JP5331154B2 - Ｌｅｄ駆動回路及びｌｅｄ照明灯具 - Google Patents

Description

本発明は、ＬＥＤ駆動回路及びＬＥＤ照明灯具に関する。

ＬＥＤ（Light Emitting Diode）は低消費電流で長寿命などの特徴を有し、表示装置だけでなく照明器具等にもその用途が広がりつつある。なお、ＬＥＤ照明器具では、所望の照度を得るために、複数個のＬＥＤを使用する場合が多い（例えば特許文献１）。

一般的な照明器具は商用ＡＣ１００Ｖ電源を使用することが多く、白熱電球などの一般的な照明灯具に代えてＬＥＤ照明灯具を使用する場合などを考慮すると、ＬＥＤ照明灯具も一般的な照明灯具と同様に商用ＡＣ１００Ｖ電源を使用する構成であることが望ましい。

また、白熱電球を調光制御しようとした場合、スイッチング素子（一般的にはサイリスタ素子やトライアック素子）を交流電源電圧の或る位相角でオンすることにより白熱電球への電源供給をボリューム素子一つで簡単に調光制御できる位相制御式調光器（一般に白熱ライコンと呼ばれている）が用いられている（例えば特許文献２）。白熱電球を位相制御式調光器で調光する場合においても、ワット数の小さな白熱電球と調光器を接続するとチラツキや点滅が生じ正常に調光できないことが知られている。

特開２００６−３１９１７２号公報 特開２００５−２６１４２号公報

交流電源使用のＬＥＤ照明灯具を調光制御しようとした場合、白熱電球を調光制御しようとした場合と同様に位相制御式調光器が用いられることが望まれる。ここで、交流電源使用のＬＥＤ照明灯具を調光制御することができるＬＥＤ照明システムの従来例を図１５、図１６に示す。

図１５に示す従来のＬＥＤ照明システムは、位相制御式調光器２００と、ＬＥＤ駆動回路３００と、複数のＬＥＤからなるＬＥＤ負荷４００と、を有している。ＬＥＤ駆動回路３００は、全波整流器１と、電流制限部２とを備える。交流電源１００と電流制限部２の間に位相制御式調光器２００が直列に接続されている。位相制御式調光器２００は、半固定抵抗Ｒｖａｒのツマミ（不図示）がある位置に設定されると、その設定された位置に対応する電源位相角でトライアックＴｒｉをオンさせるものである。さらに、位相制御式調光器２００では、コンデンサＣＬＣとコイルＬＬＣによる雑音防止回路が構成され、位相制御式調光器２００から電源ラインに帰還する端子雑音を低減している。

また、図１６に示す従来のＬＥＤ照明システムは、位相制御式調光器２００と、ＬＥＤ駆動回路５００と、ＬＥＤ負荷４００と、を有している。ＬＥＤ駆動回路５００は、全波整流器１と、電流制御部３とを有する。電流制御部３は、スイッチング素子ＳＷ１と、コイルＬ２と、ダイオードＤ１と、コンデンサＣ４と、電流検出用抵抗Ｒ２とを、スイッチング制御回路４とを有する。スイッチング制御回路４は、全波整流器１の出力電圧Ｖ２の実効値と、スイッチング素子ＳＷ１のソースに接続された電流検出用抵抗Ｒ２に流れる電流値を検出し、スイッチング素子ＳＷ１のオン／オフを制御し、スイッチング素子ＳＷ１に流れる電流を一定電流に制御する。位相制御式調光器２００により制御された位相角に応じてＬＥＤ負荷４００に流す電流の大きさを変更でき、ＬＥＤ負荷４００を調光可能となる。

また、白熱電球５を位相制御式調光器２００により調光する従来の白熱電球照明システムを図１７に示す。また、図１７に示す従来の白熱電球照明システムにおける各部電圧、電流波形を図１８に示す。トライアックＴｒｉがオンする事で白熱電球５の両端電圧Ｖ３が上昇し、白熱電球に電流Ｉ１が流れ始める。そして、交流電源電圧Ｖ１が０Ｖ付近になり、トライアックＴｒｉに流れる電流が保持電流以下になるまでトライアックＴｒｉのオンが維持される。

位相制御調光器２００内のトライアックＴｒｉがオンしたとき、コンデンサＣＬＣに蓄えられたエネルギがコイルＬＬＣに流れ、共振現象が発生する。白熱電球５（図１７）など電流が多く必要な負荷の場合は振動してもトライアックＴｒｉがオフにならない。しかしながら、ＬＥＤ負荷４００（図１５、図１６）のように負荷が軽い場合にはトライアックＴｒｉに流れる電流が保持電流(例えば約１０ｍＡ)以下となってトライアックＴｒｉがオフになることがある。このとき、以下の２つの現象により、ＬＥＤ負荷４００のちらつきが発生する。

第１に、共振現象などによりトライアックＴｒｉがオフになった後、トライアックＴｒｉに再度トリガ電圧がかかり、トライアックＴｒｉが同一交流半周期内（５０Ｈｚで言えば半周期の１０ｍｓ以内）で再度オンとなる。このとき、トライアックＴｒｉがオンとなるタイミングが交流半周期ごとで安定せず、ＬＥＤ負荷４００に供給されるエネルギが安定せず、ＬＥＤ負荷４００のちらつきが発生する。

第２に、白熱電球５を位相制御式調光器２００に接続した場合（図１７）のように、交流電源電圧Ｖ１がほぼ０ＶになるまでトライアックＴｒｉのオンが維持されていれば、次の交流半周期が始まるタイミングにおいて、コンデンサＣＬＣは充電されていない。しかしながら、交流電源電圧Ｖ１が高い電圧（例えばＡＣ１００Ｖにおいて５０Ｖなど）のときにトライアックＴｒｉがオフになった場合、ＬＥＤ負荷４００やＬＥＤ駆動回路３００、５００に流れる電流のため、コンデンサＣＬＣが充電されるため、次の交流半周期ではトライアックＴｒｉがオンとなる位相角がずれる。コンデンサＣＬＣの充電量が変化することにより、トライアックＴｒｉがオンする位相角が変化し、ＬＥＤ負荷４００のちらつきが発生する。

なお、従来のＬＥＤ駆動回路の一例が特許文献１に開示されており、このＬＥＤ駆動回路は出力段に抵抗とコンデンサを有している。しかしながら、この抵抗は突入電流防止用であり、コンデンサはノイズ除去用であって、位相制御式調光器の共振現象を抑制するためのものではない。

