」状態という。）加えて、この場合、「振動電流」が発生しないだけでなく、突入電流のピーク値自体も低くなる。

逆にＲ²＜４×Ｌ／Ｃを満たしているとき、その直列ＬＣＲ交流回路は「振動的」と判定され、「振動電流」が発生するとともに、突入電流のピーク値も「非振動的」の場合に比べて高くなる。

例えば、コイル５０のインダクタンスＬを１００μＨとし、ノイズ防止用コンデンサ４０の容量値Ｃを０．１μＦとしたとき、４×Ｌ／Ｃの値は４，０００となる。４，０００の平方根は約６３．２であるから、この場合、安定化抵抗４２の抵抗値Ｒ≧６４［Ω］であれば、直列ＬＣＲ交流回路は「非振動的」となる。

逆に、安定化抵抗４２の抵抗値Ｒが６３［Ω］以下の場合（もちろん、安定化抵抗４２が存在しない場合（Ｒ＝０）も含まれる。）、直列ＬＣＲ交流回路は「振動的」となる。

図３には、適切な抵抗値Ｒの安定化抵抗４２（Ｒ²≧４×Ｌ／Ｃとなる場合）を設けた場合における波形を示し、図６には、安定化抵抗４２を設けない（つまり、Ｒ＝０）場合、あるいは当該安定化抵抗４２の抵抗値ＲがＲ²＜４×Ｌ／Ｃとなる場合における波形を示す。なお、両者とも、導通角９０゜で位相制御されている。

適切な安定化抵抗４２を設けない場合（図６参照）、直列ＬＣＲ交流回路に流れる電流には、「過渡現象」による「振動電流」が発生するおそれがあり、当該直列ＬＣＲ交流回路に流れる電流値が大きく振れたとき（すなわち、「振動電流」が発生したとき。）、図６（ｃ）に示すように、調光器１４に流れる電流値Ｉｉｎが急激に低下したタイミングでトライアック４６がオン状態を保持することができずオフになり（誤動作）、次の半周期まで電源回路１０に電力が供給されない場合（いわゆる、「波形抜け」）がある。このような「波形抜け」は例えば１分間に１回程度、不定期に発生する（つまり、電流値Ｉｉｎが急激に低下して瞬間的にマイナスになった場合でもトライアック４６がオン状態を維持することもあれば、オフになってしまうこともある。）が、当該「波形抜け」が発生した半周期では、ランプ１６に供給される平均電流値が大きく低下する（ほとんどゼロになる）ことによってランプ１６から放射される光の照度が大きく低下し、当該照度低下がフラッシュのような単発性の不快なちらつきとして感得される。なお、「振動電流」の振幅が大きくなるほど、トライアック４６が誤動作する頻度が多くなって「波形抜け」の頻度も多くなり、「ちらつき」も増加することとなる。

適切な抵抗値Ｒの安定化抵抗４２がある場合（図３）、「振動電流」は発生せず、トライアック４６がオンになった直後に調光器１４に流れる電流値Ｉｉｎは急激に低下することなく安定しており「波形抜け」は発生しないことから、上述したような「単発性のちらつき」の問題はなくなる。また、トライアック４６がオンになったタイミングにおける突入電流のピーク値自体も低くなるので、給電ライン４４に伝わる雑音端子電圧も低くなる。

また、安定化抵抗４２に起因する電力損失については、例えば５Ｗ程度のランプを点灯させるための電源回路１０の場合、入力電流Ｉｉｎは概ね０．１［Ａ］以下であり（すなわち、ランプ電力Ｐｏ＝５Ｗ、交流電圧Ｖｉｎ＝１００Ｖ、電源の効率η＝７０％、および入力力率ＰＦ＝８０％とすると、電源回路１０への入力電流Ｉｉｎ＝Ｐｏ／η／Ｖｉｎ／ＰＦ＝５／０．７／１００／０．８≒０．０９Ａとなる。）、抵抗値Ｒが６３［Ω］の安定化抵抗４２における電力損失は０．６３Ｗ以下となり、省エネ効果を損なうレベルにはならない。

