JP7016017B2 - 点灯装置及び照明器具 - Google Patents

Description

本発明は、点灯装置及び照明器具に関する。

ＬＥＤ等の発光素子を備えた照明器具には、発光素子を点灯させる点灯装置が設けられる（例えば特許文献１を参照）。また、照明器具には、発光素子の光量を調整するために、調光器が接続されることもある（同特許文献を参照）。この調光器には、起動すると、所定の時間をかけて、予め設定された光量まで、徐々に照明器具の光量を増加させる、いわゆるフェードイン制御を行うものがある。

特許第６１２３１３２号公報

ところで、調光器の仕様によっては、フェードイン制御時における光量の増加速度が、比較的、早いものがある。また、ユーザの調光器の操作によって、急激に光量が増加させられる場合もありうる。

このように、急激に光量が変化させられると、後述のように、点灯装置において、電圧の急激な立ち上がりが起こる可能性がある。そして、電圧の急激な立ち上がりは、回路を構成する素子（例えばコンデンサ）に与えるストレスも増加させる可能性がある。

そこで、本発明は、位相制御式の調光器から電力供給を受けて、発光素子を点灯させる点灯装置において、回路を構成する素子（例えばコンデンサ）に与えるストレスを低減できるようにすることを目的とする。

前記課題を解決するため、本開示に係る点灯装置は、位相制御式の調光器から電力供給を受けて、電力を発光素子に供給する電力変換回路と、定電流を前記発光素子に流す定電流回路と、前記電力変換回路の出力電圧を所定目標値に制御するための制御信号を前記電力変換回路に出力する電圧フィードバック回路と、前記調光器の調光の速度が所定の閾値を超えた場合に、前記電力変換回路の電力供給量を一時的に減少させる制御部と、を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、点灯装置の回路を構成する素子（例えばコンデンサ）に与えるストレスを低減することが可能になる。

本実施形態の照明器具の構成を示す。 照明器具の構成例をブロック図で示す。 電力変換回路の構成例を示す。 位相検出回路の動作を示す波形図である。 電流制御回路の具体回路構成を示す。 電流引込部の構成を示す。 照明器具の回路の一部分を示す。 照明器具の各部の動作を示す波形図である。 照明器具を点灯時における発光素子の電流等の波形図である。 調光器を操作した場合における発光素子の電流等の波形図である。 導通角検出部の変形例を示す。 導通角検出部の他の変形例を示す。 導通角検出部の更に他の変形例を示す。

《実施形態》
図１は、本実施形態の照明器具１の構成を示す。照明器具１は、調光器２と直列回路を形成している。この直列回路は、商用電源１０（交流電源）の両端間に接続されている。調光器２は、商用電源１０の電源電圧（交流電圧）を位相制御することによって、商用電源１０から照明器具１に供給される電力を調整する。

〈照明器具１の構成〉
図２に照明器具１の構成例をブロック図で示す。照明器具１は、図２に示すように、入力フィルタ回路１ａ、電力変換回路１ｂ、位相検出回路１ｃ、調光回路１ｄ、電流制御回路１ｅ、ブリーダ回路１ｆ、導通角検出部１００（制御部）、及び光源部１ｈ（発光素子）を備える。照明器具１において、光源部１ｈを除く部分が、発光素子を点灯させる点灯装置である。

入力フィルタ回路１ａは、コンデンサ、インダクタ等で構成され、電源ラインに伝播するノイズや、空間へ輻射するノイズを抑制する機能を有する。

図３に、電力変換回路１ｂの構成例を示す。電力変換回路１ｂは、図３に示すように、整流回路ＤＢ１、コンデンサＣ１，Ｃ２、トランスＴ１、スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂ、制御回路Ｋ１、及びダイオードＤ１を備え、非絶縁型のフライバックコンバータを構成する。この電力変換回路１ｂは、損失低減、雑音低減のために、擬似共振回路を構成しており、さらに、商用電源１０の力率を改善する力率改善機能を有する。

まず、整流回路ＤＢ１は、ダイオードをフルブリッジ接続して構成され、商用電源１０の電源電圧を全波整流する。

コンデンサＣ１は、整流回路ＤＢ１の出力端間に接続されたフィルムコンデンサであって、スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂのターンオン時に発生する電圧・電流スパイクを抑制する。このコンデンサＣ１は、平滑用コンデンサに比べて容量が小さく、平滑作用を考慮したものではない。すなわち、電力変換回路１ｂは、電解コンデンサ等の容量が大きい平滑コンデンサを入力手段に備えておらず、コンデンサインプット型の電源回路を構成するものではない。

トランスＴ１は、一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２、三次巻線Ｎ３を備えている。トランスＴ１の各巻線は、互いに磁気的に結合している。この例では、一次巻線Ｎ１とスイッチング素子Ｑ１ｂとの直列回路が、整流回路ＤＢ１の出力端間に接続され、二次巻線Ｎ２の一端には、ダイオードＤ１が介挿されている。また、二次巻線Ｎ２とダイオードＤ１との直列回路には、平滑用のコンデンサＣ２が並列接続されている。さらに、トランスＴ１において、一次巻線Ｎ１の中間位置に、スイッチング素子Ｑ１ｂと並列にスイッチング素子Ｑ１ａが接続されている。