上記問題点に鑑み、本発明は、位相制御式調光器の電流保持部（例えばトライアック等）が交流電圧同一半周期内で共振現象によりオフになることを抑え、ＬＥＤのちらつきを抑えることができるＬＥＤ駆動回路及びＬＥＤ照明灯具を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明は、位相制御式調光器を介して交流電源と接続可能であってＬＥＤ負荷を駆動するＬＥＤ駆動回路において、
前記位相制御式調光器が有する電流保持部がオンとなったときに前記位相制御式調光器が有する調光器容量成分と調光器インダクタンス成分により発生する共振現象のエネルギを消費する放電部を備えることを特徴とする。

また、上記構成において、前記放電部が有する放電部抵抗成分と放電部容量成分、及び前記調光器インダクタンス成分は、（１）式を満たすようにしてもよい。
ＲＤ^２−４×ＬＬＣ／ＣＤ≧０ （１）
但し、ＲＤ：前記放電部抵抗成分の抵抗値（Ω）、ＬＬＣ：前記調光器インダクタンス成分のインダクタンス値（μＨ）、ＣＤ：前記放電部容量成分の容量値（μＦ）

また、上記いずれかの構成において、前記放電部が有する放電部抵抗成分、及び前記調光器インダクタンス成分は、（２）式を満たすようにしてもよい。
ＲＤ≧４．６×ＬＬＣ／ｔｄ （２）
但し、ＲＤ：前記放電部抵抗成分の抵抗値（Ω）、ＬＬＣ：前記調光器インダクタンス成分のインダクタンス値（μＨ）、ｔｄ：前記電流保持部の応答時間（μｓ）

また、上記いずれかの構成において、前記放電部抵抗成分の抵抗値は、前記調光器インダクタンス成分のインダクタンス値に応じて前記（１）式または前記（２）式を満たすように切替え可能であるようにしてもよい。

また、上記いずれかの構成において、入力電流の大小に応じて前記放電部が有する放電部抵抗成分のバイパス機能のオンオフを切替える切替制御部を備えるようにしてもよい。

また、上記いずれかの構成において、位相制御された交流電圧の立ち上がりエッジを検出し、検出時に前記放電部が有する放電部抵抗成分のバイパス機能を一定時間オフとするエッジ検出部を備えるようにしてもよい。

また、上記いずれかの構成において、入力電流が多い場合、または位相制御された交流電圧が立ち上がりエッジではない状態の場合に前記放電部が有する放電部抵抗成分のバイパス機能をオンとし、
前記入力電流が少なく、かつ前記位相制御された交流電圧が立ち上がりエッジである場合に前記バイパス機能をオフとするバイパス機能切替部を備えるようにしてもよい。

また、上記目的を達成するために本発明は、位相制御式調光器を介して交流電源と接続可能であってＬＥＤ負荷を駆動するＬＥＤ駆動回路において、
前記位相制御式調光器は、電流保持部と、調光器容量成分と、調光器インダクタンス成分とを有しており、
前記電流保持部がオンとなったときに突入電流を流す蓄電部を備えることを特徴とする。

また、上記構成において、前記蓄電部が有する蓄電部インダクタンス成分と蓄電部容量成分、及び前記調光器容量成分と前記調光器インダクタンス成分は、（３）式を満たすようにしてもよい。
ＣＣ×ＬＣ≧４×ＣＬＣ×ＬＬＣ （３）
但し、ＣＣ：前記蓄電部容量成分の容量値（Ｆ）、ＬＣ：前記蓄電部インダクタンス成分のインダクタンス値（Ｈ）、ＣＬＣ：前記調光器容量成分を含む容量の容量値（Ｆ）、ＬＬＣ：前記調光器インダクタンス成分のインダクタンス値（Ｈ）

また、上記いずれかの構成において、前記電流保持部がオンとなったときに前記調光器容量成分と前記調光器インダクタンス成分により発生する共振現象のエネルギを消費する放電部を備え、
前記放電部が有する放電部抵抗成分、及び前記蓄電部が有する蓄電部インダクタンス成分と蓄電部容量成分は、（４）式を満たすようにしてもよい。
ＲＤ^２−４×ＬＣ／ＣＣ≧０ （４）
但し、ＲＤ：前記放電部抵抗成分の抵抗値（Ω）、ＬＣ：前記蓄電部インダクタンス成分のインダクタンス値（μＨ）、ＣＣ：前記蓄電部容量成分の容量値（μＦ）

また、上記構成において、前記蓄電部容量成分の容量値は、前記調光器容量成分の容量値及び／または前記調光器インダクタンス成分のインダクタンス値に応じて前記（３）式を満たすように切替え可能であるようにしてもよい。

また、上記構成において、前記放電部抵抗成分の抵抗値は、前記調光器容量成分の容量値及び／または前記調光器インダクタンス成分のインダクタンス値に応じて前記（４）式を満たすように切替え可能であるようにしてもよい。

また、上記いずれかの構成において、入力電流の大小に応じて前記蓄電部が有する蓄電部容量成分の容量値を切替える切替制御部を備えるようにしてもよい。

また、上記構成において、交流半周期内において前記位相制御式調光器及び前記蓄電部からの電流供給から前記蓄電部からの電流供給に切替ると、同一交流半周期内において前記位相制御式調光器から電流を供給しないようにしてもよい。

また、上記構成において、入力電流がなくなったことを検知すると前記位相制御式調光器からの電流供給を停止させる入力電流検知部を備えるようにしてもよい。

また、上記構成において、所定の位相角を検知すると前記ＬＥＤ負荷に流す電流をオフにする電流制御部を備えるようにしてもよい。

また、上記目的を達成するために本発明は、位相制御式調光器を介して交流電源と接続可能であってＬＥＤ負荷を駆動するＬＥＤ駆動回路において、
スイッチング素子と、スイッチング電流検出部と、ＬＥＤ電流検出部と、
前記スイッチング電流検出部の検出信号に基づきスイッチング電流を一定にすべく前記スイッチング素子をスイッチング制御する第１制御部と、
前記ＬＥＤ電流検出部の検出信号に基づきＬＥＤ電流を一定にすべく前記スイッチング素子をスイッチング制御する第２制御部と、
位相制御された交流電圧が閾値以下の場合は前記第１制御部による制御を行い、位相制御された交流電圧が前記閾値を超える場合は前記第２制御部による制御を行うよう制御を切替える切替部と、を備えることを特徴とする。