本発明の電源回路によれば、少ない電力損失で、位相制御方式の調光器におけるトライアックが不定期に誤動作することによって発生する不快な単発性のちらつきを解消できる。

本発明の電源回路を示す図である。 直列ＬＣＲ交流回路のモデルを示す図である。 適切な抵抗値の安定化抵抗を設けた場合における波形を示す図である。 従来技術の電源回路を示す図である。 従来技術における、Ｌ−ＲＣ並列交流回路のモデルを示す図である。 安定化抵抗の抵抗値が適切でない場合における波形を示す図である。

以下、本発明を適用した電源回路１０について、図面を用いて説明する。図１は本実施例の電源回路１０を示す図である。

電源回路１０は、商用交流電源１２から位相制御方式の調光器１４を介して入力された交流電圧Ｖｉを整流し、降圧してランプ１６に給電する回路であり、大略、整流回路１８と降圧回路２０とを備える給電回路２１、およびラインフィルタ２２で構成されている（なお、商用交流電源１２から調光器１４に供給される交流電圧を「Ｖｉｎ」とする。）。

なお、本実施例では２つのＬＥＤが順方向に直列接続されたランプ１６を使用しているが、ランプ１６はもちろんこれに限られるものではなく、例えば１２Ｖの直流電圧で点灯するハロゲンランプ等のように、商用交流電圧を整流・降圧させた電圧で点灯する光源であればその種類および個数は問わない。

整流回路１８は、上述のように、位相制御方式の調光器１４を介して入力された交流電圧Ｖｉを脈流の直流電圧Ｖｄｃに整流する回路であり、本実施例では、交流電圧Ｖｉを全波整流して脈流の直流電圧に変換する、４つのダイオード２４ａ〜２４ｄで構成されたフルブリッジ回路２６と、フルブリッジ回路２６の二次側において並列に接続された平滑用コンデンサ２８とを備えている。なお、商用交流電源１２から供給された交流電圧Ｖｉの利用効率は悪くなるが、上記全波整流回路に替えて半波整流回路を使用することもできる。

平滑用コンデンサ２８は、必要に応じて設けられる、フルブリッジ回路２６から供給される脈流の直流電圧をより平滑にすると同時にラインフィルタ２２と協働してスイッチングノイズを低減するコンデンサであり、その種類としては、例えば、温度特性の良好なフィルムコンデンサ等を用いることができる。

降圧回路２０は、整流回路１８の二次側に並列に取り付けられ、整流回路１８で整流された脈流の直流電圧を降圧するための回路であり、スイッチング用ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）３０、高速ダイオード３２、および限流用インダクタンス３４で構成されたＦＥＴスイッチング部３５と、電流検出用抵抗３６と、スイッチング動作用内部発振器を有し、ＦＥＴスイッチング部３５のスイッチング用ＦＥＴ３０をオン・オフ制御するＰＷＭ（パルス幅制御）回路３８とで構成されている。なお、ＰＷＭ回路３８には、例えば、Ｓｕｐｅｒｔｅｘ社のＬＥＤドライバーＩＣ「ＨＶ９９１０」が用いられる。

この降圧回路２０は、ランプ１６の点灯電流を電流検出用抵抗３６にてセンス電圧（電流検出用抵抗３６のセンス電圧＝点灯電流×電流検出用抵抗３６の抵抗値）として検出し、当該センス電圧に対応してＰＷＭ回路３８から出力されたパルス幅信号に応じてＦＥＴスイッチング部３５をスイッチング動作させ、これによってＦＥＴスイッチング部３５から出力される点灯電流をパルス幅制御して、ランプ１６に定常点灯電流を供給するようになっている。

ラインフィルタ２２は、降圧回路２０におけるスイッチング動作によって発生したスイッチングノイズが上流側（すなわち、調光器１４や商用交流電源１２側）に伝わるのを防止する役割を有しており、ノイズ防止用コンデンサ４０と、安定化抵抗４２とを有している。

ノイズ防止用コンデンサ４０は、給電回路２１および商用交流電源１２を電気的に接続する一対の給電ライン４４間において、すなわち給電回路２１の一次側において、給電回路２１に対して並列に取り付けられたコンデンサである。ノイズ防止用コンデンサ４０に用いられるコンデンサのタイプはどのようなものでも選択することができるが、本実施例のノイズ防止用コンデンサ４０の容量は、上述した平滑用コンデンサ２８と同様に小容量でよいことから、温度特性の良好なフィルムコンデンサ等を用いるのが好適である。

