JP2019207833A

JP2019207833A - 照明用電源装置

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Publication number: JP2019207833A
Application number: JP2018103783A
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Inventors: 尚悟平岡; Shogo Hiraoka
Original assignee: Nichicon Corp
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Filing date: 2018-05-30
Publication date: 2019-12-05
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Abstract

【課題】ＴＥ型またはＬＥ型調光方式のいずれの調光器であっても誤動作を防止する。【解決手段】交流入力の任意の位相角で該交流入力を導通または遮断させるトライアックを有する位相制御方式の調光器と、トライアックの導通または遮断状態を維持させるための保持電流を流す保持電流制御部を備えた照明用電源装置において、保持電流制御部は、少なくとも互いに直列に接続された第１のスイッチング素子、第１の電流制御素子および第１の抵抗を含んで整流回路の出力側に接続して電流通路を形成し、第１のスイッチング素子をオンさせ、第１の電流制御素子に流れる電流を制御して、保持電流を第１の抵抗を経由して流すように構成され、トライアックにより交流入力が遮断される位相角が大きくなるにつれて第１の電流制御素子に流れる電流を増加させるように構成されたことを特徴とする。【選択図】図２

Description

本発明は、位相制御方式による調光器により調光を行う照明用電源装置に関する。

発光ダイオード（ＬＥＤ）を用いた照明装置（ＬＥＤランプ）は、消費電力が白熱灯に比較して少ないため普及が進んでおり、また、ＬＥＤランプ点灯用の電源装置においては、位相制御方式の調光器により調光を行うことができる照明用電源装置が提案されている。

図７は、特許文献１で提案された従来技術の照明用電源装置の回路図である。以下、図７を参照して、この照明用電源装置を説明する。
照明用電源装置１００は、調光器１２１、整流回路１２２、保持電流回路１２３、平滑回路１２４およびＤＣ／ＤＣコンバータ１２５を備え、交流電源１１０およびＬＥＤモジュール１３０がその入力側および出力側に接続される。さらに、照明用電源装置１００には、保持電流回路１２３に電圧検出・電流遮断回路１２６が付加される。

調光器１２１は、交流電源１１０の交流電圧を位相制御するものであり、位相制御素子のトライアック（双方向サイリスタ）１２１ａ、トライアック１２１ａのゲート端子にトリガ信号を出力する位相制御回路１２１ｂおよび可変抵抗からなる調光調節手段１２１ｃを備える。
位相制御回路１２１ｂは、例えば交流電圧のゼロクロスを基準にした所定のタイミング（位相角）で一定の周期毎にトリガ信号を出力する。整流回路１２２は、ダイオードブリッジからなるもので、調光器１２１で位相制御された交流電圧を全波整流する。

保持電流回路１２３は、トライアック１２１ａのオン状態を維持するための保持電流を流すためのものであり、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１、このスイッチング素子Ｑ１をオンさせるための抵抗Ｒ１、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧を保持するためのツェナーダイオードＤ２および保持電流を流すための抵抗Ｒ２からなる。ツェナーダイオードＤ２は、そのカソード側がスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続され、そのアノード側が接地される。
その保持電流回路１２３の抵抗Ｒ２には、電圧検出・電流遮断回路１２６のトランジスタＱ４が接続される。

平滑回路１２４は、平滑コンデンサＣ３により、整流回路１２２で全波整流された電圧を平滑化する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１２５は、スイッチング電源の一例として、平滑回路１２４で直流化された電圧を昇降圧して所定の直流電圧に変換するものであり、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２、インダクタＬ１、ダイオードＤ４、平滑コンデンサＣ４、抵抗Ｒ３〜Ｒ７および制御回路１２５ａから構成される。

制御回路１２５ａは、スイッチング制御用ＩＣからなる。スイッチング制御用ＩＣはダイオードＤ３を介して端子ＶＣＣに電源が供給されると共に、端子ＩＮの電圧を監視し、この監視電圧に基づいて、端子ＯＵＴから制御信号をスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加して当該スイッチング素子Ｑ２を周期的にオンオフさせる。

この制御回路１２５ａの制御により、スイッチング素子Ｑ２がオフからオンになると、平滑回路１２４内の平滑コンデンサＣ３により平滑化された直流電圧はインダクタＬ１に印加され、インダクタＬ１を介してスイッチング素子Ｑ２に電流が流れる。スイッチング素子Ｑ２のオン期間に、インダクタＬ１に流れる電流が一定の割合で増加し、インダクタＬ１に磁気エネルギーが蓄積される。

