JP2011210446A - Ｌｅｄ電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】回路電流を保持電流以上に維持させて、調光をチラツキなく広範囲に確保し、また、保持電流相当の電流を流す無効負荷部を設けずに、効率良く、省エネ効果を発揮させる目的を有するＬＥＤ電源回路を提供する。
【解決手段】位相制御式の調光器１の出力を整流するダイオードブリッジＤＢの出力側にＬＥＤからなる負荷２と、この負荷２のＬＥＤを駆動点灯する定電流回路３を設ける。調光器１とダイオードブリッジＤＢの間にダンピング抵抗１０ａ、１０ｂをそれぞれ介装し、このダンピング抵抗１０ａ、１０ｂと時定数回路を構成するインピーダンス低下コンデンサ１２をダイオードブリッジＤＢの出力側に設ける。また、負荷２と直列に電流平滑用のチョークコイル１３を設ける。
【選択図】図１

Description

本発明は、主に白熱電球の調光用に製造販売されている「位相制御式の調光器」を介して、ＬＥＤ照明（電球）を点灯させ、尚且つ調光可能としたＬＥＤ電源回路に関するものである。

現在、日本の家庭で多く使われている電球は、白熱電球や蛍光灯であり、特に白熱電球は消費電力が多く、そのため、最近では白熱電球から省エネを目的としてＬＥＤ（発光ダイオード）を用いたＬＥＤ電球に入れ替える動きがある。また、ＬＥＤ電球の価格も近年急速に下がってきており、白熱電球からＬＥＤ電球への交換が急速に進みつつある。

この家庭用の白熱電球の約１０％が明るさを調節する調光器付きで使用されており、この白熱電球からＬＥＤ電球への入れ替えには、入れ替え後のＬＥＤ電球の調光器対応が欠かせないことになる。
この調光器のほとんどが位相制御式調光器であるが、この位相制御式調光器には、「保持電流という最低限の電流を調光器に流さないと調光できない＝不点灯となる」制約がある。

ところで、保持電流は、調光器の仕様で決まっている。そして、調光器の調光用の半導体素子としては、トライアック／サイリスタなどが一般に用いられており、交流周波数のゼロクロス位置よりある時間、トライアックをオンオフすることで回路を閉じたり、開けたりすることによって、白熱電球への電流制限を行ない、調光が行なわれる。
このトライアックをオン駆動させるため（オン状態を維持するため）に必要な最小の電流が保持電流と呼ばれている。したがって、調光器に、つまりトライアックなどの制御素子に流す電流が保持電流以下になると、不点灯に至ってしまう。

保持電流は上述のように調光器の仕様によって差があるが、通常５０ｍＡ程度までのものが流通している。ＡＣ１００Ｖ−５０ｍＡで、５Ｗは調光器を目いっぱい絞っても流さなければならない。白熱電球の例えば６０Ｗに対しての５Ｗであれば問題とならないが、元々小電力のＬＥＤ電球では定格電力に匹敵する電力であり、省エネ効果が半減することになる。
後述する従来例のように、そのための様々な工夫がなされてきたが、調光範囲が極端に狭められたり、チラツキ・不点灯が生じたりして、解決には至っていないのが現状である。

図８は、白熱電球用の調光器１を使って、負荷２であるＬＥＤ電球の調光を行なうための従来例のＬＥＤ電源回路を示している。なお、この回路はコンデンサインプット式回路である。
ＡＣ１００Ｖの交流電源に調光器１が接続され、調光器１の出力側にはノイズフィルタＮＦを介して全波整流用のダイオードブリッジＤＢが接続され、さらにダイオードブリッジＤＢの出力側には平滑コンデンサＣ１（例えば、容量２０〜３０μＦ）が並列に接続されている。この平滑コンデンサＣ１にＬＥＤ電球からなる負荷２が並列に接続されている。

図９（ａ）は、７５％調光時の調光器１の出力側のＡ点（図８参照）での電圧波形を示し、図９（ｂ）は負荷２側のＢ点（図８参照）での電圧波形を示している。また、図１０（ａ）は５０％調光時のＡ点（図８参照）での電圧波形を、図１０（ｂ）はＢ点（図８参照）での電圧波形をそれぞれ示している。また、図１１（ａ）は２５％調光時のＡ点（図８参照）での電圧波形を、図１１（ｂ）はＢ点（図８参照）での電圧波形をそれぞれ示している。