安定化抵抗４２は、ノイズ防止用コンデンサ４０の一次側において、一対の給電ライン４４の少なくとも一方（本実施例では、図中下側の給電ライン４４）に取り付けられた抵抗である。もちろん、ノイズ防止用コンデンサ４０の一次側において、安定化抵抗４２を他方の給電ライン４４（図中上側の給電ライン４４）に取り付けてもよいし、一対の給電ライン４４の両方に取り付けてもよい。

調光器１４（なお、調光器１４は電源回路１０を構成する要素ではない。）は、トライアック４６を用いた位相制御方式のものであり、当該トライアック４６がオンする位相角（点弧位相角）を位相制御信号によって制御することにより、電源回路１０を介してランプ１６に供給する電流の平均値を変化させ、ランプ１６を調光制御する。また、調光器１４には、高周波ノイズへの対策としてフィルタ回路（ノイズ防止回路）４８が設けられており、このフィルタ回路４８は、トライアック４６に対して直列に接続されたコイル５０と、当該コイル５０に対して並列に接続されたコンデンサ５２とで構成されている。

典型例として、フィルタ回路４８のコイル５０にはインダクタンスＬが１００μＨのものが、また、コンデンサ５２には容量値Ｃが０．１μＦのものがそれぞれ使用されている。フィルタ回路４８の共振周波数ｆ_ｘは、ｆ_ｘ＝１／（２π×（Ｌ×Ｃ）^1/2）で表すことができ（つまり、一般のフィルタ回路であれば、ｆ_ｘ＝１／（２π×（１００×１０^-6×０．１×１０^-6）^1/2）≒５０×１０³＝５０ｋＨｚとなる。）、当該共振周波数ｆ_ｘよりも高い周波数領域の高周波ノイズを低減することにより、雑音端子電圧を電気用品安全法で規定されたレベル以下にすることができる。

このような電源回路１０に調光器１４を介して商用交流電源１２からの交流電圧Ｖｉを供給すると（なお、商用交流電源１２から調光器１４に供給される交流電圧を「Ｖｉｎ」とする。）、当該交流電圧Ｖｉは、給電ライン４４を介し、ラインフィルタ２２を通過して整流回路１８に導入される。整流回路１８に導入された交流電圧Ｖｉは、当該整流回路１８で全波整流され、平滑された後、脈流の直流電圧Ｖｄｃとして整流回路１８の二次側に取り付けられた降圧回路２０に供給される。そして、降圧回路２０に供給された脈流の直流電圧Ｖｄｃを受けた降圧回路２０は、所定の電圧（例えば、数Ｖから十数Ｖ）まで降圧した定常点灯電流をランプ１６に供給し、ランプ１６が点灯する。

本発明の電源回路１０では、商用交流電源１２と、位相制御方式の調光器１４におけるコイル５０と、ラインフィルタ２２のノイズ防止用コンデンサ４０と、安定化抵抗４２とによって、直列ＬＣＲ交流回路が形成される（図２を参照）。トライアック４６がオンのとき、トライアック４６には、ランプ１６を点灯させるランプ点灯電流に、当該直列ＬＣＲ交流回路を流れる電流が重畳される。

この直列ＬＣＲ交流回路に流れる電流にも、上述した「過渡現象」により極く短い期間だけ当該回路の電流値が大きく振動する「振動電流」が流れることがある。この「振動電流」が発生するか否かについては、コイル５０のインダクタンスＬ［Ｈ］、ノイズ防止用コンデンサ４０の容量値Ｃ［Ｆ］、および安定化抵抗４２の抵抗値Ｒ［Ω］を用いて判定することができる。

すなわち、これらがＲ²≧４×Ｌ／Ｃを満たしているとき、その直列ＬＣＲ交流回路は「非振動的」と判定される（なお、Ｒ²＝４×Ｌ／Ｃである場合を「臨界」状態という。）。加えて、この場合は「振動電流」が発生しないだけでなく、突入電流のピーク値自体も低くなる。

例えば、コイル５０のインダクタンスＬを１００μＨとし、ノイズ防止用コンデンサ４０の容量値Ｃを０．１μＦとしたとき、４×Ｌ／Ｃの値は４，０００となる。４，０００の平方根は約６３．２であるから、この場合、安定化抵抗４２の抵抗値Ｒ≧６４［Ω］であれば、直列ＬＣＲ交流回路は「非振動的」となる。