制御回路Ｋ１は、スイッチング素子Ｑ１ａまたはスイッチング素子Ｑ１ｂのいずれか一方の素子をオフさせた状態で、他方の素子をオン・オフ駆動することによって、商用電源１０から一次巻線Ｎ１に流れる電流を導通・遮断する。

例えば、スイッチング素子Ｑ１ａをオフさせた状態で、スイッチング素子Ｑ１ｂをオン・オフ駆動させる場合、スイッチング素子Ｑ１ｂのオン時には、一次巻線Ｎ１全体（巻数＝Ｎ１１＋Ｎ１２）及びスイッチング素子Ｑ１ｂの直列回路に電流が流れ、一次巻線Ｎ１全体に磁気エネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子Ｑ１ｂがオフすると、一次巻線Ｎ１の磁気エネルギーによって、二次巻線Ｎ２に誘起電圧が発生し、コンデンサＣ２の両端間に電圧が生じる。

そして、制御回路Ｋ１は、スイッチング素子Ｑ１ｂをスイッチング制御することによって、電力変換回路１ｂの出力を所定値に制御し、さらには商用電源１０の力率を改善させる。なお、フライバックコンバータによる力率改善動作については、周知技術であり、詳細な説明は省略する。以下の説明では、スイッチング素子Ｑ１ａをオフさせた状態で、スイッチング素子Ｑ１ｂをオン・オフ駆動させるモードを通常動作モードと呼ぶものとする。

一方で、スイッチング素子Ｑ１ｂをオフさせた状態で、スイッチング素子Ｑ１ａをオン・オフ駆動させる場合、スイッチング素子Ｑ１ａのオン時には、一次巻線Ｎ１のうちの巻線Ｎ１１（巻数Ｎ１１）及びスイッチング素子Ｑ１ａの直列回路に電流が流れ、巻線Ｎ１１に磁気エネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子Ｑ１ａがオフすると、巻線Ｎ１１の磁気エネルギーによって、二次巻線Ｎ２に誘起電圧が発生し、コンデンサＣ２の両端間に電圧が生じる。このとき、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧は、スイッチング素子Ｑ１ａをオフさせた状態でスイッチング素子Ｑ１ｂをオン・オフ駆動させた場合と比較して小さい値となる。すなわち、制御回路Ｋ１が、スイッチング素子Ｑ１ｂをオフさせた状態で、スイッチング素子Ｑ１ａをオン・オフ駆動させることで、実効的な一次巻線に対する二次巻線の比を下げることができる。これにより、制御回路Ｋ１が、通常動作モードと同様の周期でスイッチング素子Ｑ１ａをスイッチング制御した場合に、通常動作モードと比較して、電力変換回路１ｂの電力供給量を減少させることができる。以下の説明では、スイッチング素子Ｑ１ｂをオフさせた状態で、スイッチング素子Ｑ１ａをオン・オフ駆動させるモードを低電力モードと呼ぶものとする。

光源部１ｈは、直列接続又は並列接続された複数の、ＬＥＤ素子あるいは有機ＥＬ素子から構成されており、コンデンサＣ２の両端間に接続されている。

図２に戻り、位相検出回路１ｃは、整流回路ＤＢ１（図３参照）の各入力端にアノードを接続したダイオードＤａ，Ｄｂの各カソードに接続されており、調光器２（図１参照）によって位相制御された電源電圧を全波整流した電圧Ｖｄ（全波整流電圧Ｖｄ）が入力されている。位相検出回路１ｃは、照明器具１に入力される電源電圧の導通角（全波整流電圧Ｖｄの導通角）を検出し、この検出した導通角に応じたデューティ比に設定した２値の信号（デューティ信号Ｓ１）を、調光回路１ｄへ出力する。

具体的に、位相検出回路１ｃは、電源電圧を全波整流した全波整流電圧Ｖｄ（図４（ａ）参照）が、ダイオードＤａ，Ｄｂを介して入力されている。位相検出回路１ｃは、この全波整流電圧Ｖｄを、閾値Ｖｔ２と比較することによって、導通角に応じたデューティ比に設定した２値のデューティ信号Ｓ１を生成している。デューティ信号Ｓ１は、電源電圧の電圧値が閾値Ｖｔ２以上の場合、Ｌレベルとなり、電源電圧の電圧値が閾値Ｖｔ２未満の場合、Ｈレベルとなる（図４（ｂ）参照）。

調光回路１ｄは、デューティ信号Ｓ１のデューティ比に応じた負荷電流の目標値を設定し、この負荷電流の目標値に応じた電圧信号（目標信号Ｓ２）を、電流制御回路１ｅへ出力する。