ここで、７５％調光時を示している図９（ｂ）のイの時点で、Ｂ点でのロの電圧がＡ点でのハの電圧より低くなると電流が流れなくなる。すなわち、調光器１には保持電流が不足となってＬＥＤ素子（負荷２）が不点灯となるタイミングが生じる。
５０％調光時を示している図１０のイの時点で、Ｂ点でのハ’の電圧がＡ点でのロ’の電圧より低くなるので電流が流れる。そのため、調光器１における保持電流を確保することができ、負荷２を調光することができる。

２５％調光時を示している図１１のイの時点で、Ｂ点でのハ”の電圧がＡ点でのロ”の電圧より低くなるので電流が流れるものの、この電流は保持電流以下のため、負荷２を点灯することができず、不点灯となる。

図１２は他の従来例のＬＥＤ電源回路を示し、負荷２のＬＥＤを駆動点灯するための定電流回路３を設け、また、定電流回路３と並列に無効負荷部４を設けたものである。この無効負荷部４は、保持電流を確保するために設けたものであり、抵抗Ｒ１、Ｒ２、ツエナーダイオードＺＤ及びトランジスタＱ１で構成されている。
ここで、調光器１による所定の％調光までは、トランジスタＱ１がオンして抵抗Ｒ２を介して５０ｍＡが流れるようにツエナーダイオードＺＤのツエナー電圧を設定しておく。

この図１２に示す回路では、調光器１の保持電流が上記５０ｍＡとした場合に、ＬＥＤの負荷２と並列に設けた無効負荷部４に５０ｍＡの保持電流が流れることで、最低限不点灯を防ぐ回路構成となっている。
しかしながら、かかる場合、ＡＣ１００Ｖ−５０ｍＡで、無効負荷部４には５０ｍＡの電流が流れるために、該無効負荷部４では５Ｗのロスが発生することになる。そのため、例えば、５ＷクラスのＬＥＤ照明の場合、入力が１０Ｗ以上となり、効率が悪くなるという問題がある。また、この無効負荷部４での５Ｗのロスは、回路発熱となり、電源回路の信頼性、寿命に悪影響を及ぼすことになる。

ところで、図１３は図１２のＣ部分の５０％調光時、７５％調光時及び１００％調光時の電流波形をそれぞれ示しており、１００ｋＨｚ程度の発振で上記波形の電流をＬＥＤの負荷２に流すことにより調光点灯している。しかし、図示するようにパルスの下部で保持電流以下の瞬間が生じるために、上記無効負荷部４が必要となる。

本発明は上述の問題点に鑑みて提供したものであって、少なくとも以下の目的を有するＬＥＤ電源回路を提供するものである。
（１）回路電流を保持電流以上に維持させて、調光をチラツキなく広範囲に確保すること。
（２）保持電流相当の電流を流す無効負荷部を設けずに、効率良く、省エネ効果を発揮させること。

そこで、本発明の請求項１に記載のＬＥＤ電源回路では、位相制御式の調光器１と、前記調光器１の出力を整流する整流器ＤＢと、前記整流器ＤＢの出力側に並列に接続される発光ダイオードで構成される照明用の負荷２と、前記調光器１と整流器ＤＢとの間の配線にそれぞれ介装されるダンピング抵抗１０ａ、１０ｂと、前記整流器ＤＢの出力側に並列に接続されるインピーダンス低下コンデンサ１２と、前記負荷２と直列に介装される電流平滑用のチョークコイル１３とで構成されていることを特徴としている。

請求項２のＬＥＤ電源回路では、請求項１に記載のＬＥＤ電源回路において、前記ダンピング抵抗１０ａ、１０ｂにそれぞれ並列にダンピングコイル１１ａ、１１ｂを接続していることを特徴としている。

請求項３のＬＥＤ電源回路では、請求項１または請求項２に記載のＬＥＤ電源回路において、前記ダンピング抵抗１０ａ、１０ｂの抵抗値を３０Ω以上としていることを特徴としている。

請求項４のＬＥＤ電源回路では、請求項１または請求項２に記載のＬＥＤ電源回路において、前記インピーダンス低下コンデンサ１２の容量が０．０５〜０．３μＦの範囲内としていることを特徴としている。