逆に、安定化抵抗４２の抵抗値Ｒが６３［Ω］以下の場合（もちろん、安定化抵抗が存在しない場合（Ｒ＝０）も含まれる。）、直列ＬＣＲ交流回路は「振動的」となる。

適切な安定化抵抗４２を設けない場合（図６参照）、直列ＬＣＲ交流回路に流れる電流には、「過渡現象」による「振動電流」が発生するおそれがあり、当該直列ＬＣＲ交流回路に流れる電流値が大きく振れたとき（すなわち、「振動電流」が発生したとき。）、図６（ｃ）に示すように、調光器１４に流れる電流値Ｉｉｎが急激に低下したタイミングでトライアック４６がオン状態を保持することができずオフになり（誤動作）、次の半周期まで電源回路１０に電力が供給されない場合（いわゆる、「波形抜け」）がある。このような「波形抜け」は例えば１分間に１回程度、不定期に発生するが、当該「波形抜け」が発生した半周期では、ランプ１６に供給される平均電流値が大きく低下する（ほとんどゼロになる）ことによってランプ１６から放射される光の照度が大きく低下し、当該照度低下がフラッシュのような単発性の不快なちらつきとして感得される。なお、「振動電流」の振幅が大きくなるほど、トライアック４６が誤動作する頻度が多くなって「波形抜け」の頻度も多くなり、「ちらつき」も増加することとなる。

なお、「過渡現象」による振動電流の振動周波数ｆ_ｂは、１／（２π×（Ｌ×Ｃ）^1/2）で表すことができることから、上記の数値例の場合にはｆ_ｂ≒５０ｋＨｚとなる。また、振動電流の振幅は時間経過によって徐々に減衰する。

適切な抵抗値Ｒの安定化抵抗４２がある場合には、図３に示すように、「振動電流」は発生せず、トライアック４６がオンになった直後に調光器１４に流れる電流値Ｉｉｎは急激に低下することなく安定しており「波形抜け」は発生しないことから、上述したような「単発性のちらつき」の問題はなくなる（なお、図３（ｅ）において、ランプ１６に流れる電流値Ｉｉがトライアック４６のオフよりも早いタイミングでゼロになっているのは、ランプ１６への電流は、整流回路１８からの直流電圧Ｖｄｃが降圧回路２０に予め設定された最低動作電圧よりも小さくなると、降圧回路２０の動作が停止してランプ１６に電流が供給されなくなるからである。図６（ｅ）でも同じ。）。また、トライアック４６がオンになったタイミングにおける突入電流のピーク値自体も低くなるので、給電ライン４４に伝わる雑音端子電圧も低くなる。

また、安定化抵抗４２に起因する電力損失については、例えば５Ｗ程度のランプを点灯させるための電源回路１０の場合、入力電流は概ね０．１［Ａ］以下であり、抵抗値Ｒが６３［Ω］の安定化抵抗４２における電力損失は０．６３Ｗ以下となり、省エネ効果を損なうレベルにはならない。

ところで、安定化抵抗４２の抵抗値Ｒの上限は、電源回路１０からランプ１６に供給する電力と比較して、安定化抵抗４２での消費電力が大きくなりすぎず、省エネ効果を損なわない程度に制限する必要がある。

電源回路１０からランプ１６に供給する電力を皮相電力Ｐａで表現すると（有効電力で表現することもできるが、パラメータとして力率が入ることにより複雑になるので、皮相電力Ｐａを用いる。）、安定化抵抗４２（抵抗値Ｒ）の消費電力Ｐｂは、入力電流をＩｉｎとして、おおよそ下式で表すことができる。
Ｐｂ≒Ｉｉｎ²×Ｒ＝（Ｐａ／Ｖｉｎ）²×Ｒ

省エネ効果を損なわないレベルとして、例えば、電源回路１０からランプ１６に供給する電力の皮相電力が１０ＶＡ、交流電圧Ｖｉｎが１００Ｖといった典型的な例を考えてみると、安定化抵抗４２における消費電力Ｐｂは電源回路１０からランプ１６に供給する電力の皮相電力Ｐａの１／２以下が適切と考えた場合（つまり、Ｐｂ＜Ｐａ／２）、Ｒの上限は下式で与えられる。
Ｒ ＜ (Ｖｉｎ²/(２Ｐａ))＝（１００²／（２×１０））＝５００［Ω］