次に、制御回路１２５ａの制御によりスイッチング素子Ｑ２がオンからオフになると、スイッチング素子Ｑ２を流れていた電流が遮断されることで、インダクタＬ１に蓄積された磁気エネルギーにより逆起電力が発生し、インダクタＬ１、ダイオードＤ４の経路を介して、電流が平滑コンデンサＣ４を充電すると共に、照明用電源装置１００の出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２に並列に接続されたＬＥＤモジュール１３０に流れて、当該ＬＥＤモジュール１３０が点灯する。ＬＥＤモジュール１３０は複数の発光ダイオードＬＥＤを直列に接続して構成される。

以上のように構成された従来技術の照明用電源装置１００は、調光器１２１の位相制御回路１２１ｂから出力されるトリガ信号をトライアック１２１ａのゲート端子に印加し、これにより交流電源１１０の交流電圧を位相制御すると共に、この位相制御された交流電圧を整流回路１２２および平滑回路１２４により整流・平滑し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２５において所望する直流電圧に変換し、この直流電圧をＬＥＤモジュール１３０に印加することで、ＬＥＤモジュール１３０の発光ダイオードＬＥＤを点灯しかつその点灯の明るさを調整する。

そして、この照明用電源装置１００では、調光器１２１のトライアック１２１ａがトリガ信号の印加によりオン状態となった後に、トライアック１２１ａにそのオン状態を維持する電流が完全に遮断されてしまうと、該トライアック１２１ａが誤動作してしまう。そこで、トライアック１２１ａが誤動作しないように、保持電流回路１２３および電圧検出・電流遮断回路１２６によりトライアック１２１ａのオン状態を保持するための保持電流を整流回路１２２から引き込むことでトライアック１２１ａに保持電流を流す。

すなわち、保持電流回路１２３においては、スイッチング素子Ｑ１の電流路（ドレイン−ソース間）と抵抗Ｒ２とを直列に接続し、スイッチング素子Ｑ１のゲートに抵抗Ｒ１を介してゲート電圧を印加することでオンさせ、これにより、整流回路１２２からスイッチング素子Ｑ１を介して抵抗Ｒ２に至る電流通路Ｐに保持電流を引き込む。

そこで、調光器１２１のトライアック１２１ａの誤動作を防止する一方で、スイッチング素子Ｑ１の電力損失の増大と、温度上昇という問題を解消するために、保持電流を必要時にのみ流すようにする照明用電源装置が、特許文献１で提案された発明である。

特許文献１に記載の照明用電源装置１００の電圧検出・電流遮断回路１２６の電圧検出回路１２６ａは、整流回路１２２の出力側Ａ点の電圧が所定の電圧を超えると、ツェナーダイオードＤ５が導通すると共に、抵抗Ｒ８、Ｒ９同士の接続ノードＢには、電流遮断回路１２６ｂのトランジスタＱ３をオンにする高い電圧が発生する。トランジスタＱ３がオンすると、抵抗Ｒ１０、Ｒ１１同士の接続ノードＣには、トランジスタＱ４をオンにする電圧が発生しないので、当該トランジスタＱ４はオフする。これにより、保持電流回路１２３の抵抗Ｒ２を経由して接地ラインに至る電流通路Ｐが遮断されて、抵抗Ｒ２には保持電流が流れない。

一方、交流電源１１０の交流電圧がゼロクロス付近へと低下していき、これに対応して、整流回路１２２の出力側Ａ点の電圧が所定の電圧以下に低下すると、電圧検出回路１２６ａにおいては、ツェナーダイオードＤ５が非導通となり、抵抗Ｒ８、Ｒ９同士の接続ノードＢの電圧が低下し、トランジスタＱ３がオフする。トランジスタＱ３がオフすると、抵抗Ｒ１０、Ｒ１１には抵抗Ｒ１２を介して電流が流れ、この電流により、抵抗Ｒ１０、Ｒ１１同士の接続ノードＣには、トランジスタＱ４をオンにする電圧が発生し、当該トランジスタＱ４はオンする。これにより、保持電流回路１２３の抵抗Ｒ２を経由して接地ラインに至る電流通路Ｐが導通状態とされて、抵抗Ｒ２に保持電流が流れる。

ここで、調光器１２１の位相制御（位相角制御）方式には、例えば、交流電圧のゼロクロスから交流電圧の半波の期間において導通する位相を制御するリーディングエッジ型（leading edge型、以下ＬＥ型という）方式と、交流電圧が立ち上がってゼロクロスするまでの期間において遮断する位相を制御するトレーリングエッジ型（trailing edge型、以下ＴＥ型という)方式とがある。