請求項５のＬＥＤ電源回路では、請求項１または請求項２に記載のＬＥＤ電源回路において、前記チョークコイル１３のインダクタンスが０．５ｍＨ以上としていることを特徴としている。

請求項６のＬＥＤ電源回路では、請求項２に記載のＬＥＤ電源回路において、前記ダンピングコイル１１ａ、１１ｂのインダクタンスが１〜３ｍＨの範囲内としていることを特徴としている。

本発明の請求項１に記載のＬＥＤ電源回路によれば、負荷２に対してチョークコイル１３を直列に設けることで、負荷２に流れるパルス電流の急激な立ち上がり、立ち下がりを該チョークコイル１３のインダクタンスで緩和させて電流を平滑させることができ、これにより、負荷２に流れる電流を保持電流以上に維持させることができ、無効負荷部４を設けずに調光をチラツキ無く広範囲で確保することができる。しかも、保持電流相当の電流を流す無効負荷部４を設ける必要がないので、効率も良く、省エネ効果を発揮することができる。
また、ダンピング抵抗１０ａ、１０ｂとインピーダンス低下コンデンサ１２とで時定数回路を構成しているので、回路電流のリンギングを緩和して、瞬間的に回路電流が保持電流以下の状態になることを防いでいる。これにより負荷２の照明のチラツキを無くすことができる。

請求項２に記載のＬＥＤ電源回路によれば、ダンピング抵抗１０ａ、１０ｂにダンピングコイル１１ａ、１１ｂを並列に設けておくことで、急激な電流変動があった瞬間はダンピング抵抗１０ａ、１０ｂに電流が流れ、定常的に電流が流れている間はダンピングコイル１１ａ、１１ｂに電流が流れる。ダンピングコイル１１ａ、１１ｂに電流が流れている間はダンピング抵抗１０ａ、１０ｂによる発熱ロスを無くすことができる。

請求項３に記載のＬＥＤ電源回路によれば、前記ダンピング抵抗１０ａ、１０ｂの抵抗値を３０Ω以上としており、このダンピング抵抗１０ａ、１０ｂに並列にダンピングコイル１１ａ、１１ｂが接続されている場合では、電流の急激な変動時以外での発熱ロスを抑えることができる。

請求項４に記載のＬＥＤ電源回路によれば、インピーダンス低下コンデンサ１２の容量値を０．０５〜０．３μＦの範囲としているものであり、０．３μＦより大きくすると、図８に示す平滑コンデンサＣ１と同じ役目をして、低力率回路で調光器１が効かなくなり、逆に０．０５μＦより小さくすると、インピーダンス低下機能が落ちてリンギングの発生を阻止できなくなる。したがって、インピーダンス低下コンデンサ１２の容量値は、０．０５〜０．３μＦの範囲内としているものであり、これにより、ダンピング抵抗１０ａ、１０ｂとの時定数でもって回路電流のリンギングが発生するのを阻止して瞬間的に回路電流が保持電流以下の状態になることを防ぎ、負荷２の照明のチラツキを無くすことができる。

請求項５に記載のＬＥＤ電源回路によれば、チョークコイル１３の値を０．５ｍＨ以上としているものであり、０．５ｍＨより小さくすると、電流平滑効果が落ち、負荷２に流れる電流が保持電流以下になる部分が発生してチラツキが生じる。また、チョークコイル１３の値をあまり大きくすると経済的ではなくなるものの、０．５ｍＨ以上であって、かなり大きな値としても、電流平滑効果という機能面では徐々に向上するので、特に上限は設けずに、チョークコイル１３の値を０．５ｍＨ以上としている。
これにより、負荷２に流れる電流が保持電流以下になるのを防いで、負荷２の照明のチラツキを無くすことができる。

請求項６に記載のＬＥＤ電源回路によれば、ダンピングコイル１１ａ、１１ｂの値を１〜３ｍＨの範囲内としているものであり、１ｍＨより小さくすると、急激な電流変動があった場合、ダンピングコイル１１ａ、１１ｂ側にも電流が流れて、瞬間的に保持電流以下になる恐れがある。１〜３ｍＨの範囲内であれば、ダンピング効果は十分に現れているため、３ｍＨより大きくする必要は特に無い。したがって、ダンピングコイル１１ａ、１１ｂの値を１〜３ｍＨの範囲内であるのが好適例である。
これにより、急激な電流変動があった場合でも、回路電流を保持電流以下になるのを防いで、負荷２の照明のチラツキを無くすことができる。