電流制御回路１ｅは、ＦＥＴ素子Ｑ９１、抵抗Ｒ９１、オペアンプＯＰ９１で構成される定電流回路を備えている。この定電流回路は、光源部１ｈに直列接続した抵抗Ｒ９１によって、光源部１ｈに流れる負荷電流を検出する。また、定電流回路は、調光回路１ｄから入力された目標信号Ｓ２によって、負荷電流の目標値を取得し、負荷電流が目標値に一致するように定電流制御を行う。また、電流制御回路１ｅでは、オペアンプＯＰ９２、抵抗Ｒ９６,Ｒ９７、及び制御回路Ｋ１によって、定電圧回路が構成されている。この定電圧回路は、電圧ＶｑによってコンデンサＣ２の電圧（すなわち、Ｖｆ＋Ｖｑ、ただしＶｆは光源部１ｈの両端電圧）を検出する。定電圧回路は、電圧Ｖｑと抵抗Ｒ９６,Ｒ９７で設定された目標値とに基づくフィードバック信号Ｓ３（例えばＶｑと目標値との誤差）を制御回路Ｋ１へ出力する（図３参照）。

制御回路Ｋ１は、このフィードバック信号Ｓ３に応じて、スイッチング素子Ｑ１の導通期間（オン期間）を設定することによって、コンデンサＣ２の電圧が目標値に一致するように定電流制御を行う。

図５は、電流制御回路１ｅの具体回路構成を示す。電流制御回路１ｅは、光源部１ｈに直列接続したＦＥＴ素子Ｑ９１と抵抗Ｒ９１との直列回路を備えている。ＦＥＴ素子Ｑ９１のドレインは光源部１ｈに接続され、ＦＥＴＱ９１のソースは抵抗Ｒ９１に接続されている。そして、オペアンプＯＰ９１の出力は、ＦＥＴ素子Ｑ９１のゲートに接続され、さらに抵抗Ｒ９３を介して後述の第４の制御電圧Ｖｃｃ４に接続されている。さらに、オペアンプＯＰ９１の反転入力と出力との間には抵抗Ｒ９２が接続され、オペアンプＯＰ９１の反転入力は、ＦＥＴ素子Ｑ９１のソースに接続されている。

オペアンプＯＰ９１の非反転入力は、コンデンサＣ９１を介して、電力変換回路１ｂの低圧側出力に接続され、さらに抵抗Ｒ９４を介して目標信号Ｓ２が入力されている。すなわち、オペアンプＯＰ９１の非反転入力には、抵抗Ｒ９４と、コンデンサＣ９１とによって形成されたＲＣ回路９０が接続されている。オペアンプＯＰ９１は、光源部１ｈに流れる電流Ｉｆと、電流Ｉｆの目標値を示す目標信号Ｓ２とを比較する比較器として機能する。

また、オペアンプＯＰ９２の反転入力は、抵抗Ｒ９５を介して、ＦＥＴ素子Ｑ９１のドレインに接続され、オペアンプＯＰ９２の非反転入力は、後述の第４の制御電圧Ｖｃｃ４を抵抗Ｒ９６，Ｒ９７の直列回路で分圧した電圧が入力されている。さらに、オペアンプＯＰ９２の反転入力と出力との間に、抵抗Ｒ９８が接続されている。

光源部１ｈをＬＥＤ素子や、有機ＥＬ素子で構成した場合は、電力変換回路１ｂの出力電圧（コンデンサＣ２の両端電圧）のリプルによって、光源部１ｈを流れる負荷電流に大きなリプルが生じ、フリッカーやチラツキの原因となる。

そこで、電流制御回路１ｅを図５のように構成することによって、光源部１ｈを流れる負荷電流を低減する。具体的に、電流制御回路１ｅでは、オペアンプＯＰ９１の出力電圧は、目標値（目標信号Ｓ２）に対して負荷電流が相対的に増加した場合に低下し、目標値に対して負荷電流が相対的に減少した場合に増加する。

すなわち、オペアンプＯＰ９１は、目標値に対して負荷電流が相対的に増加した場合には、ＦＥＴ素子Ｑ９１のドレイン－ソース間の抵抗が増加する方向にＦＥＴ素子Ｑ９１を制御する。また、オペアンプＯＰ９１は、目標値に対して負荷電流が相対的に減少した場合には、ＦＥＴ素子Ｑ９１のドレイン－ソース間の抵抗が減少する方向にＦＥＴ素子Ｑ９１を制御する。つまり、ＦＥＴ素子Ｑ９１とオペアンプＯＰ９１とは、定電流を光源部１ｈ（発光素子）に流す「定電流回路」を構成している。

この構成では、ＦＥＴ素子Ｑ９１と抵抗Ｒ９１との直列回路の両端に、電力変換回路１ｂの出力電圧のリプル分が印加されるので、光源部１ｈの両端電圧は、リプル分が低減した略一定の電圧が印加される。

さらに、オペアンプＯＰ９２は、光源部１ｈに供給される電力を制御する機能を有している。オペアンプＯＰ９２は、ＦＥＴ素子Ｑ９１と抵抗Ｒ９１との直列回路の両端電圧が目標電圧になるように、フィードバック信号Ｓ３を制御回路Ｋ１へ出力する。