ＬＥ型方式の調光器１２１は、回路構成が簡単であり、比較的大きな電力負荷を扱うことができる。しかし、トライアック１２１ａが使用されている場合は、軽負荷動作が困難で、電源電圧が一時的に低下するいわゆる電源ディップが発生すると不安定動作に陥りやすい。また、容量性負荷を接続した場合は、突入電流が発生するため容量性負荷との相性が悪いなどの特徴がある。

一方、ＴＥ型方式の調光器１２１は、軽負荷でも動作可能であり、容量性負荷を接続しても突入電流が発生せず、また電源ディップが発生しても動作が安定である。しかし、回路構成が複雑であり、温度が上昇し易いため、重負荷に向かない。また、誘導性負荷を接続した場合は、サージが発生するなどの特徴がある。

特許文献１に記載の従来技術の回路は、調光器１２１を安定動作させるための保持電流を流す回路であるが、ＬＥ型方式の調光器１２１には対応するものの、ＴＥ型方式の調光器１２１と接続された場合、動作は不安定になり、ＬＥＤのチラツキなどの問題が発生することがあった。
そこで、特許文献１の従来技術として図２に記載されている保持電流回路のように、常時保持電流を流すことでＴＥ型方式の調光器１２１の安定動作は可能となるが、スイッチング素子の損失が大きくなり、発熱などの問題が発生するため、実用的ではない。

従来技術の回路で発生する問題について、図７ないし図９を参照して説明する。図７に示す特許文献１に記載の回路構成において、ＬＥ型およびＴＥ型方式による保持電流波形を図８および図９に示す。
図８は、従来回路のＬＥ型方式の保持電流を説明する図である。図８に示す入力電圧は、整流回路１２２の出力電圧波形であり、入力電圧が所定の電圧以下であれば、保持電流が流れる。すなわち、調光器１２１がオンする入力電圧の立ち上がり時と入力電圧が所定の電圧以下になった時に保持電流が流れる。この保持電流により調光器のトライアックの誤動作が防止される。

一方、図９は、従来回路のＴＥ型方式の保持電流を説明する図である。入力電圧の立ち上がり時、電圧波形の立ち上がりが緩やかであるため、所定の電圧になるまでの期間は保持電流が流れる。しかし、入力電圧の立ち下がり時、すなわち、調光器のトライアックがオフする時は、急峻な立ち下がり波形となるため、所定電圧以下になる期間はほとんどなく保持電流が流れない。

特開２０１３−２５１０５７号公報

よって、特許文献１に記載の照用電源装置は、ＴＥ型方式と組合せた場合、保持電流を十分に流すことができないため、誤動作が発生しＬＥＤのチラツキなどが発生するという問題があった。

本発明は上記の事情を考慮してなされたもので、調光器の位相制御方式がＬＥ型またはＴＥ型のいずれであっても、トライアックに保持電流を適切に流すことでトライアックの誤動作を防止する照明用電源装置を提供することを課題とする。

本発明に係わる照明用電源装置は、交流入力の任意の位相角で交流入力を導通または遮断させるトライアックを有する位相制御方式の調光器と、調光器により位相制御された交流入力電圧を整流する整流回路と、トライアックの導通または遮断状態を維持させるための保持電流を流す保持電流制御部とを備えた照明用電源装置において、保持電流制御部は、少なくとも互いに直列に接続された第１のスイッチング素子、第１の電流制御素子および第１の抵抗を含んで整流回路の出力側に接続して電流通路を形成し、第１のスイッチング素子をオンさせ、第１の電流制御素子に流れる電流を制御して保持電流を第１の抵抗を経由して流すように構成し、トライアックにより交流入力が遮断される位相角が大きくなるにつれて第１の電流制御素子に流れる電流を増加させるように構成されたことを特徴とする照明用電源装置である。

この構成によれば、トライアックにより交流入力が遮断される位相角が大きくなるにつれて第１の電流制御素子に流れる電流が増加し、当該電流が保持電流として機能するので、ＴＥ型方式の調光器が接続された場合であっても、保持電流が必要なタイミング（位相角）で保持電流を流すことができる。よって、保持電流を、ＴＥ型方式またはＬＥ型方式のいずれであっても適切に流すことができ、トライアックの誤動作を防止することができる。

この場合、保持電流制御部は、第１のスイッチング素子を有し、当該第１のスイッチング素子が整流回路の出力電圧に基づいてオン／オフ制御される保持電流回路と、整流回路の出力電圧に基づいて矩形波状の出力波形を生成する矩形波生成回路と、第１の電流制御素子を含み、矩形波生成回路の出力に基づき第１の電流制御素子に流れる電流を制御して保持電流を調整する保持電流調整回路で構成することができる。