本発明の実施の形態（第１の実施の形態）における回路図である。 本発明の実施の形態（第１の実施の形態）における回路図である。 本発明の実施の形態における図１及び図２のＣ部分に流れる電流の動作説明図である。 本発明の実施の形態における図１及び図２のＡ部分に流れる電流の動作説明図である。 本発明の実施の形態における７５％調光時の電圧、電流の波形を示す動作説明図である。 本発明の実施の形態における５０％調光時の電圧、電流の波形を示す動作説明図である。 本発明の実施の形態における２５％調光時の電圧、電流の波形を示す動作説明図である。 従来例のＬＥＤ電源回路の回路図である。 従来例のＬＥＤ電源回路における７５％調光時の電圧、電流の波形を示す動作説明図である。 従来例のＬＥＤ電源回路における５０％調光時の電圧、電流の波形を示す動作説明図である。 従来例のＬＥＤ電源回路における２５％調光時の電圧、電流の波形を示す動作説明図である。 従来例の他のＬＥＤ電源回路の回路図である。 従来例の図１２のＣ部分における調光時の電流波形を示す動作説明図である。

以下、本発明の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。図１は第１の実施形態の回路図を示し、図２は第２の実施形態の回路図を示している。図１において、従来と同様の位相制御式の調光器１にはＡＣ１００Ｖの交流電源が入力され、調光器１の出力側とノイズフィルタＮＦの入力側の陽極のラインにはダンピング抵抗１０ａが、陰極のラインには、前記ダンピング抵抗１０ａと同じ抵抗値を有するダンピング抵抗１０ｂがそれぞれ介装されている。

ノイズフィルタＮＦの出力側には全波整流用のダイオードブリッジＤＢが接続されており、このダイオードブリッジＤＢの出力の両極間には定電流回路３が並列に設けられている。また、ダイオードブリッジＤＢの出力の両極間にはインピーダンス低下コンデンサ１２が並列に接続されている。
この定電流回路３にて駆動点灯される発光ダイオードで構成した照明用の負荷２と、前記定電流回路３との間にチョークコイル１３が介装されている。

図１に示す第１の実施形態に対して、図２に示す第２の実施形態では、両ダンピング抵抗１０ａ、１０ｂにダンピングコイル１１ａ、１１ｂがそれぞれ並列に接続したものである。このダンピング抵抗１０ａ、１０ｂにダンピングコイル１１ａ、１１ｂをそれぞれ接続している理由については後述する。

ここで、ダンピング抵抗１０ａ、１０ｂの値として、それぞれ３０Ω以上のものを用いており、本実施形態では、例えばそれぞれ５０Ωの抵抗値としている。また、ダンピングコイル１１ａ、１１ｂは、それぞれ１〜３ｍＨの範囲内のインダクタンス値のものを用いている。なお、このダンピングコイル１１ａ、１１ｂは、負荷２が１０Ｗ以上になってくると、ダンピング抵抗１０ａ、１０ｂでのロスが問題となってくるため必要となる。
さらに、インピーダンス低下コンデンサ１２は、０．０５〜０．３μＦの範囲内の容量値のものを用いている。チョークコイル１３は、０．５ｍＨ以上のインダクタンス値のものを使用している。

従来例の図１２に示すように、負荷２を所定の値で調光した場合、負荷２に流れる電流はパルス電流となり、図３（ａ）に示すようにＣ部分での電流が保持電流以下の瞬間が生じてチラツキが生じる。
しかし、負荷２に対してチョークコイル１３を直列に設けることで、負荷２に流れるパルス電流の急激な立ち上がり、立ち下がりを該チョークコイル１３のインダクタンスで緩和させて電流を平滑させることができ、これにより、図３（ｂ）に示すように、負荷２に流れる電流を保持電流以上に維持させることができ、無効負荷部４を設けずに調光をチラツキ無く広範囲で確保することができる。しかも、保持電流相当の電流を流す無効負荷部４を設ける必要がないので、効率も良く、省エネ効果を発揮することができる。