すなわち、オペアンプＯＰ９２は、電力変換回路１ｂの出力電圧を所定目標値に制御するための制御信号Ｓ３を電力変換回路１ｂに出力する「電圧フィードバック回路」を構成している。このように、オペアンプＯＰ９２が、ＦＥＴ素子Ｑ９１と抵抗Ｒ９１との直列回路の両端電圧を監視して、フィードバック信号Ｓ３を制御回路Ｋ１へ出力することによって、照明器具１では、負荷電流が目標値に一致するように定電流制御が行われる。

また、既述の通り、照明器具１には、導通角検出部１００が設けられている。導通角検出部１００は、マイクロコンピュータと、それを動作させるためのソフトウエアを格納したメモリディバイス等によって構成されている。導通角検出部１００は、調光器２の導通角（後述）の変化量を検出する機能を有している。

具体的に導通角検出部１００は、位相検出回路１ｃの出力波形（すなわちデューティ信号Ｓ１の波形）におけるデューティの変化量に基づいて、電力変換回路１ｂへの入力電圧の位相変化量（すなわち調光器２の導通角の変化量）を求める。そして、導通角検出部１００は、位相変化量を検出信号Ｓ４として、制御回路Ｋ１に出力する。

図３に戻り、制御回路Ｋ１では、導通角検出部１００から受けた検出信号Ｓ４に基づいて、スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂをオン・オフ駆動する。具体的に、制御回路Ｋ１は、電力変換回路１ｂへの入力電圧の位相変化量、すなわち、調光器２の調光の速度が所定の閾値を超えた場合に、スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂを制御して、通常動作モードから低電力モードに移行させ、電力変換回路１ｂの電力供給量を一時的に減少させる。

なお、通常動作モードから低電力モードに移行させ、電力変換回路１ｂの電力供給量を一時的に減少させる方法は、上記の方法に限定されない。

例えば、図３において、スイッチング素子Ｑ１ａを省き、制御回路Ｋ１が、低電力モードにおいて、スイッチング素子Ｑ１ｂを間欠制御する、又は、スイッチング素子Ｑ１ｂの制御自体を一時的に停止するようにしてもよい。この方法においても、電力変換回路１ｂの電力供給量を一時的に減少させることができる。

なお、スイッチング素子Ｑ１ａを省く代わりに、スイッチング素子Ｑ１ｂを省いて、制御回路Ｋ１が、低電力モードにおいて、スイッチング素子Ｑ１ａを間欠制御する、又は、スイッチング素子Ｑ１ａの制御自体を一時的に停止するようにしてもよく、同様の効果が得られる。

ブリーダ回路１ｆは、調光器２の動作中に、この調光器２にも電力を供給するため等の目的で設けられて回路である。

まず、ブリーダ回路１ｆは、図６に示すように、整流回路ＤＢ１の各入力端にアノードを接続したダイオードＤａ，Ｄｂと、ダイオードＤａ，Ｄｂの各カソードと整流回路ＤＢ１の整流出力の低圧側との間に接続した電流引込部１ｇとを備えている。すなわち、ブリーダ回路１ｆは、照明器具１の入力端間に並列接続したものと等価的に考えることができる。

図６に電流引込部１ｇの構成を示す。この電流引込部１ｇでは、ＦＥＴ素子Ｑ７１、抵抗Ｒ７１、抵抗Ｒ７２の直列回路が、ダイオードＤａ，Ｄｂの各カソードと整流回路ＤＢ１の整流出力の低圧側との間に接続されている。ＦＥＴ素子Ｑ７１のドレインは、ダイオードＤａ，Ｄｂの各カソードに接続されている。ＦＥＴ素子Ｑ７１のソースは、抵抗Ｒ７１，Ｒ７２の直列回路に接続されている。さらに、ＦＥＴ素子Ｑ７１のゲートは、位相検出回路１ｃに接続されている。また、ＦＥＴ素子Ｑ７１のゲートと整流回路ＤＢ１の整流出力の低圧側との間には、ツェナダイオードＺＤ７１が接続されている。

また、照明器具１は、各部に制御電圧を供給するために、第１～第４の制御電源回路ＰＳ１～ＰＳ４を備えている。

第１の制御電源回路ＰＳ１は、図３に示すように、トランスＴ１の三次巻線Ｎ３と、ダイオードＤ２との直列回路で構成される。そして、三次巻線Ｎ３とダイオードＤ２との直列回路には、コンデンサＣａが並列接続されている。コンデンサＣａの両端電圧Ｖｃｃは、三次巻線Ｎ３から供給される電力によって、第１の制御電圧Ｖｃｃ１となる。また、コンデンサＣａの両端間には、放電用の抵抗Ｒａが接続されている。

具体的には、電力変換回路１ｂが動作中で、スイッチング素子Ｑ１（Ｑ１ａ，Ｑ１ｂの一方）がオン状態のとき、一次巻線Ｎ１に磁気エネルギーが蓄積され、次に、スイッチング素子Ｑ１（Ｑ１ａ，Ｑ１ｂの両方）がオフすると、一次巻線Ｎ１の磁気エネルギーによって、三次巻線Ｎ３に誘起電圧が発生する。この誘起電圧によって、コンデンサＣａは、ダイオードＤ２を介して充電され、コンデンサＣａの両端間に第１の制御電圧Ｖｃｃ１が発生する。すなわち、コンデンサＣａの両端電圧Ｖｃｃは、第１の制御電源回路ＰＳ１から供給される電力によって、第１の制御電圧Ｖｃｃ１となる。