この構成によれば、整流回路の出力電圧に基づいて生成された矩形波状の出力波形に基づいて第１の電流制御素子に流れる電流が制御されるので、交流入力の位相角にあわせて保持電流が調整されることで、トライアックの誤動作を防止することができる。

また、本発明の保持電流回路は、整流回路の出力電圧が第１の閾値（所定の電圧）を超えると第１のスイッチング素子がオンし、電流通路に保持電流を流し、整流回路の出力電圧が第１の閾値以下に低下すると第１のスイッチング素子がオフして、保持電流を流さないように構成されたことを特徴とする。

この構成によれば、トライアックが導通しまたは遮断するときに、整流後の電圧が所定の電圧（第１の閾値）を超えていれば、適切に保持電流を流すことができる。

また、本発明の矩形波生成回路は、第２のスイッチング素子を含み、整流回路の出力電圧を検出し、検出した電圧が第２の閾値を超えると第２のスイッチング素子をオフし、検出した電圧が第２の閾値以下に低下すると第２のスイッチング素子をオンして矩形波状の出力波形を生成するように構成されたことを特徴とする。

この構成によれば、整流後の電圧レベルをほぼ反転させた矩形波状の出力波形を生成することにより、当該矩形波状の出力波形に基づいてトライアックにより交流入力が遮断される位相角が大きくなるにつれて保持電流を増加させることができる。

また、本発明の保持電流調整回路は、矩形波状の出力波形のハイレベルの期間は、第１の電流制御素子をオフさせ、矩形波状の出力波形のローレベルの期間は、第１の電流制御素子をオンさせ、トライアックにより前記交流入力が遮断される位相角が大きくなるにつれて第１の電流制御素子に流れる電流を増加させることを特徴とする。

この構成により、ＴＥ型方式の調光器が接続される場合でも、トライアックにより交流入力が遮断されるタイミング（位相角）でも必要な保持電流を流すことができ、トライアックの誤動作を防止することができる。

本発明の保持電流調整回路は、第１のコンデンサと第２の抵抗を直列に接続し、第１のスイッチング素子に接続して前記した電流通路とは別の他の電流通路を形成し、整流回路の出力電圧の立ち上がり時に、他の電流通路を介して保持電流が流れるようにしたことを特徴とする。

この構成により、ＴＥ型方式またはＬＥ型方式のいずれの調光器であっても、それらの方式を検出する回路を備えなくても保持電流を確実に流すことができ、トライアックの誤動作を防止することができる。

以上、本発明によれば、調光器の位相制御方式がＬＥ型またはＴＥ型方式のいずれであっても、それらの方式を検出する回路を備えなくても適切な保持電流を流すことができ、照明用電源装置の安定動作が可能となる。

本発明の実施形態に係わる照明用電源装置のブロック図である。本発明に係わる保持電流制御部の回路図である。矩形波生成回路の出力波形およびＴＥ型方式の保持電流波形を示す図である。ＴＥ型方式の調光器に適用した場合のトータル保持電流波形である。ＬＥ型方式の調光器に適用した場合のトータル保持電流波形である。ＴＥ型方式の保持電流による消費電力を説明する図である。従来技術の照明用電源装置の回路図である。従来回路のＬＥ型方式の保持電流を説明する図である。従来回路のＴＥ型方式の保持電流を説明する図である。

本発明の実施形態に係わる照明用電源装置について図面を参照して説明する。

図１は、本発明の実施形態に係わる照明用電源装置のブロック図である。照明用電源装置１は、調光器２１、フィルタ回路２７、整流回路２２、平滑回路２４、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５、保持電流制御部２３から構成され、照明用電源装置１に交流電源１０およびＬＥＤモジュール３０が接続される。調光器２１は、交流入力の任意の位相角で該交流入力を導通または遮断させるトライアック２１ａを有し、整流回路２２は調光器２１により位相制御された交流入力電圧を整流する。平滑回路２４は整流回路２２の出力電圧を平滑化して直流電圧に変換する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は、変換された直流電圧をさらに別の直流電圧に変換する。
保持電流制御部２３を除く他の構成要素は、従来技術の回路をそのまま採用することができ、それらの構成要素の説明は、従来技術の回路の説明と重複するため省略する。
なお、フィルタ回路２７は、従来技術の回路にはないが、調光後の交流電圧に重畳する高周波ノイズなどを除去する。