また、Ａ部分での電流は、インピーダンス低下コンデンサ１２を設けておらず、ダンピング抵抗１０ａ、１０ｂだけの場合では、図４（ａ）に示すように、電流が流れて急激に止まると、その勢いで安定位置以下の電流値まで低下し、その後行き過ぎた分以上に戻し、というように振動するというリンギングが発生する。この場合、やはり負荷２の照明がちらつくことになる。
そこで、本実施形態では、ダイオードブリッジＤＢの出力側にインピーダンス低下コンデンサ１２を設け、このインピーダンス低下コンデンサ１２により負荷２の側から見た電源側のインピーダンスを下げるようにしている。このインピーダンス低下コンデンサ１２が無いと負荷２に電流が流れるたびに電圧降下が起こり、結果として電源側の一方が高いということになる。

そして、ダンピング抵抗１０ａ、１０ｂとインピーダンス低下コンデンサ１２との時定数の効果で、回路電流のリンギングを緩和して、図４（ｂ）に示すように瞬間的に回路電流が保持電流以下の状態になることを防いでいる。これにより負荷２の照明のチラツキを無くすことができる。

ここで、ダンピング抵抗１０ａ、１０ｂによるロスは以下の通りである。例えば、ダンピング抵抗１０ａ、１０ｂの抵抗値を５０Ωとした場合、合計では１００Ωとなるので、
１００Ω×（５０ｍＡ）² ＝２５０ｍＷ
と小さく抑えられる。

例えば、負荷が１０Ｗの場合、ＡＣ１００Ｖ−１００ｍＡであるため、ダンピング抵抗１０ａ、１０ｂのロスは、
１００Ω×（１００ｍＡ）² ＝１Ｗ
と大きくなってくる。
そこで、ダンピング抵抗１０ａ、１０ｂにそれぞれ並列にダンピングコイル１１ａ、１１ｂを接続することで、このロスを低減させている。

ダンピングコイル１１ａ、１１ｂの抵抗値は、ダンピング抵抗１０ａ、１０ｂより相当低く、定常的に電流はダンピングコイル１１ａ、１１ｂに流れることで、ダンピング抵抗１０ａ、１０ｂでのロスを低減させている。
特に、ダンピング抵抗１０ａ、１０ｂでダンピングしなければならないのは、急激な電流変動があった瞬間であり、定常的に電流が流れている間はダンピング抵抗１０ａ、１０ｂの役目は不要である。そこで、ダンピング抵抗１０ａ、１０ｂにダンピングコイル１１ａ、１１ｂを並列に設けておくことで、急激な電流変動があった瞬間はダンピング抵抗１０ａ、１０ｂに電流が流れ、定常的に電流が流れている間はダンピングコイル１１ａ、１１ｂに電流が流れる。ダンピングコイル１１ａ、１１ｂに電流が流れている間はダンピング抵抗１０ａ、１０ｂによる発熱ロスを無くすことができる。

ここで、ダンピング抵抗１０ａ、１０ｂを本実施形態では、５０Ωとしているが、ダンピング抵抗１０ａ、１０ｂの抵抗値を５０Ωとした場合の本実施形態では、５０Ω×２×（５０ｍＡ）² ＝２５０ｍＷの発熱ロスがあるものの、２５０ｍＷと小さく抑えることができる。
このダンピング抵抗１０ａ、１０ｂの抵抗値を５０Ωより大きくすると、この発熱ロスがさらに大きくなっていくので、効率的に不利になるが、効率＝経済的な問題であるので、特に上限を設けないようにしても良い。

また、ダンピング抵抗１０ａ、１０ｂの抵抗値を３０Ωより小さくした場合には、定常的に電流が流れ易くなってダンピング効果が小さくなって効果がなくなる。したがって、ダンピング抵抗１０ａ、１０ｂの抵抗値の範囲は、３０Ω以上として、上限値に関しては特に設けなくてもよい。これにより、ダンピングコイル１１ａ、１１ｂをダンピング抵抗１０ａ、１０ｂに並列に接続している場合では、電流の急激な変動時以外での発熱ロスを抑えることができる。

なお、図１のダンピングコイル１１ａ、１１ｂを設けていない場合で、ダンピング抵抗１０ａ、１０ｂのみの場合の抵抗値では、保持電流等の回路電流が流れる程度の大きさを上限値としている。