また、上記目的を達成するために本発明は、位相制御式調光器を介して交流電源と接続可能であってＬＥＤ負荷を駆動するＬＥＤ駆動回路において、
容量成分と、ＬＥＤ電流を一定に制御する制御部と、を備え、
位相制御された交流電圧の立ち上がるときに前記制御部の制御により前記容量成分に充電電流が流れることを特徴とする。

また、上記目的を達成するために本発明は、上記いずれかの構成のＬＥＤ駆動回路と、前記ＬＥＤ駆動回路の出力側に接続されたＬＥＤ負荷とを備えることを特徴とするＬＥＤ照明灯具とする。

本発明によると、位相制御式調光器の電流保持部（例えばトライアック等）が交流電圧同一半周期内で共振現象によりオフになることを抑え、ＬＥＤのちらつきを抑えることができる。

本発明の第１実施形態に係るＬＥＤ照明システムの構成図である。 放電部の変形例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の変形例を示す図である。 電流制御部の構成例を示す図である。 電流制御部の別構成例を示す図である。 電流制御部の別構成例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の変形例を示す図である。 エッジ検出部の構成例を示す図である。 エッジ検出部の構成例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の変形例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の構成図である。 本発明の第２実施形態に係る各部のタイミングチャートである。 本発明の第２実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の変形例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の変形例を示す図である。 本発明の第３実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の構成図である。 第１制御部の構成例を示す図である。 第２制御部の構成例を示す図である。 ＬＥＤ電流一定制御を行った場合のタイミングチャートである。 本発明の第３実施形態に係る電流制御を行った場合のタイミングチャートである。 本発明の第４実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の構成図である。 本発明の第４実施形態に係る各部のタイミングチャートである。 本発明の第５実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の構成図である。 ＬＥＤ電流の動作線の一例を示す図である。 ＬＥＤ電流の動作線の一例を示す図である。 ＬＥＤ電流の動作線の一例を示す図である。 本発明の第５実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の変形例を示す図である。 本発明の第３実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の変形例を示す図である。 ＬＥＤ照明システムの従来例を示す図である。 ＬＥＤ照明システムの従来例を示す図である。 白熱電球照明システムの従来例を示す図である。 白熱電球照明システムの従来例における各部のタイミングチャートである。

以下に本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。

（第１実施形態）
本発明の第１実施形態に係るＬＥＤ照明システムの構成を図１に示す。図１に示すＬＥＤ照明システムにおけるＬＥＤ駆動回路６００は、全波整流器１と、電流制御部３と、放電部６とを有している。放電部６は、放電用抵抗ＲＤ（放電部抵抗成分）と放電用コンデンサＣＤ（放電部容量成分）とから成る直列ＲＣ回路で構成される。なお、電流制御部３は、上述した図１６に示す構成であるが、電流制御部は他の構成としてもよい（以下、同様）。

交流電源電圧Ｖ１の或る位相角で位相制御式調光器（以下、単に「調光器」と呼ぶ）２００内のトライアックＴｒｉ（電流保持部）がオンとなることにより、調光器２００内のコンデンサＣＬＣ（調光器容量成分）とコイルＬＬＣ（調光器インダクタンス成分）が共振し、トライアックＴｒｉを流れる電流が振動し、電流の絶対値が保持電流以下となるタイミングでトライアックＴｒｉがオフとなり、調光器２００が誤動作する可能性がある。そこで、共振のエネルギを放電部６により消費させる。

ここで、調光器２００内のコイルＬＬＣと放電用コンデンサＣＤが共振現象を発生しないようにするため、下記（１）式を満たすようにする。（１）式は、コイルＬＬＣと放電用抵抗ＲＤと放電用コンデンサＣＤのみの交流等価回路（電圧源ショート）を考えて、直列ＬＣＲ回路の電流が振動解とならない条件として導出される。
ＲＤ^２−４×ＬＬＣ／ＣＤ≧０ （１）
但し、ＲＤ：放電用抵抗ＲＤの抵抗値（Ω）、ＬＬＣ：コイルＬＬＣのインダクタンス（μＨ）、ＣＤ：放電用コンデンサＣＤの容量（μＦ）

例えば、ＬＬＣ＝１００μＨ、ＣＤ＝０．１μＦとした場合、ＲＤは６３Ω以上に設定される。このように（１）式を満たすことで共振現象を発生させないようにすることができ、トライアックＴｒｉがオンとなったときの共振現象によるトライアックＴｒｉのオフを防止できる。従って、調光器２００の誤動作を防止し、ＬＥＤ負荷４００のちらつきを抑えることができる。

また、トライアックＴｒｉがオンとなったときに発生するコンデンサＣＬＣとコイルＬＬＣの共振現象により、トライアックＴｒｉに流れる電流が振動し、電流の絶対値が保持電流以下となっても、トライアックＴｒｉの応答時間ｔｄにより、すぐにはオフとならない。一旦、トライアック電流の絶対値が保持電流以下となっても、応答時間ｔｄ内に再度保持電流以上のトライアック電流が流れることでトライアックＴｒｉはオフにはならない。コンデンサＣＬＣとコイルＬＬＣの共振現象のエネルギを応答時間ｔｄ以内に十分減少させることでトライアックＴｒｉのオフを防止できる。

ここで共振電流は、Ｉ＝Ｉｓ×ＥＸＰ（−ＲＤ／ＬＬＣ×ｔ）（但し、Ｉｓ：共振電流の初期値、ＲＤ：放電用抵抗ＲＤの抵抗値、ＬＬＣ：コイルＬＬＣのインダクタンス）と表される。ＲＤ／ＬＬＣ×ｔ＝４．６のときにＥＸＰ（−ＲＤ／ＬＬＣ×ｔ）＝約１／１００となる。そこで下記（２）式を満たすようにすることにより、応答時間ｔｄにおいて共振電流を１／１００以下にすることができる。
ＲＤ≧４．６×ＬＬＣ／ｔｄ （２）
但し、ＲＤ：放電用抵抗ＲＤの抵抗値（Ω）、ＬＬＣ：コイルＬＬＣのインダクタンス（μＨ）、ｔｄ：トライアックＴｒｉの応答時間（μｓ）