第２の制御電源回路ＰＳ２は、図７に示すように、抵抗Ｒ２１、ツェナダイオードＺＤ２１、トランジスタＱ２１、コンデンサＣ２１、及びダイオードＤ２１で構成されている。そして、抵抗Ｒ２１とツェナダイオードＺＤ２１との直列回路は、全波整流電圧Ｖｄが印加されている。

トランジスタＱ２１のベースは、抵抗Ｒ２１とツェナダイオードＺＤ２１との接続中点に接続され、トランジスタＱ２１のコレクタには、全波整流電圧Ｖｄが印加されている。さらに、トランジスタＱ２１のエミッタは、コンデンサＣ２１を介して整流回路ＤＢ１の整流出力の低圧側に接続され、さらにダイオードＤ２１を介してコンデンサＣａの正極に接続されている。

第３の制御電源回路ＰＳ３は、図３に示すように、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２、ツェナダイオードＺＤ１１、トランジスタＱ１１、及びコンデンサＣ１１で構成されている。抵抗Ｒ１１とツェナダイオードＺＤ１１との直列回路は、電力変換回路１ｂの二次側のコンデンサＣ２に並列接続されている。トランジスタＱ１１のベースは、抵抗Ｒ１１とツェナダイオードＺＤ１１との接続中点に接続され、トランジスタＱ１１のコレクタは、コンデンサＣ２の正極に接続されている。さらに、トランジスタＱ１１のエミッタは、コンデンサＣ１１を介して、コンデンサＣ２の負極に接続され、抵抗Ｒ１２がコンデンサＣ１１に並列接続されている。

そして、第３の制御電源回路ＰＳ３において、トランジスタＱ１１のベース－エミッタ間電圧と、コンデンサＣ１１の両端電圧との和が、ツェナダイオードＺＤ１１のツェナ電圧と一致する。コンデンサＣ１１の両端電圧は、定電圧制御されており、第３の制御電圧Ｖｃｃ３となる。すなわち、第３の制御電源回路ＰＳ３は、コンデンサＣ２の両端電圧を第３の制御電圧Ｖｃｃ３に変換して出力する。

第４の制御電源回路ＰＳ４は、図７に示すように、コンデンサＣ３１，Ｃ３２と、三端子レギュレータＲＥＧ３１とで構成されている。三端子レギュレータＲＥＧ３１の入力側にはコンデンサＣ３１が並列接続され、三端子レギュレータＲＥＧ３１の出力側にはコンデンサＣ３２が並列接続されている。

〈調光器〉
調光器２は、位相制御式の調光器である。調光器２は、図１に示すように、コンデンサＣ８１、インダクタＬ８１、及びトライアックＱ８１を備えている。コンデンサＣ８１とンダクタＬ８１とは、雑音防止用のフィルタを構成している。トライアックＱ８１は、自己保持機能を有する双方向スイッチング素子である。

コンデンサＣ８１は、調光器２の入力端間に接続され、コンデンサＣ８１には、トライアックＱ８１とインダクタＬ８１との直列回路が並列接続されている。そして、トライアックＱ８１がオンしている導通状態にあるとき、商用電源１０から電力変換回路１ｂへ交流電力が供給される。

また、調光器２は、電源部４を備える。電源部４は、調光器２の各部（後述の調光制御部３等）を動作させるための制御電源を生成するものであり、トライアックＱ８１に並列接続されている。

この電源部４は、ダイオードＤ８１、コンデンサＣ８２、電源回路Ｋ８１、及びコンデンサＣ８３を備えている。

ダイオードＤ８１は、照明器具１からの電源ラインに接続されている。コンデンサＣ８２は、ダイオードＤ８１を介してトライアックＱ８１に並列接続されている。電源回路Ｋ８１は、コンデンサＣ８２の両端電圧を制御電圧Ｖｓに変換して出力する。コンデンサＣ８３は、電源回路Ｋ８１の出力端間に接続された平滑用コンデンサである。ここで、コンデンサＣ８３の低圧端子は、回路グランドに接続されている。

さらに、調光器２は、調光制御部３を備えている。調光制御部３は、同期信号生成部Ｋ８２、制御回路Ｋ８３、操作部Ｋ８４を備えている。調光制御部３は、トライアックＱ８１をオン制御することで、商用電源１０の電源電圧の導通角を可変とする位相制御を行う。調光器２の導通角の変化量は、調光の速度と考えて差し支えない。

まず、照明器具１からの電源ライン（ダイオードＤ８１のアノード側）には、ダイオードＤ８２を介して同期信号生成部Ｋ８２が接続されている。同期信号生成部Ｋ８２は、グランド端子を回路グランドに接続されており、商用電源１０から供給される電源電圧の位相に基づいて、図８（ａ）に示す同期信号を生成し、制御回路Ｋ８３に出力する。