図２は、本発明に係わる保持電流制御部２３の回路図である。
保持電流制御部２３は、トライアック２１ａの導通または遮断状態を維持させるための保持電流を流し、保持電流回路２３ａ、矩形波生成回路２３ｂおよび保持電流調整回路２３ｃにより構成される。

保持電流回路２３ａは、トライアック２１ａのオン状態を維持するため、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子５０（第１のスイッチング素子、Ｑ１）、このスイッチング素子５０をオンさせるための抵抗５１およびスイッチング素子５０のゲート電圧を保持するためのツェナーダイオード５２から構成される。

スイッチング素子５０のドレインは整流回路２２のプラス側と接続され、抵抗５１はスイッチング素子５０のドレインとゲート間に接続される。ツェナーダイオード５２のカソード側はスイッチング素子５０のゲートに、ツェナーダイオード５２のアノード側は整流回路２２のマイナス側（ＧＮＤ側）に接続される。スイッチング素子５０のソース（出力）は保持電流調整回路２３ｃと接続される。

保持電流回路２３ａは、整流回路２２の出力電圧が所定の電圧値（第１の閾値）を超えるとスイッチング素子５０がオンし、所定の電圧値以下になるとスイッチング素子５０はオフする。スイッチング素子５０がオンする期間に、保持電流調整回路２３ｃにより調整される保持電流が流れる。すなわち、整流回路２２の出力電圧が所定の電圧値以下に低下するとスイッチング素子５０がオフして、保持電流を流さないように構成されている。

矩形波生成回路２３ｂは、整流回路２２の出力電圧に基づいて矩形波状の出力波形を生成し、スイッチング素子７０（第２のスイッチング素子、Ｑ２）、電源７１（電池のほか回路構成により所定の電圧を発生させるものでもよい）および抵抗７２〜７５により構成される。
抵抗７４の一端は、整流回路２２のプラス側に接続され、その他端はスイッチング素子７０のゲートに接続される。抵抗７５の一端はスイッチング素子７０のゲートに接続され、抵抗７５の他端は整流回路２２のマイナス側に接続される。スイッチング素子７０のソースは整流回路２２のマイナス側に接続される。

抵抗７２の一端は所定電圧の電源７１のプラス側に接続され、抵抗７２の他端はスイッチング素子７０のドレインに接続される。
抵抗７３の一端は、スイッチング素子７０のドレインに、その他端はスイッチング素子７０のソースに接続される。スイッチング素子７０のドレイン（出力）は、保持電流調整回路２３ｃと接続される。

保持電流調整回路２３ｃは、トランジスタ５３（第２の電流制御素子、Ｑ３）、トランジスタ５４（第１の電流制御素子、Ｑ４）、電源５５（電池のほか回路構成により所定の電圧を発生させるものでもよい）、ダイオード５６、コンデンサ５７、コンデンサ５８（第１のコンデンサ）、抵抗５９〜６５、抵抗６６（第１の抵抗）および抵抗６７（第２の抵抗、Ｒ２０）から構成され、矩形波生成回路２３ｂの出力に基づきトランジスタ５４に流れる電流を制御して保持電流を調整する。
ダイオード５６のアノード側は、矩形波生成回路２３ｂのスイッチング素子７０（Ｑ２）のドレインから出力される信号と接続され、ダイオード５６のカソード側は、抵抗５９の一端に接続される。

抵抗５９の他端は、コンデンサ５７の一端、抵抗６０の一端および抵抗６１の一端と接続される。コンデンサ５７の他端および抵抗６０の他端は、ＧＮＤ側に接続される。抵抗６１の他端はトランジスタ５３（Ｑ３）のベースと抵抗６２の一端に接続される。抵抗６２の他端はＧＮＤ側と接続される。

トランジスタ５３のコレクタは、抵抗６３の一端に接続され、その他端は電源５５のプラス側に接続される。トランジスタ５３のエミッタは抵抗６４の一端に接続され、抵抗６４の他端はＧＮＤ側に接続される。
トランジスタ５３のコレクタ（出力側）は、トランジスタ５４（Ｑ４）のベースに接続される。