例えば、ＬＬＣ＝１００μＨ、ｔｄ＝８０μｓとした場合、ＲＤは５．７５Ω以上に設定される。ＬＬＣが大きい場合（例えば２ｍＨ等）、上記（１）式を満たすにはＲＤが大きくなりすぎることがある。このとき、上記（２）式を満たすようにすることで、トライアックＴｒｉがオンとなった後にオフになってしまうことを防止できる。

放電部６の変形例である放電部１６を図２に示す。放電部１６は、可変抵抗で構成される放電用抵抗ＲＤｖと放電用コンデンサＣＤとから成る直列ＲＣ回路で構成される。放電用抵抗ＲＤｖが電流制御部３と直列に接続されているため、電流制御部３とＬＥＤ負荷４００に流れる電流が抵抗成分のため損失する。そのため、放電部１６の抵抗成分は低い方が望ましい。そこで、調光器２００の回路定数に応じて可変抵抗で構成される放電用抵抗ＲＤｖの抵抗値を変更設定することで電源効率を向上させることができる。

例えば、交流電源電圧Ｖ１＝１００Ｖ（ｒｍｓ）、ＬＥＤ必要電力＝６Ｗ、ＬＬＣ＝１００μＨ、ＣＤ＝０．１μＦ、ｔｄ＝８０μｓとした場合、上記（１）式及び（２）式を満たすために放電用抵抗ＲＤｖを７０Ωに設定したとする。入力電流Ｉｉｎ（図２）は、おおよそ６Ｗ／１００Ｖ＝６０ｍＡとなるため、７０Ωの抵抗成分での損失は０．２５２Ｗ（６Ｗに対して４．２％）となる。また、この例においてＬＬＣ＝５００μＨとした場合は、（１）式よりＲＤは１４１Ω以上、（２）式よりＲＤは２９Ω以上となるため、放電用抵抗ＲＤｖを１５０Ωに設定したとする。この場合、１５０Ωの抵抗成分での損失は０．５４Ｗ（６Ｗに対して９％）となる。

なお、放電用抵抗ＲＤｖについては、様々な実施例を採り得る。例えば、調光器に応じてユーザや設定業者がツマミにより抵抗値を可変とすればよい。または、調光器の回路定数をＩＣで検知して、予め複数用意された抵抗を検知結果に応じてスイッチにより切替えるようにしてもよい。または、調光器の回路定数をＩＣで検知して、ＭＯＳトランジスタで構成された抵抗を検知結果に応じた制御信号により制御し、オン抵抗値を可変としてもよい。さらに、予め複数抵抗を用意しておき、半田付けにより抵抗値を選択設定できるようにしてもよい。

また、ＬＥＤ駆動回路６００（図１）の変形例であるＬＥＤ駆動回路６０１を図３Ａに示す。ＬＥＤ駆動回路６０１においては、放電部１０６が全波整流器１と電流制御部３１の間に接続される。放電部１０６は、直列に接続された放電用抵抗ＲＤと放電用コンデンサＣＤの他に、ＭＯＳトランジスタＭ１を有する。ＭＯＳトランジスタＭ１のソースとドレイン間に放電用抵抗ＲＤが接続され、ゲートが電流制御部３１に接続される。電流制御部３１は、入力電流が少ないことを検出したとき、ＭＯＳトランジスタＭ１をオフとするようゲートに制御信号を送り、抵抗成分の抵抗値を高く設定する。逆に、入力電流が多いことを検出すると、ＭＯＳトランジスタＭ１をオンとするようゲートに制御信号を送り、バイパス機能をオンとし、抵抗成分の抵抗値を低く設定する。これにより、電源効率の低下を抑える。

図３Ａに示す電流制御部３１の一構成例を図３Ｂに示す。図３Ｂに示す電流制御部３１は、電流制御部３と、電流制御部３に直列接続された抵抗Ｒ３１と、抵抗Ｒ３１の両端が入力に接続され、出力がＭＯＳトランジスタＭ１のゲートに接続されたコンパレータＣＭＰ３１を有する。

また、電流制御部３１の別構成例を図３Ｃに示す。図３Ｃに示す電流制御部３１は、フライバック方式の電流制御部である。電流制御部３１は、ＭＯＳトランジスタＭ３１に流れる電流を検出する抵抗Ｒ３１と、抵抗Ｒ３１の両端が入力に接続されるコンパレータＣＭＰ３１と、コンパレータＣＭＰ３１の出力の平均電圧を検出して検出信号をＭＯＳトランジスタＭ１のゲートに出力する平均電圧検出部３２を有する。

また、フライバック方式の電流制御部３１の別構成例を図３Ｄに示す。図３Ｄに示す電流制御部３１は、トランスＴｒ３１の２次側コイルの一端と平滑コイルＣ３１の一端に接続されたＬＥＤ電流を検出する抵抗Ｒ３１と、抵抗Ｒ３１の両端が入力に接続され、出力がＭＯＳトランジスタＭ１のゲートに接続されたコンパレータＣＭＰ３１を有する。

ＬＥＤ駆動回路６０１（図３Ａ）の変形例であるＬＥＤ駆動回路６０２の構成を図４Ａに示す。ＬＥＤ駆動回路６０２は、放電部１０６とエッジ検出部７を有している。エッジ検出部７は、全波整流器１の出力電圧Ｖ２が立ち上がるのを検出し、一定時間バイパス機能をオフにする制御信号をＭＯＳトランジスタＭ１に送る。これにより、トライアックＴｒｉがオンとなったときに放電部１０６の抵抗成分の抵抗値を高く設定し、調光器２００における共振現象を抑えることができる。

エッジ検出部７の第１実施例を図４Ｂに示す。図４Ｂに示すエッジ検出部７は、コンデンサＣ７１、Ｃ７２と、抵抗Ｒ７１と、コンパレータＣＭＰ７１と、インバータＩＮＶ７１とを有する。全波整流器１のプラス出力とマイナス出力の間にコンデンサＣ７１と抵抗Ｒ７１が直列に接続され、その接続点がコンパレータＣＭＰ７１の非反転端子に接続される。コンパレータＣＭＰ７１の反転端子には参照電圧Ｖ７が入力される。コンパレータＣＭＰ７１の出力は、コンデンサＣ７２の一端とインバータＩＮＶ７１の入力に共通接続される。インバータＩＮＶ７１の出力がＭＯＳトランジスタＭ１（図４Ａ）のゲートに接続される。