具体的に、同期信号生成部Ｋ８２は、ダイオードＤ８２を介して商用電源１０の電源電圧を検出することによって、商用電源１０の電源電圧と所定の閾値Ｖｔ１とを比較し、電源電圧が閾値Ｖｔ１を上回る期間をＨレベルとした同期信号を生成する。すなわち、同期信号は、電源電圧が閾値Ｖｔ１を上回ると立ち上がり、閾値Ｖｔ１を下回ると立ち下がる。なお、図８（ａ）～（ｃ）において、破線は商用電源１０の電源電圧の波形を示している。

制御回路Ｋ８３は、同期信号生成部Ｋ８２から与えられる同期信号、および操作部Ｋ８４から与えられる調光信号に基づいて、トライアックＱ８１をターンオンさせるトリガ信号を生成する（図８（ｂ）参照）。トリガ信号の立ち上がりおよび立ち下がりは、何れも同期信号の立ち上がりを基準にして決定される。

制御回路Ｋ８３は、トライアックＱ８１のゲートにトリガ信号を出力することによって、トライアックＱ８１のゲートに駆動電流が流れてトライアックＱ８１が導通状態となる。ここで、制御回路Ｋ８３は、トライアックＱ８１をオンさせて導通させる期間のうち所定期間、トライアックＱ８１をオンさせるトリガ信号を継続して供給する、所謂ＤＣトリガ方式を用いている。

すなわち、調光制御部３は、ＤＣトリガ方式を用いてトライアックＱ８１をオン制御することによって、照明器具１に印加する電源電圧を位相制御している。そして、この調光器２は、ユーザが、この調光器２に設けられたスイッチをオンに操作することで起動する。調光器２は、起動すると、所定の時間（例えば数秒）をかけて、予め設定された光量まで、照明器具１の光量を増加させる、いわゆるフェードイン制御を行う。

〈照明器具１の動作〉
照明器具１では、初期状態（調光器２によって照明器具１がオフ状態に制御されている場合）は、通常動作モード、すなわち、スイッチング素子Ｑ１ａがオフに設定されている。そして、ユーザが調光器２をオンにすると、照明器具１への交流電力の供給が開始される。このとき、調光器２は、前記フェードイン制御を行う。

また、ユーザが調光器２をオンにすると、照明器具１では、導通角検出部１００が動作を開始する。すなわち、導通角検出部１００は、デューティ信号Ｓ１の波形におけるデューティの変化量に基づいて、電力変換回路１ｂへの入力電圧の位相変化量を求める。

調光器２の仕様によっては、フェードイン制御時における光量の増加速度が、比較的、早いものがある。そのため、導通角検出部１００において検出している、入力電圧の位相変化量（導通角の変化量）が、調光器２の仕様によっては所定の閾値Ｔｈｖを超える場合（すなわち、調光の速度が所定値をこえる場合）がある。また、ユーザが、光量の増加方向に急激に調光を行う場合にも、導通角の変化量が閾値Ｔｈｖを超えることがありうる。

このように、入力電圧の位相変化量が閾値Ｔｈｖを超え場合には、導通角検出部１００は、調光器２による調光速度が所定値を超えた（光量の増加方向に急激な調光が行われた）と見なして、制御回路Ｋ１が、低電力モードの制御に移行して、電力変換回路１ｂの電力供給量を一時的に減少させる。例えば、制御回路Ｋ１は、スイッチング素子Ｑ１ｂがオフにして、スイッチング素子Ｑ１ａのスイッチング制御を行う。又は、制御回路Ｋ１は、通常動作モードでスイッチング制御をしているスイッチング素子Ｑ１（Ｑ１ａ，Ｑ１ｂ）を間欠制御に切り替えたり、一時的に停止させたりする。

ここで、ＦＥＴ素子Ｑ９１のドレイン電圧（ＦＥＴ素子Ｑ９１と抵抗Ｒ９１との直列回路の両端電圧）をＶｑ、光源部１ｈの両端電圧をＶｆ、ＶｑとＶｆの和をＶ０２、光源部１ｈに流れる電流（負荷電流）をＩｆ、フィードバック信号Ｓ３の電圧をＶＦＢと定義する。そうすると、照明器具１の低電力モードにおける、電圧Ｖ０２や電流Ｉｆ等の波形図は、図９の（ｂ）ようになる。

図９の（ａ）には、通常動作モードにおける電圧Ｖ０２や電流Ｉｆ等を比較のため併記してある。通常動作モードの特性（電流や電圧の特性）は、従来の照明器具の特性に相当する。以下では、説明の便宜のため、通常動作モードに固定した例を、従来の照明器具の例として説明する。

図９（ａ）から分かるように、従来の照明器具では、電流Ｉｆは、調光器２の調光速度に応じた早さで増加している。そして、従来の照明器具では、調光器２が起動した後に、電圧Ｖ０２、Ｖｑ、ＶＦＢの急激な立ち上がりが起こっている。このような急激な立ち上がりが起こるのは、光源部１ｈの電流Ｉｆ（負荷電流）が目標値にまで上昇するまでに所定の時間を要し、電力変換回路１ｂが電力を絞りきれない期間が存在するからである。

