JP2014112529A - 発光素子点灯装置、照明器具、および照明システム - Google Patents
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Abstract
【課題】 自己保持機能を有する双方向スイッチング素子のオン状態を維持するためのバイパス電流を用いて制御電源を生成し、且つ回路損失を低減可能な発光素子点灯装置、照明器具、および照明システムを提供する。
【解決手段】 照明負荷11と、照明負荷11と商用電源10との直列回路に直列接続されたトライアックQ11と、トライアックQ11を制御することで位相制御を行う調光制御部3と、トライアックQ11に並列接続されて、調光制御部3の制御電源を生成する制御電源部4と、照明負荷11に並列接続されて、商用電源10を供給源とするバイパス電流Ibを生成するブリーダ回路12とを備え、調光制御部3は、トライアックQ11を導通させる期間のうち所定期間、トライアックQ11をオンさせるトリガ信号を継続して供給し、ブリーダ回路12は、照明負荷11に印加される電圧が閾値より低い場合のみ、定電流に制御したバイパス電流1bを生成する。
【選択図】図1
【解決手段】 照明負荷11と、照明負荷11と商用電源10との直列回路に直列接続されたトライアックQ11と、トライアックQ11を制御することで位相制御を行う調光制御部3と、トライアックQ11に並列接続されて、調光制御部3の制御電源を生成する制御電源部4と、照明負荷11に並列接続されて、商用電源10を供給源とするバイパス電流Ibを生成するブリーダ回路12とを備え、調光制御部3は、トライアックQ11を導通させる期間のうち所定期間、トライアックQ11をオンさせるトリガ信号を継続して供給し、ブリーダ回路12は、照明負荷11に印加される電圧が閾値より低い場合のみ、定電流に制御したバイパス電流1bを生成する。
【選択図】図1
Description
本発明は、発光素子点灯装置、照明器具、および照明システムに関するものである。
従来から、商用電源と、3極双方向サイリスタであるトライアックとを電気的に接続し、トライアックを制御して、商用電源の電源電圧の導通角を可変とすることによって、発光素子を調光制御する発光素子点灯装置がある。発光素子は、有機EL(Electroluminescence)素子、LED(Light Emitting Diode)素子等がある。
トライアックは、ゲートにトリガ信号を加えることによってオンする。そして、トライアックに流れるアノード電流が保持電流以下になると、トライアックはオフする。
一般に、トライアックをオフ状態からオン状態に切り替えるときのみ(ターンオン時にのみ)、トライアックのゲート端子にパルス状のトリガ信号を入力する、所謂パルストリガ方式が採用される。しかしながら、このパルストリガ方式では、商用電源の電源ラインにノイズが重畳すると、ノイズによりトライアックを流れるアノード電流が保持電流を下回ることで、トライアックが不意にオフ状態に切り替わる場合がある。
そこで、トライアックをオンさせて導通させる期間のうち所定期間、トライアックをオンさせるトリガ信号を継続して供給する、所謂DCトリガ方式が提案された。
しかしながら、DCトリガ方式を用いた場合、以下の問題が発生した。
まず、商用電源の電源ラインにノイズが重畳しない通常時において、トライアックは、図14(a)に示すように、トリガ信号の継続期間T51が終了した後、アノード電流が保持電流以下になるまでは、導通状態を維持する。この場合、トライアックの導通期間T52は、トリガ信号が立ち上がってからアノード電流が保持電流以下になるまでとなる。したがって、電源電圧がゼロクロス近傍に達するまで、照明器具に電源電圧が印加される。なお、図14(a)において、破線は商用電源の電源電圧を示し、実線は、照明器具の印加電圧を示す。
一方、商用電源の電源ラインにノイズが重畳する場合、トライアックは、図14(b)に示すように、トリガ信号の継続期間T51が終了した後、ノイズによりアノード電流が保持電流以下となってオフする虞がある。この場合、図14(b)に示すように、トライアックの導通期間T53は、期間T52よりも短くなる。なお、図14(b)において、破線は商用電源の電源電圧を示し、実線は、照明器具の印加電圧を示す。