全波整流器１の出力電圧Ｖ２が立ち上がると、コンパレータＣＭＰ７１から一定時間Ｈｉｇｈレベルの出力信号が出力される。出力信号はインバータＩＮＶ７１により反転されると共に波形整形が行われ、ＭＯＳトランジスタＭ１のゲートに出力される。これにより、ＭＯＳトランジスタＭ１は一定時間オフとされ、バイパス機能がオフとされ、抵抗成分の抵抗値を高く設定される。その後、インバータ７１からＨｉｇｈレベルの信号がＭＯＳトランジスタＭ１のゲートに出力されるので、ＭＯＳトランジスタＭ１はオンとされ、バイパス機能がオンとされ、抵抗成分の抵抗値が低く設定される。

また、エッジ検出部７の第２実施例を図４Ｃに示す。図４Ｃに示すエッジ検出部７は、抵抗Ｒ７２と、コンパレータＣＭＰ７２と、コンデンサＣ７３と、を有する。抵抗Ｒ７２は、全波整流器１のプラス出力と電流制御部３の間に接続される。抵抗Ｒ７２の一端と他端がそれぞれコンパレータＣＭＰ７２の非反転端子と反転端子に接続される。コンパレータＣＭＰ７２の出力は、コンデンサＣ７３の一端とＭＯＳトランジスタＭ１（図４Ａ）のゲートに共通接続される。

全波整流器１の出力電圧Ｖ２が立ち上がると、抵抗Ｒ７２に電流が流れ始めるが、コンデンサＣ７３への充電によりコンパレータＣＭＰ７２から一定時間Ｌｏｗレベルの信号がＭＯＳトランジスタＭ１のゲートに出力される。これにより、ＭＯＳトランジスタＭ１は一定時間オフとされ、バイパス機能がオフとされ、抵抗成分の抵抗値を高く設定される。その後、コンパレータＣＭＰ７２からＨｉｇｈレベルの信号がＭＯＳトランジスタＭ１のゲートに出力されるので、ＭＯＳトランジスタＭ１はオンとされ、バイパス機能がオンとされ、抵抗成分の抵抗値が低く設定される。

ＬＥＤ駆動回路６０２の変形例であるＬＥＤ駆動回路６０３を図５に示す。図５に示すＬＥＤ駆動回路６０３が有する放電部１１６は、放電用抵抗ＲＤと、放電用コンデンサＣＤと、ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２を有している。ＭＯＳトランジスタＭ２のソースが全波整流器１のマイナス出力に接続され、ドレインがＭＯＳトランジスタＭ１のゲートと電流制御部３に共通接続され、ゲートがエッジ検出部７に接続される。

電流制御部３が入力から引く電流が多いと判断したときにＭＯＳトランジスタＭ１をオンとするように制御信号をＭＯＳトランジスタＭ１に送るか、または、全波整流器１の出力電圧Ｖ２の立ち上がりではない状態でエッジ検出部７がＭＯＳトランジスタＭ２をオンとするように制御信号をＭＯＳトランジスタＭ２に送ると、バイパス機能がオンとされ、電源効率の向上が図られる。逆に、電流制御部３が入力から引く電流が少ないと判断したときにＭＯＳトランジスタＭ１をオフとするように制御信号をＭＯＳトランジスタＭ１に送り、かつ、エッジ検出部７が全波整流器１の出力電圧Ｖ２の立ち上がりを検出したときにＭＯＳトランジスタＭ２をオフとするように制御信号をＭＯＳトランジスタＭ２に送ると、バイパス機能がオフとされ、放電部１１６の抵抗成分の抵抗値が高く設定される。これにより、トライアックＴｒｉがオンとなったときの調光器２００における共振現象を抑えることができ、トライアックＴｒｉがオフになることを防止できる。

（第２実施形態）
また、本発明の第２実施形態に係るＬＥＤ駆動回路７００の構成を図６Ａに示す。ＬＥＤ駆動回路７００は、放電部６と共に蓄電部８を有している。蓄電部８は、コイルＬＣ（蓄電部インダクタンス成分）とコンデンサＣＣ（蓄電部容量成分）から成る直列ＬＣ回路で構成される。調光器２００内のトライアックＴｒｉがオンとなると蓄電部８のコンデンサＣＣに突入電流が流れるため、一時的にトライアックＴｒｉに電流が多く流れる。図６Ａにおける各部のタイミングチャートを図６Ｂに示す。図６Ｂの上段から、全波整流器１の出力電圧Ｖ２、トライアックＴｒｉの電流Ｉｔｒ、コンデンサＣＣの電流Ｉｃのタイミングチャートを示す。

トライアックＴｒｉがオンとなって電圧Ｖ２が立ち上がるときに電流Ｉｔｒの絶対値が振動により保持電流以下とならないために、少なくとも蓄電部８において、振動が谷となるタイミングで突入電流を流す必要がある。そのためには、突入電流の周期ｔｃｈは電流Ｉｔｒの振動周期ｔｌｃの２倍以上である必要がある。各周期は、
ｔｌｃ＝２×π√（ＣＬＣ×ＬＬＣ）
ｔｃｈ＝２×π√（ＣＣ×ＬＣ）
と表される。従って、下記（３）式を満たす必要がある。
ＣＣ×ＬＣ≧４×ＣＬＣ×ＬＬＣ （３）
但し、ＣＣ：コンデンサＣＣの容量（Ｆ）、ＬＣ：コイルＬＣのインダクタンス（Ｈ）、ＣＬＣ：コンデンサＣＬＣとコンデンサＣＤの合成容量（Ｆ）、ＬＬＣ：コイルＬＬＣのインダクタンス（Ｈ）

上記（３）式を満たさない場合は、調光器２００内のコンデンサＣＬＣとコイルＬＬＣの共振現象によるトライアックＴｒｉの電流Ｉｔｒの振動の谷となるタイミング（電流が一番少なくなるタイミング）よりも、蓄電部８による突入電流を流す動作が早く終わるため、電流Ｉｔｒの振動の谷で保持電流以下となってしまう場合がある。従って、トライアックＴｒｉがオフになり、調光器２００の誤動作ひいてはＬＥＤのちらつきにつながる。

なお、放電部６を設けない構成にする場合は、上記（３）式におけるＣＬＣは、調光器２００内のコンデンサＣＬＣの容量とすればよい。

さらに、蓄電部８内のコイルＬＣとコンデンサＣＣによる共振現象を抑えるため、下記（４）式を満たすことが望ましい。
ＲＤ^２−４×ＬＣ／ＣＣ≧０ （４）
但し、ＲＤ：放電用抵抗ＲＤの抵抗値（Ω）、ＬＣ：コイルＬＣのインダクタンス（μＨ）、ＣＣ：コンデンサＣＣの容量（μＦ）