また、インピーダンス低下コンデンサ１２の容量値を０．０５〜０．３μＦの範囲としているが、０．３μＦより大きくすると、図８に示す平滑コンデンサＣ１と同じ役目をして、低力率回路で調光器１が効かなくなり、逆に０．０５μＦより小さくすると、インピーダンス低下機能が落ちてリンギングの発生を阻止できなくなる。したがって、インピーダンス低下コンデンサ１２の容量値は、０．０５〜０．３μＦの範囲内が好適例である。
これにより、ダンピング抵抗１０ａ、１０ｂとの時定数でもって回路電流のリンギングが発生するのを阻止して瞬間的に回路電流が保持電流以下の状態になることを防ぎ、負荷２の照明のチラツキを無くすことができる。

さらに、チョークコイル１３の値を０．５ｍＨ以上としているが、０．５ｍＨより小さくすると、電流平滑効果が落ち、負荷２に流れる電流が保持電流以下になる部分が発生してチラツキが生じる。また、チョークコイル１３の値をあまり大きくすると経済的ではなくなるものの、０．５ｍＨ以上であって、かなり大きな値としても、電流平滑効果という機能面では徐々に向上するので、特に上限は設けずに、チョークコイル１３の値を０．５ｍＨ以上としている。
これにより、負荷２に流れる電流が保持電流以下になるのを防いで、負荷２の照明のチラツキを無くすことができる。

また、ダンピングコイル１１ａ、１１ｂの値を１〜３ｍＨの範囲内としているが、１ｍＨより小さくすると、急激な電流変動があった場合、ダンピングコイル１１ａ、１１ｂ側にも電流が流れて、瞬間的に保持電流以下になる恐れがある。１〜３ｍＨの範囲内であれば、ダンピング効果は十分に現れているため、３ｍＨより大きくする必要は特に無い。したがって、ダンピングコイル１１ａ、１１ｂの値を１〜３ｍＨの範囲内であるのが好適例である。
これにより、急激な電流変動があった場合でも、回路電流を保持電流以下になるのを防いで、負荷２の照明のチラツキを無くすことができる。

図５は７５％調光時の電圧、電流の波形を示し、図５（ａ）はＡ部分での電圧波形を、図５（ｂ）はＢ部分での電流波形をそれぞれ示している。同様は図６は５０％調光時の電圧、電流の波形示し、図７は２５％調光時の電圧、電流の波形を示している。
このように、図５〜図７に示すように、各調光時において負荷２に流れる電流は保持電流以上となっているので、負荷２のチラツキや不点灯を防止でき、負荷２のＬＥＤ（発光ダイオード）を確実に点灯させることができる。

１ 調光器
２ 負荷
１０ａ、１０ｂ ダンピング抵抗
１１ａ、１１ｂ ダンピングコイル
１２ インピーダンス低下コンデンサ
１３ チョークコイル
ＤＢ 整流器

Claims (6)

1. 位相制御式の調光器（１）と、前記調光器（１）の出力を整流する整流器（ＤＢ）と、前記整流器（ＤＢ）の出力側に並列に接続される発光ダイオードで構成される照明用の負荷（２）と、前記調光器（１）と整流器（ＤＢ）との間の配線にそれぞれ介装されるダンピング抵抗（１０ａ）（１０ｂ）と、前記整流器（ＤＢ）の出力側に並列に接続されるインピーダンス低下コンデンサ（１２）と、前記負荷（２）と直列に介装される電流平滑用のチョークコイル（１３）とで構成されていることを特徴とするＬＥＤ電源回路。
2. 前記ダンピング抵抗（１０ａ）（１０ｂ）にそれぞれ並列にダンピングコイル（１１ａ）（１１ｂ）を接続していることを特徴とする請求項１に記載のＬＥＤ電源回路。
3. 前記ダンピング抵抗（１０ａ）（１０ｂ）の抵抗値を３０Ω以上の範囲内としていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＬＥＤ電源回路。
4. 前記インピーダンス低下コンデンサ（１２）の容量が０．０５〜０．３μＦの範囲内としていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＬＥＤ電源回路。
5. 前記チョークコイル（１３）のインダクタンスが０．５ｍＨ以上としていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＬＥＤ電源回路。
6. 前記ダンピングコイル（１１ａ）（１１ｂ）のインダクタンスが１〜３ｍＨの範囲内としていることを特徴とする請求項２に記載のＬＥＤ電源回路。

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