トランジスタ５４のベースは、抵抗６５の一端が接続され、抵抗６５の他端はＧＮＤ側に接続される。またトランジスタ５４のエミッタには抵抗６６が接続され、その他端はＧＮＤ側に接続される。トランジスタ５４のコレクタは、保持電流回路２３ａのスイッチング素子５０（Ｑ１）のソース（出力側）と接続される。
この構成により、トランジスタ５４と抵抗６６との直列回路はスイッチング素子５０とともに電流経路Ｐ１を形成し、スイッチング素子５０がオン状態では、トランジスタ５４に流れる電流（コレクタ−エミッタ間の電流路に流れる電流）は、その制御端子（ベース）への印加電圧に基づき制御され、保持電流として抵抗６６を経由して流れる。
また、トランジスタ５４のコレクタにはコンデンサ５８の一端が接続され、その他端は抵抗６７の一端と接続され、抵抗６７の他端はＧＮＤ側に接続される。

このコンデンサ５８および抵抗６７は直列に接続され、調光器２１の制御方式がＬＥ型の場合に、調光器２１がオンしたときの保持電流を流す回路となる。コンデンサ５８と抵抗６７との直列回路は電流通路Ｐ１とは別の他の電流通路Ｐ２を形成し、後述するように、整流回路２２の出力電圧の立ち上がり時に他の電流通路Ｐ２を介して保持電流が流れる。
なお、このコンデンサ５８および抵抗６７は、本発明では保持電流調整回路２３ｃの一部として説明しているが、保持電流回路２３ａのスイッチング素子５０のソースに直接接続し、保持電流回路２３ａの回路の一部としてもよい。

コンデンサ５８および抵抗６７は、トライアック２１ａがオンすると、整流回路２２の整流後の電圧が急峻に立ち上がってスイッチング素子５０がオンし、コンデンサ５８を充電するパルス状の電流が流れる。この電流は、トライアック２１ａがオンするときの保持電流となる。すなわち、この回路はＬＥ型方式の場合の保持電流回路として機能する。

次に、保持電流制御部２３の矩形波生成回路２３ｂおよび保持電流調整回路２３ｃの動作について、図３を参照して説明する。
図３は、矩形波生成回路２３ｂの出力波形とＴＥ型方式の保持電流波形を示す図である。
図３の横軸は時間であり、縦軸は電圧値または電流値である。図３には５つの波形が示されている。上から順に、整流回路２２により整流された電圧（整流後電圧）、矩形波生成回路２３ｂの出力波形（スイッチング素子７０のドレイン電圧）、保持電流調整回路２３ｃのトランジスタ５３（Ｑ３）のベース電圧（Ｑ３Ｖｂｅ）、トランジスタ５３のコレクタ電圧（Ｑ３Ｖｃｅ）、トランジスタ５４のコレクタ電流（Ｑ４Ｉｃ）である。
なお、整流後電圧波形は、ＴＥ型方式の場合で位相角が大の場合の一例である。

矩形波生成回路２３ｂは、整流回路２２による整流後電圧が、抵抗７４および７５により分圧され、２つの抵抗の接続点がスイッチング素子７０のゲート信号として使用される。

スイッチング素子７０のドレイン−ソース間の電圧は、整流後電圧を反転させたような矩形波となり、矩形波を発生させる第２の閾値となる電圧値は、電源７１と抵抗７４および抵抗７５の分圧比により設定される。
すなわち、整流後電圧が第２の閾値以下の場合、スイッチング素子７０がオンして矩形波はハイレベル、整流後電圧が第２の閾値を超える場合はスイッチング素子７０がオフして矩形波はローレベルとなる。
図３に示す整流後電圧波形の下側の波形が、整流後電圧に対応した矩形波生成回路の出力波形である。

次に、ＴＥ型方式の保持電流調整回路２３ｃの動作を説明する。
矩形波生成回路２３ｂで生成した矩形波状の出力電圧が立ち上がるかまたは立ち下がると、コンデンサ５７および抵抗５９〜６２を組合せた時定数により、トランジスタ５３のベース電圧が上昇しまたは下降する。ここでダイオード５６は逆流防止用のダイオードである。
複数の抵抗５９〜６２とコンデンサ５７の時定数により、矩形波状の出力電圧波形から変形された電圧波形が、トランジスタ５３のベース電圧として入力される。ここで、抵抗６１は電流制限抵抗、抵抗６２は誤動作防止用抵抗である。

トランジスタ５３のコレクタ電圧は、抵抗６３と抵抗６４の定数比、電源５５の電圧およびトランジスタ５３の動作状態により決定される。トランジスタ５３のベース電圧（Ｖｂｅ）が高いほど、トランジスタ５３のコレクタ電圧が下がり、それによりトランジスタ５４のベース電流が減少する。逆に、トランジスタ５３のベース電圧（Ｖｂｅ）が低いほど、トランジスタ５３のコレクタ電圧が上り、トランジスタ５４のベース電流が増加する。