次に、第２実施形態に係るＬＥＤ駆動回路７００の変形例であるＬＥＤ駆動回路７０１の構成を図７に示す。ＬＥＤ駆動回路７０１は、放電部１０６と、蓄電部１０８を有している。蓄電部１０８は、コイルＬＣと、コイルＬＣにそれぞれ直列接続され、並列接続されたコンデンサＣＣ１、ＣＣ２と、ＭＯＳトランジスタＭ３を有する。ＭＯＳトランジスタＭ１の制御信号ＶＢ及びＭＯＳトランジスタＭ３の制御信号ＶＣは、調光器２００の回路定数を検知するＩＣ（不図示）から出力される。

調光器２００内のコンデンサＣＬＣの容量とコイルＬＬＣのインダクタンスが小さい場合、上記（３）式より蓄電部１０８の容量成分ＣＣを小さくできる。そこで、コンデンサＣＬＣの容量とコイルＬＬＣのインダクタンスが小さいことをＩＣにより検知すると、制御信号ＶＣによりＭＯＳトランジスタＭ３をオフとし、コンデンサＣＣ１のみをアクティブとする。逆に、調光器２００内のコンデンサＣＬＣの容量とコイルＬＬＣのインダクタンスが大きい場合、制御信号ＶＣによりＭＯＳトランジスタＭ３をオンとし、コンデンサＣＣ１、ＣＣ２をアクティブとして蓄電部１０８の容量成分を大きくし、上記（３）式を満たすようにする。これにより、調光器２００の回路定数に応じて蓄電部１０８の容量成分を切替え、突入電流を適正化できる。

また、調光器２００内のコンデンサＣＬＣの容量とコイルＬＬＣのインダクタンスが小さい場合、上記（３）式より蓄電部１０８の容量成分ＬＣを小さくできる（コイルＬＣは例えば半田付けにより選択設定できる）。従って、上記（４）式より放電部１０６の抵抗成分の抵抗値を小さくできる。そこで、コンデンサＣＬＣの容量とコイルＬＬＣのインダクタンスが小さいことをＩＣにより検知すると、制御信号ＶＢによりＭＯＳトランジスタＭ１をオンとし、放電部１０６の抵抗成分の抵抗値を小さくする。逆に、コンデンサＣＬＣの容量とコイルＬＬＣのインダクタンスが大きいことをＩＣにより検知すると、制御信号ＶＢによりＭＯＳトランジスタＭ１をオフとし、放電部１０６の抵抗成分の抵抗値を大きくする。これにより、調光器２００の回路定数に応じて電源効率を適正化できる。

なお、ＭＯＳトランジスタを用いる代わりに、ユーザや設定業者によりスイッチで蓄電部１０８の容量成分や放電部１０６の抵抗成分を切替えるようにしてもよい。

また、ＬＥＤ駆動回路７００の別変形例であるＬＥＤ駆動回路７０２の構成を図８に示す。ＬＥＤ駆動回路７０２が備える蓄電部１０８が有するＭＯＳトランジスタＭ３のゲートが電流制御部３２に接続される。電流制御部３２が入力から引く電流が多いと判断したときは、蓄電部１０８の容量成分は小さくてもよいので、制御信号によりＭＯＳトランジスタＭ３をオフとし、コンデンサＣＣ１のみをアクティブとする。これにより、突入電流を低減できる。なお、電流制御部３２の構成は、例えば図３Ｂ〜図３Ｄに示した電流制御部３１においてコンパレータの出力を反転させた構成とすればよい。

（第３実施形態）
本発明の第３実施形態に係るＬＥＤ駆動回路８００の構成を図９Ａに示す。ＬＥＤ駆動回路８００は、ドライブ回路９と、コイルＬ８０と、ダイオードＤ８０と、抵抗Ｒ８１、Ｒ８２と、ＭＯＳトランジスタＭ８０を有している。ドライブ回路９は、第１制御部１０と、第２制御部１１と、切替器１２を有する。第１制御部１０は、抵抗Ｒ８１によるスイッチング電流の検出信号に基づきＭＯＳトランジスタＭ８０をスイッチング制御し、スイッチング電流を一定に制御する。第２制御部１１は、抵抗８２によるＬＥＤ電流の検出信号に基づきＭＯＳトランジスタＭ８０をスイッチング制御し、ＬＥＤ電流を一定に制御する。切替器１２は、第１制御部１０と第２制御部１１のいずれの出力をＭＯＳトランジスタＭ８０に送るかを切替える。

第１制御部１０の構成例を図９Ｂに示す。スイッチング電源部は昇圧コンバータに構成されており、スイッチング素子Ｍ８０と基準電圧ラインとの間にスイッチング電流検出器としての抵抗Ｒ８１が接続される。第１制御部１０は、コンパレータ１０ｃと、発振器１０ａと、ラッチ回路であるＲＳフリップフロップ１０ｂと、を有している。そして、抵抗Ｒ８１でスイッチング電流を電圧変換された電圧がコンパレータ１０ｃの非反転端子に入力される。反転端子には、入力電源ラインと基準電圧ラインとの間に直列接続された抵抗Ｒ１０１、Ｒ１０２による分圧が基準電圧として入力され、コンパレータ１０ｃの出力がＲＳフリップフロップ１０ｂのセット端子に入力される。また、パルスを発生する発振器１０ａの出力がＲＳフリップフロップ１０ｂのリセット端子に入力され、Ｑバー出力端子からの出力が切替器１２に入力される。このような構成により、発振器１０ａの出力によりスイッチング素子Ｍ８０をオンとする信号を出力し、コンパレータ１０ｃの出力によりスイッチング素子Ｍ８０をオフとする信号を出力する。ＲＳフリップフロップ１０ｂのようなラッチ回路を用いることで、電流検出→スイッチング素子オフ→電流非検出→スイッチング素子オン→電流検出→・・・といった誤動作のループを回避できる。