一方、本実施形態の照明器具１では、図９（ｂ）に示すように、従来の照明器具と比べ、電圧Ｖ０２の急峻な上昇を抑制することができ、その結果、Ｖｑ、ＶＦＢの立ち上がりの幅も小さくなっている。例えば、図９では、従来の照明器具におけるＶＦＢの立ち上がりの幅Ｖｆｂａよりも、本実施形態におけるＶＦＢの立ち上がりの幅Ｖｆｂｂの方が小さい。

また、図１０は、ユーザが調光器２を操作して、最小光量（最も光量が少ない状態）から最大光量まで、光量を急変させた場合の電流等の波形を例示している。図１０でも（a）が従来の照明器具の特性を示し、（ｂ）が本実施形態の特性を示している。本実施形態の照明器具１では、図１０（ｂ）に示すように、従来の照明器具と比べ、電圧Ｖ０２の急峻な上昇を抑制することができている。その結果、本実施形態の照明器具１では、図１０に示すように、Ｖｑ、ＶＦＢの立ち上がりの幅も小さくなる。

〈本実施形態の効果〉
以上のように、本実施形態では、比較的、光量の増加方向に急激な調光が行われた場合に、制御回路Ｋ１が、電力変換回路１ｂの供給電力を一時的に減少させるように制御する。これにより、本実施形態では、電圧Ｖ０２、Ｖｑ、ＶＦＢの急激な立ち上がりが起こり難くなる。すなわち、本実施形態によれば、点灯装置を構成する回路素子（例えばコンデンサＣ２）に与えるストレスを低減することが可能になる。

《実施形態の変形例１》
図１１は、導通角検出部１００の変形例を示す。すなわち、この例では導通角検出部１００の構成が前記実施形態と異なっている。

この導通角検出部１００は、図１１に示すように、調光器２によって位相制御された電源電圧を全波整流した電圧Ｖｄ（全波整流電圧Ｖｄ）が入力されている。導通角検出部１００は、この全波整流電圧Ｖｄ（電力変換回路１ｂへの入力電圧と考えて差し支えない）の実効値の変化量を読み取っている。

この実効値の変化量は、調光器２の導通角の変化量と相関する。そこで、導通角検出部１００は、求めた実効値の変化量に基づいて、検出信号Ｓ４を出力する。そして、制御回路Ｋ１では、その検出信号Ｓ４に基づいて、通常動作モードで動作させるのか、低電力モードで動作させるのかを決定し、スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂを制御する。なお、制御回路Ｋ１によるスイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂの制御については、前記実施形態と同様である。

なお、全波整流電圧Ｖｄのピーク値の変化量も調光器２の導通角の変化量と相関する。そのため、実効値の変化量を読み取る代わりに、全波整流電圧Ｖｄのピーク値の変化量を読み取ってもよい。

《実施形態の変形例２》
図１２も、導通角検出部１００の変形例を示す。すなわち、この例では導通角検出部１００の構成が前記実施形態と異なっている。

この導通角検出部１００は、定電流回路（ＦＥＴ素子Ｑ９１、オペアンプＯＰ９１）への印可電圧を読み取るように構成されている。具体的には、図１２に示すように、導通角検出部１００は、電圧Ｖｑが入力されており、その値を読み取っている。

そして、導通角検出部１００は、電圧Ｖｑと、所定の閾値Ｖｔｈ１（図１０参照）とを比較し、電圧Ｖｑが閾値Ｖｔｈ１以上となった場合に、調光器２の調光の速度が所定の閾値を超えたと判断し、検出信号Ｓ４として出力する。そして、制御回路Ｋ１では、その検出信号Ｓ４に基づいて、低電力モードでの動作に切り替える。低供給電力状態の設定を維持する期間は、例えば、電圧Ｖｑが所定に閾値Ｖｔｈ２（図１０参照）以下となるまでである。このように、通常動作モードと、低電力モードとを切り替えるための閾値Ｖｔｈ１,Ｖｔｈ２に差を設けることで、誤動作の抑制が可能になる。

なお、低電力モードでの動作を維持する期間を、タイマーで制御してもよい。

《実施形態の変形例３》
図１３も、導通角検出部１００の変形例を示す。すなわち、この例では導通角検出部１００の構成が前記実施形態と異なっている。

この導通角検出部１００は、電圧フィードバック回路（オペアンプＯＰ９２）の制御電圧（フィードバック信号Ｓ３の電圧ＶＦＢ）の低下量を読み取るように構成されている。そして、導通角検出部１００は、電圧ＶＦＢが低下し、且つ所定の閾値Ｖｔｈ３（図１０参照）以下となった場合に、調光器２の調光の速度が所定の閾値を超えたと判断し、検出信号Ｓ４として出力する。そして、制御回路Ｋ１では、その検出信号Ｓ４に基づいて、低電力モードでの動作に切り替える。低電力モードでの動作を維持する期間は、電圧ＶＦＢが所定に閾値Ｖｔｈ４（図１０参照）以上となるまでである。このように、通常動作モードと、低電力モードとを切り替えるための閾値Ｖｔｈ３,Ｖｔｈ４に差を設けることで、誤動作の抑制が可能になる。