トランジスタ５４のコレクタ電流は、トランジスタ５４のベース電流とほぼ比例するため、トランジスタ５４のコレクタ電流は、トランジスタ５３のベース電圧（Ｖｂｅ）に反比例して流れる。
すなわち、矩形波がＨＩＧＨ（ハイレベル）の期間は、トランジスタ５４がオフし、トランジスタ５４のコレクタ電流が流れない。一方で、矩形波がＬＯＷ（ローレベル）の期間は、トランジスタ５４がオンし、トライアック２１ａにより交流入力が遮断される位相角が大きくなるにつれてトランジスタ５４のコレクタ電流が増加する。トランジスタ５４のコレクタ電流は調光器２１のＴＥ型方式の保持電流である。
図３の上から３〜５番目に、それらの波形の関係を示す。

ここで、トランジスタ５４のコレクタ電流の増加の割合は、複数の抵抗５９〜６２とコンデンサ５７の時定数により決定される。また、保持電流調整回路２３ｃの抵抗６３および６４の定数比を調整することで、トランジスタ５３のベース電圧とトランジスタ５４のベース電流の比を任意に設定することができる。

なお、トランジスタ５４のコレクタは、保持電流回路２３ａのスイッチング素子５０のソースと接続されているが、整流回路２２の整流後電圧のプラス側に直接接続することもできる。

図４は、本発明の保持電流制御部２３をＴＥ型方式の調光器に適用した場合のトータル電流波形である。横軸は時間であり、縦軸は電圧値または電流値である。
上から順に、整流後電圧、抵抗６７に流れるＬＥ型方式の保持電流（Ｉ_Ｒ２０）、トランジスタ５４のコレクタ電流（Ｑ４Ｉｃ）およびトータル保持電流である。

なお、ＴＥ型方式の調光器にも関わらず、本発明の保持電流制御部２３にＬＥ型方式の保持電流が流れるのは、保持電流制御部２３がいずれの制御方式にも対応できる回路構成となっているためである。よって、トータル保持電流は、両方式の保持電流、すなわち、図４に示す抵抗６７に流れるＬＥ型方式の保持電流（Ｉ_Ｒ２０）とトランジスタ５４のコレクタ電流（Ｑ４Ｉｃ）の合計値がトータル保持電流となる。

次に、ＬＥ型方式の保持電流について図５を参照して説明する。
図５は、本発明をＬＥ型方式の調光器に適用した場合のトータル保持電流波形である。図５の横軸は時間であり、縦軸は電圧値または電流値である。上から順に、整流後電圧波形、抵抗６７に流れる電流（Ｉ_Ｒ２０、ＬＥ型方式の保持電流）、トランジスタ５４のコレクタ電流（Ｑ４Ｉｃ）およびトータル保持電流である。
図５に示すコンデンサ５８および抵抗６７によるＣＲ直列回路に流れる電流とトランジスタ５４のコレクタ電流のトータル保持電流により、ＬＥ型方式の調光器におけるトライアックのオン時に必要な保持電流を流すことができる。

図６は、ＴＥ型方式の保持電流による消費電力を説明する図である。横軸は時間、縦軸は電圧値、電流値および電力値を示す。図６は、ＴＥ型方式の位相角が大の場合の整流後電圧、その時の保持電流調整回路２３ｃのトータル保持電流、すなわちスイッチング素子５０（第１のスイッチング素子Ｑ１）を流れる電流を示す。よって、整流後電圧とトータル保持電流の積がスイッチング素子５０の消費電力となる。このときのシミュレーション結果では電力値は４７０ｍＷであった。

以上説明したように、本発明の保持電流制御部２３は、従来の回路では動作が不安定であったＴＥ型方式の調光器に適用して適切な保持電流を流すことができるため、調光器の動作が安定し、ＬＥＤのチラツキなどが解消する。本発明では、調光方式がいずれの方式であるか判定する必要がないため、その判定に要する回路などを設ける必要がない。

また、本発明はＴＥ型またはＬＥ型方式の保持電流に関するものであるが、ＴＥ型方式の場合は、任意の位相角でトライアックをオフさせる方式であり、この場合の保持電流はトライアックの誤動作を防止するためである。
一方、トライアックを任意の位相角でオフさせても、整流後の回路の負荷状態によって整流後の電圧波形が急峻に立ち下がらない場合がある。整流後の電圧波形によりトライアックのオン期間を判定し、そのオン期間にあわせ出力電圧を制御する場合、急峻に下がらず緩やかに電圧が立ち下がると、オン期間の判定がトライアックのオン時間より長くなってしまうことがある。