また、第２制御部１１の構成例を図９Ｃに示す。第２制御部１１は、エラーアンプ１１ｃと、発振器１１ａと、コンパレータ１１ｂと、位相角検出器１１ｄとを有する。ＬＥＤ電流検出器としての抵抗Ｒ８２でＬＥＤ電流が電圧変換された電圧がエラーアンプ１１ｃの反転端子に入力され、位相角検出器１１ｄの出力が非反転端子に入力される。そして、エラーアンプ１１ｃの出力がコンパレータ１１ｂの非反転端子に入力され、三角波を発生する発振器１１ａの出力が反転端子に入力され、コンパレータ１１ｂの出力が切替器１２に入力される。ＬＥＤ電流が少ない場合、エラーアンプ１１ｃの出力は大きくなり、コンパレータ１１ｂから出力されるパルスのパルス幅は長くなる。

ここで仮に、全波整流器１の出力電圧Ｖ２の全域にわたりＬＥＤ電流を一定にする制御を行った場合、全域にわたり出力電力が一定となるので、ＬＥＤ駆動回路８００の入力電流Ｉｉｎは、図９Ｄに示すように下に凸の曲線状となる（図９Ｄにおいて位相制御により出力電圧Ｖ２が途中から立ち上がる場合、そのタイミングで入力電流Ｉｉｎも立ち上がる）。従って、出力電圧Ｖ２が最大となる付近では入力電流Ｉｉｎが小さくなり、調光器２００内のトライアックＴｒｉがオンとなったときの共振現象によりトライアック電流が保持電流以下となり、トライアックＴｒｉがオフとなってしまう場合がある。例えば、ＬＥＤに与える電力を４Ｗとすると、交流電圧が１００Ｖ（ｒｍｓ）の場合は出力電圧Ｖ２のピーク電圧が１４１Ｖとなるため、図９Ｄにおける入力電流Ｉｉｎの最小電流は４／１４１＝２８ｍＡとなる。トライアックＴｒｉがオンとなったときの共振現象によりトライアック電流に１８ｍＡの減少があったとすると、トライアック電流が１０ｍＡとなり、保持電流が１０ｍＡの場合、トライアックＴｒｉがオフとなってしまう。

そこで、ＬＥＤ駆動回路８００では、図９Ｅに示すように、出力電圧Ｖ２が閾値Ｖｔｈ以下の場合は切替器１２が第１制御部１０の出力をＭＯＳトランジスタＭ８０に送ってスイッチング電流を一定に制御し、出力電圧Ｖ２が閾値Ｖｔｈを超える場合は切替器１２が第２制御部１１の出力をＭＯＳトランジスタＭ８０に送ってＬＥＤ電流を一定に制御する（図９Ｅにおいて位相制御により出力電圧Ｖ２が途中から立ち上がる場合、そのタイミングで入力電流Ｉｉｎも立ち上がる）。これにより、入力電流Ｉｉｎがほぼ一様となり、調光器２００において共振現象が発生してもトライアック電流が保持電流以下とならず、トライアックＴｒｉがオフとなることを防止できる。図９Ｅの場合、交流電圧の平均電圧９０Ｖに対して入力電流Ｉｉｎが決まるため、入力電流Ｉｉｎの最小電流は４／９０＝４４ｍＡとなり、上述のように共振現象によりトライアック電流に１８ｍＡの減少があったとしても保持電流以下とならず、トライアックＴｒｉがオフとなることを防止できる。従って、ＬＥＤのちらつきを抑制できる。

（第４実施形態）
本発明の第４実施形態に係るＬＥＤ駆動回路９００の構成を図１０Ａに示す。ＬＥＤ駆動回路９００は、ドライブ回路９１と、コイルＬ９０と、ダイオードＤ９０と、コンデンサＣＣ９０と、抵抗Ｒ９０と、ＭＯＳトランジスタＭ９０を有している。ドライブ回路９１は、抵抗Ｒ９０によるＬＥＤ電流検出信号に基づきＭＯＳトランジスタＭ９０をスイッチング制御し、ＬＥＤ電流を一定に制御する。

ＬＥＤ駆動回路９００の各部のタイミングチャートを図１０Ｂに示す。調光器２００内のトライアックＴｒｉがオンとなり、全波整流器１の出力電圧Ｖ２が立ち上がる。すると、ドライブ回路９１によるＬＥＤ電流ＩＬの一定制御により、ＬＥＤ電流ＩＬが設定値に達するまでに、コンデンサＣＣ９０の充電電流が流れる。これにより、一時的に入力電流Ｉｉｎが大きくなり、調光器２００において共振現象が発生してもトライアック電流が保持電流以下とならず、トライアックＴｒｉがオフとなることを防止できる（なお、図１０Ｂにおいて入力電流Ｉｉｎは大きくなった後一定として示しているが、厳密には下に凸の曲線形状となる）。

（第５実施形態）
次に、本発明の第５実施形態に係るＬＥＤ駆動回路１０００の構成を図１１に示す。ＬＥＤ駆動回路１０００は、放電部６と、蓄電部８と、電流制御部１０３とを有している。電流制御部１０３が有するスイッチング制御回路１０４は、交流電圧の位相角を検知し、検知した位相角に応じてＬＥＤ電流目標値を変化させつつＬＥＤ電流を制御する。これにより、ＬＥＤ電流は図１２Ａに示すような動作線Ｌ１を描くように制御される。図１２Ａに示す円弧領域Ｓ１は、調光器２００から電流が供給されずに蓄電部８が有するコンデンサＣＣから電流が供給される領域である。動作線Ｌ１が円弧領域Ｓ１と交点Ｐ１で交差するまでは調光器２００とコンデンサＣＣの両方から電流が供給されるが、交点Ｐ１で交差するタイミングで調光器２００から電流が供給されなくなるのでトライアックＴｒｉがオフとなる。その後、同一交流半周期内において動作線Ｌ１は円弧領域Ｓ１内にあるのでコンデンサＣＣから電流が供給され、調光器２００からは電流が供給されない。

仮に、図１２Ｂに示す動作線Ｌ２のように交点Ｐ１とＰ２で円弧領域Ｓ１と交差する場合、交点Ｐ１でトライアックＴｒｉがオフになった後、交点Ｐ２を横切るとコンデンサＣＣのみでなく調光器２００からも電流が供給されるので、調光器２００内のコンデンサＣＬＣが充電される。これにより、次回の交流半周期ではトライアックＴｒｉがオンとなる位相角がずれてしまい、結果的にＬＥＤのちらつきが発生してしまう。これに対して、動作線Ｌ１（図１２Ａ）であれば、トライアックＴｒｉがオフになった後、同一交流半周期内において調光器２００からは電流が供給されないので、調光器２００内のコンデンサＣＬＣが充電されることがなく、ＬＥＤのちらつき発生を抑えることができる。