調光器１４のフィルタ回路４８におけるコイル５０のインダクタンスＬは、一般的に１００μＨであることから、安定化抵抗４２の抵抗値Ｒを５００Ω以下としたときにおいて、「非振動的」な電流波形とするためには、ノイズ防止用コンデンサ４０の容量値Ｃは０．００１６μＦ以上であればよいことになる
Ｒ² ≧ ４×Ｌ／Ｃ ←→ Ｃ ≧ ４×Ｌ／Ｒ²
Ｃ ≧ ４×１００×１０^-6／５００²
Ｃ ≧ ０．００１６×１０^-6［Ｆ］

ノイズ防止用コンデンサ４０としては、フィルムコンデンサ（あるいはこのような小容量であればセラミックコンデンサ）を用いることができる。ノイズ防止用コンデンサ４０が適切な容量値Ｃとなるように、安定化抵抗４２の抵抗値Ｒを上述した下限から上限の範囲内で決定することになる。

電源回路１０からランプ１６に供給する電力の皮相電力Ｐａが大きい場合、安定化抵抗４２での消費電力が過度に大きくなるのを回避するため、当該皮相電力Ｐａに対する安定化抵抗４２での消費電力の割合を小さくする必要がある。例えば、電源回路１０からランプ１６に供給する電力の皮相電力Ｐａが１００ＶＡになった場合において、安定化抵抗４２での消費電力を皮相電力Ｐａの１／５（＝２０Ｗ）程度に抑えることにすると、
Ｒ ＜ Ｖｉｎ²／５×Ｐａ＝２０［Ω］ となる。

調光器１４のフィルタ回路４８におけるコイル５０のインダクタンスは一般的に１００μＨであることから、安定化抵抗４２の抵抗値Ｒを２０Ωとしたとき、「非振動的」な電流波形とするためには、ノイズ防止用コンデンサ４０の容量値Ｃを１μＦ以上に設定する必要がある（Ｃ≧１μＦ）。ノイズ防止用コンデンサ４０に求められるこの程度の容量値Ｃは十分に実際的な値であり、例えば、ノイズ防止用コンデンサ４０としてフィルムコンデンサを用いることができる。

１０…電源回路
１２…商用交流電源
１４…調光器
１６…ランプ
１８…整流回路
２０…降圧回路
２１…給電回路
２２…ラインフィルタ
２４…ダイオード
２６…フルブリッジ回路
２８…平滑用コンデンサ
３０…スイッチング用ＦＥＴ
３２…高速ダイオード
３４…限流用インダクタンス
３５…ＦＥＴスイッチング部
３６…電流検出用抵抗
３８…ＰＷＭ回路
４０…ノイズ防止用コンデンサ
４２…安定化抵抗
４４…給電ライン
４６…トライアック
４８…フィルタ回路
５０…コイル
５２…コンデンサ

Claims (1)

1. 商用交流電源から、トライアックと、前記トライアックに対して直列に接続されたコイル、および前記コイルに対して並列に接続されたコンデンサを有するフィルタ回路とを備える位相制御方式の調光器を介して入力された交流電圧を整流・降圧してランプに給電する電源回路であって、
   前記交流電圧を整流して脈流の直流電圧Ｖｄｃにする整流回路と、前記整流回路からの前記直流電圧を降圧するスイッチング方式の降圧回路とを有する給電回路、および
   前記給電回路の一次側に設けられたラインフィルタを備えており、
   前記ラインフィルタは、前記給電回路および前記商用交流電源を電気的に接続する一対の給電ラインの間において、前記給電回路に対して並列に取り付けられたノイズ防止用コンデンサと、
   前記ノイズ防止用コンデンサの一次側において、前記一対の給電ラインの少なくとも一方に取り付けられた安定化抵抗とを有しており、
   前記調光器の前記フィルタ回路における前記コイルのインダクタンスをＬ［Ｈ］とし、前記ラインフィルタにおける前記ノイズ防止用コンデンサの容量値をＣ［Ｆ］としたとき、前記安定化抵抗の抵抗値Ｒ［Ω］は、式１を満たしていることを特徴とする電源回路。
   Ｒ² ≧ ４×Ｌ／Ｃ … 式１

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