なお、この例でも、低電力モードでの動作を維持する期間は、タイマーで制御してもよい。

《実施形態の変形例４》
具体的な図示は省略するが、調光器２の調光の速度、又は、調光器の調光の速度の変化開始時における光源部１ｈに流れる電流Ｉｆの少なくとも一方に応じて、電力変換回路１ｂの電力供給量を減少させるようにしてもよい。すなわち、電力変換回路１ｂの供給電力の減少量を、調光の速度や光源部１ｈの電流Ｉｆに応じて、変化させるようにしてもよい。

さらに、調光器２の調光速度の変化速度に応じて、調光器の調光の速度を判定するための閾値を変更するようにしてもよい。例えば、調光器２の調光速度の変化速度が急峻に上昇するほど、調光の速度が所定の閾値を超えたと判定するための閾値を高く設定するようにしてもよい。

また、制御回路１Ｋでは、導通角の変化の速さ（調光の速度）が大きいほど、電力変換回路１ｂの電力供給量の減少幅を、より大きくするとよい。こうすることで、確実に、点灯装置を構成する回路素子に与えるストレスを低減することが可能になる。

《実施形態の変形例５》
一般的に、点灯装置を含む照明器具では、回路素子を保護する目的で保護回路が設けられることがある。このような保護回路（安全機構）は、一例として、電圧Ｖ０２を検出し、電圧Ｖ０２が所定の閾値Ｖｔｈ５を超えた場合に、回路（例えば電力変換回路１ｂ）を停止させるように構成することが考えられる。そして、この閾値Ｖｔｈ５は、確実に回路を保護する観点から、一般的には、所定のマージンをもって、設定する必要がある。

それに対して、前記実施形態や各変形例では、調光の速度が所定の閾値を超えた場合に、前記電力変換回路の電力消費を一時的に増加させることによって、それが安全機構として機能する。そのため、本実施形態では、前記保護回路を併用した場合には、従来よりも、前記マージンを小さくできる。

すなわち、保護回路の閾値Ｖｔｈ５を、従来の照明器具よりも高くすることが可能になる。このように、保護回路の閾値Ｖｔｈ５を高くできると、回路が停止させられる確率もより小さくなる。すなわち、本実施形態によれば、ユーザの利便性が向上する。

なお、保護回路において動作の指標とする電圧Ｖ０２は例示である。その他の電圧検出値に基づく保護回路でも、前記実施形態を組み合わせることで、その作動開始を規定する閾値をより高くできる。

１ 照明器具
１ｂ 電力変換回路
１ｈ 発光素子
９０ ＲＣ回路
１００ 導通角検出部（制御部）
ＯＰ９１ オペアンプ（比較器）
ＯＰ９２ 電圧フィードバック回路
Ｑ９１ ＦＥＴ素子
Ｓ２ 目標信号
Ｓ３ 制御信号

Claims (6)

1. 位相制御式の調光器から電力供給を受けて、電力を発光素子に供給する電力変換回路と、
   定電流を前記発光素子に流す定電流回路と、
   前記電力変換回路の出力電圧を所定目標値に制御するための制御信号を前記電力変換回路に出力する電圧フィードバック回路と、
   前記調光器の調光における導通角の変化量が所定の閾値を超えた場合に、前記電力変換回路の電力供給量を一時的に減少させる制御部と、を備えた
   ことを特徴とする点灯装置。
2. 請求項１において、
   前記制御部は、前記電力変換回路を間欠動作させる又は前記電力変換回路の動作を一時的に停止させることで、前記電力変換回路の電力供給量を一時的に減少させる
   ことを特徴とする点灯装置。
3. 請求項１において、
   前記電力変換回路は、前記調光器からの電力供給を１次巻線に受け、２次巻線からの出力電力が前記発光素子に供給されるトランスを有し、
   前記制御部は、前記トランスの１次巻線に対する２次巻線の比を減少させることで、前記電力変換回路の電力供給量を一時的に減少させる
   ことを特徴とする点灯装置。
4. 請求項１又は請求項２において、
   前記制御部は、前記電力変換回路への入力電圧の位相、前記電力変換回路への入力電圧の実効値、及び前記電力変換回路への入力電圧のピーク値の何れかの変化量に基づいて、又は、前記制御信号及び前記定電流回路の電圧の何れかの値に基づいて、前記導通角の変化量が前記閾値を超えたか否かを判定する
   ことを特徴とする点灯装置。
5. 請求項１から請求項４の何れか１つにおいて、
   前記制御部は、前記導通角の変化量が所定の閾値を超えた場合に、前記導通角の変化量、又は、前記導通角の変化開始時における前記発光素子に流れる電流の少なくとも一方に応じて、前記電力変換回路の電力供給量を減少させる
   ことを特徴とする点灯装置。
6. 請求項１から請求項４の何れかの点灯装置と、
   発光素子と、を備えた
   ことを特徴とする照明器具。

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