また、スイッチング制御回路１０４が、所定の位相角を検知すると、スイッチング素子ＳＷ１をオフとしてＬＥＤ電流をオフとして、ＬＥＤ負荷４００を消灯してもよい。例えば、図１２Ｃに示す動作線Ｌ３であれば、所定の位相角である１５０°を検知すると、ＬＥＤ電流をオフとしている。これにより、交点Ｐ１で交差後に動作線Ｌ３を円弧領域Ｓ１内に収めることができる。

本発明の第５実施形態に係るＬＥＤ駆動回路１０００の変形例であるＬＥＤ駆動回路１００１を図１３に示す。ＬＥＤ駆動回路１００１は、蓄電部８の前段に入力電流検知部１０５を有する。入力電流検知部１０５は、全波整流器１とコイルＬＣの間に接続される抵抗Ｒ１０５と、抵抗Ｒ１０５の両端が入力に接続され、出力がＭＯＳトランジスタＭ１０５のゲートに接続されるコンパレータＣＭＰ１０５と、ＭＯＳトランジスタＭ１０５を有している。

スイッチング制御回路１０４の制御により調光器２００及びコンデンサＣＣからの電流供給からコンデンサＣＣからの電流供給に切替ると、入力電流がなくなるので、コンパレータＣＭＰ１０５はＬｏｗレベルの信号をＭＯＳトランジスタＭ１０５に出力する。すると、ＭＯＳトランジスタＭ１０５はオフとなり、調光器２００からの電流供給が停止される。これにより、以後同一交流周期内において調光器２００からの電流供給により調光器２００内のコンデンサＣＬＣが充電されることが防止され、ＬＥＤのちらつき発生を抑えることができる。

また、例えば先に説明した図９Ａに示すＬＥＤ駆動回路８００において蓄電部８を設けた図１４に示すＬＥＤ駆動回路１００２により、図１２Ａに示す動作線Ｌ４のようにＬＥＤ電流を制御すれば、常に調光器２００及びコンデンサＣＣから電流が供給され、トライアックＴｒｉがオフとなることを防止できる。

以上、本発明に係るＬＥＤ駆動回路の実施形態について説明したが、本発明に係るＬＥＤ駆動回路とＬＥＤ負荷とを有するＬＥＤ照明灯具としては、例えば、ＬＥＤ電球などが挙げられる。

１００ 交流電源
２００ 位相制御式調光器
４００ ＬＥＤ負荷
６００〜６０３、７００〜７０２、８００、９００、１０００〜１００２ ＬＥＤ駆動回路
１ 全波整流器
３、３１、１０３ 電流制御部
６、１６、１０６、１１６ 放電部
７ エッジ検出部
１０５ 入力電流検知部
８、１０８ 蓄電部
９、９１ ドライブ回路
１０ 第１制御部
１１ 第２制御部
１２ 切替器

Claims (6)

1. 位相制御式調光器を介して交流電源と接続可能であってＬＥＤ負荷を駆動するＬＥＤ駆動回路において、
   前記位相制御式調光器が有する電流保持部がオンとなったときに前記位相制御式調光器が有する調光器容量成分と調光器インダクタンス成分により発生する共振現象のエネルギを消費する放電部を備え、
   前記放電部が有する放電部抵抗成分と放電部容量成分、及び前記調光器インダクタンス成分は、（１）式を満たし、
   ＲＤ ² −４×ＬＬＣ／ＣＤ≧０ （１）
   但し、ＲＤ：前記放電部抵抗成分の抵抗値（Ω）、ＬＬＣ：前記調光器インダクタンス成分のインダクタンス値（μＨ）、ＣＤ：前記放電部容量成分の容量値（μＦ）
   入力電流の大小に応じて前記放電部が有する放電部抵抗成分のバイパス機能のオンオフを切替える切替制御部を更に備えることを特徴とするＬＥＤ駆動回路。
2. 位相制御式調光器を介して交流電源と接続可能であってＬＥＤ負荷を駆動するＬＥＤ駆動回路において、
   前記位相制御式調光器が有する電流保持部がオンとなったときに前記位相制御式調光器が有する調光器容量成分と調光器インダクタンス成分により発生する共振現象のエネルギを消費する放電部を備え、
   前記放電部が有する放電部抵抗成分と放電部容量成分、及び前記調光器インダクタンス成分は、（１）式を満たし、
   ＲＤ ² −４×ＬＬＣ／ＣＤ≧０ （１）
   但し、ＲＤ：前記放電部抵抗成分の抵抗値（Ω）、ＬＬＣ：前記調光器インダクタンス成分のインダクタンス値（μＨ）、ＣＤ：前記放電部容量成分の容量値（μＦ）
   入力電流が多い場合、または位相制御された交流電圧が立ち上がりエッジではない状態の場合に前記放電部が有する放電部抵抗成分のバイパス機能をオンとし、
   前記入力電流が少なく、かつ前記位相制御された交流電圧が立ち上がりエッジである場合に前記バイパス機能をオフとするバイパス機能切替部を更に備えることを特徴とするＬＥＤ駆動回路。
3. 前記放電部が有する放電部抵抗成分、及び前記調光器インダクタンス成分は、（２）式を満たすことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＬＥＤ駆動回路。
   ＲＤ≧４．６×ＬＬＣ／ｔｄ （２）
   但し、ＲＤ：前記放電部抵抗成分の抵抗値（Ω）、ＬＬＣ：前記調光器インダクタンス成分のインダクタンス値（μＨ）、ｔｄ：前記電流保持部の応答時間（μｓ）
4. 前記放電部抵抗成分の抵抗値は、前記調光器インダクタンス成分のインダクタンス値に応じて前記（１）式または前記（２）式を満たすように切替え可能であることを特徴とする請求項３に記載のＬＥＤ駆動回路。
5. 位相制御された交流電圧の立ち上がりエッジを検出し、検出時に前記放電部が有する放電部抵抗成分のバイパス機能を一定時間オフとするエッジ検出部を備えることを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載のＬＥＤ駆動回路。
6. 請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載のＬＥＤ駆動回路と、前記ＬＥＤ駆動回路の出力側に接続されたＬＥＤ負荷とを備えることを特徴とするＬＥＤ照明灯具。

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