その場合、整流後の回路に蓄えられた電力を消費することで、整流後の出力電圧を急峻に立ち下げることになり、オン期間の誤判定を防止することができる。このとき、保持電流は一定ではなく、整流後の回路の負荷状態からトライアックの位相角にあわせ変化させることができる。

なお、本発明の矩形波生成回路２３ｂは、図７で説明した従来の回路のようにスイッチング制御用ＩＣに矩形波を生成する機能があれば、そのＩＣの機能を使用してもよい。

１、１００・・・照明用電源装置、１０、１１０・・・交流電源、２１、１２１・・・調光器、２１ａ、１２１ａ・・・トライアック、２２、１２２・・・整流回路、２３・・・保持電流制御部、２３ａ・・・保持電流回路、２３ｂ・・・矩形波生成回路、２３ｃ・・・保持電流調整回路、２４、１２４・・平滑回路、２５、１２５・・・ＤＣ／ＤＣコンバータ、３０、１３０・・・ＬＥＤモジュール、５０・・・スイッチング素子（第１のスイッチング素子）、５３・・・トランジスタ（第２の電流制御素子）、５４・・・トランジスタ（第１の電流制御素子）、５８・・・コンデンサ（第１のコンデンサ）、６６・・・抵抗（第１の抵抗）、６７・・・抵抗（第２の抵抗）、７０・・・スイッチング素子（第２のスイッチング素子）、１２３・・・保持電流回路。

Claims

交流入力の任意の位相角で該交流入力を導通または遮断させるトライアックを有する位相制御方式の調光器と、
前記調光器により位相制御された交流入力電圧を整流する整流回路と、
前記トライアックの導通または遮断状態を維持させるための保持電流を流す保持電流制御部とを備えた照明用電源装置において、
前記保持電流制御部は、少なくとも互いに直列に接続された第１のスイッチング素子、第１の電流制御素子および第１の抵抗を含んで前記整流回路の出力側に接続して電流通路を形成し、前記第１のスイッチング素子をオンさせ、前記第１の電流制御素子に流れる電流を制御して前記保持電流を前記第１の抵抗を経由して流すように構成し、
前記トライアックにより前記交流入力が遮断される位相角が大きくなるにつれて前記第１の電流制御素子に流れる電流を増加させるように構成されたことを特徴とする照明用電源装置。
前記保持電流制御部は、
前記第１のスイッチング素子を有し、当該第１のスイッチング素子が前記整流回路の出力電圧に基づいてオン／オフ制御される保持電流回路と、
前記整流回路の出力電圧に基づいて矩形波状の出力波形を生成する矩形波生成回路と、
前記第１の電流制御素子を含み、前記矩形波生成回路の出力に基づき前記第１の電流制御素子に流れる電流を制御して前記保持電流を調整する保持電流調整回路で構成されたことを特徴とする請求項１に記載の照明用電源装置。
前記保持電流回路は、前記整流回路の出力電圧が第１の閾値を超えると前記第１のスイッチング素子がオンして、前記電流通路に前記保持電流を流し、前記整流回路の出力電圧が前記第１の閾値以下に低下すると前記第１のスイッチング素子がオフして、前記保持電流を流さないように構成されたことを特徴とする請求項２に記載の照明用電源装置。
前記矩形波生成回路は、第２のスイッチング素子を含み、前記整流回路の出力電圧を検出し、該検出した電圧が第２の閾値を超えると前記第２のスイッチング素子をオフし、前記検出した電圧が前記第２の閾値以下に低下すると前記第２のスイッチング素子をオンして前記矩形波状の出力波形を生成するように構成されたことを特徴とする請求項２または３に記載の照明用電源装置。
前記保持電流調整回路は、前記矩形波状の出力波形のハイレベルの期間は、前記第１の電流制御素子をオフさせ、前記矩形波状の出力波形のローレベルの期間は、前記第１の電流制御素子をオンさせ、前記トライアックにより前記交流入力が遮断される位相角が大きくなるにつれて前記第１の電流制御素子に流れる電流を増加させることを特徴とする請求項２乃至４のいずれかに記載の照明用電源装置。
前記保持電流調整回路は、第１のコンデンサと第２の抵抗を直列に接続し、前記第１のスイッチング素子に接続して前記電流通路とは別の他の電流通路を形成し、前記整流回路の出力電圧の立ち上がり時に、前記他の電流通路を介して前記保持電流が流れるようにしたことを特徴とする請求項２乃至５のいずれかに記載の照明用電源装置。