したがって、商用電源の電源電圧のゼロクロス近傍において、商用電源の電源ラインにノイズが重畳する場合、トライアックの導通期間が変動することで、照明器具の点灯にチラツキが生じたり、不意に消灯する虞があった。
そこで、トライアックのゲートにトリガ信号が加えられていない期間において、保持電流を上回るアノード電流を確保してトライアックのオン状態を維持するため、トライアックにバイパス電流を流す構成が提案された(例えば、特許文献1参照)。
上記特許文献は、バイパス電流を用いて、トライアック制御のための制御電源を生成する構成を開示している。しかしながら、この構成において、さらなる回路損失の低減化を図ることが要求されている。
本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、自己保持機能を有する双方向スイッチング素子のオン状態を維持するためのバイパス電流を用いて制御電源を生成し、且つ回路損失を低減可能な発光素子点灯装置、照明器具、および照明システムを提供することにある。
本発明の発光素子点灯装置は、自己保持機能を有する双方向スイッチング素子と交流電源との直列回路に直列接続され、前記双方向スイッチング素子は、導通する期間のうち所定期間に亘って、オンするためのトリガ信号を継続して供給される発光素子点灯装置であって、前記交流電源から供給される電力を入力されて発光素子からなる光源に点灯電力を供給する電力変換回路と、前記電力変換回路に並列接続されて、前記交流電源を供給源とするバイパス電流を生成するブリーダ回路とを備え、前記ブリーダ回路は、前記電力変換回路に入力される電圧が閾値より低い場合、定電流制御した前記バイパス電流を生成することを特徴とする。
この発明において、前記ブリーダ回路は、前記トリガ信号が継続して供給される前記所定期間内に、前記バイパス電流の生成を開始することが好ましい。
この発明において、前記ブリーダ回路は、前記トリガ信号が継続して供給される前記所定期間が終了した後に、前記バイパス電流の生成を開始することが好ましい。
この発明において、前記ブリーダ回路は、前記双方向スイッチング素子がターンオンするタイミングにおいても、前記バイパス電流を生成することが好ましい。
この発明において、前記ブリーダ回路は、前記電力変換回路に入力される電圧が前記閾値より低い状態から前記閾値より高い状態に切り替わった場合、前記バイパス電流を漸減させることが好ましい。
この発明において、前記ブリーダ回路は、前記電力変換回路に入力される電圧が前記閾値より低い状態から前記閾値より高い状態に切り替わってから所定時間が経過した後に、前記バイパス電流を停止させることが好ましい。
この発明において、前記ブリーダ回路は、前記電力変換回路に入力される電圧が前記閾値より低下して前記バイパス電流が流れ始めるとき、前記バイパス電流を漸増させることが好ましい。
この発明において、前記電力変換回路は、前記交流電源の力率改善機能を有することが好ましい。
この発明において、前記発光素子は、LED素子または有機EL素子であることが好ましい。
本発明の照明器具は、本発明の発光素子点灯装置を備えることを特徴とする。
この発明において、前記発光素子点灯装置から点灯電力を供給される発光素子を備えることが好ましい。
本発明の照明システムは、発光素子からなる光源、および交流電源から供給される電力を用いて前記光源に点灯電力を供給する電力変換回路を具備する照明負荷と、前記電力変換回路と交流電源との直列回路に直列接続されて自己保持機能を有する双方向スイッチング素子と、前記双方向スイッチング素子を制御することで前記交流電源の交流電圧の導通角を可変とする位相制御を行う調光制御部と、前記双方向スイッチング素子に並列接続されて、前記調光制御部の制御電源を生成する制御電源部と、前記電力変換回路に並列接続されて、前記交流電源を供給源とするバイパス電流を生成するブリーダ回路とを備え、前記調光制御部は、前記双方向スイッチング素子を導通させる期間のうち所定期間、前記双方向スイッチング素子をオンさせるトリガ信号を継続して供給し、前記ブリーダ回路は、前記電力変換回路に入力される電圧が閾値より低い場合、定電流制御した前記バイパス電流を生成することを特徴とする。
以上説明したように、本発明では、自己保持機能を有する双方向スイッチング素子のオン状態を維持するためのバイパス電流を用いて制御電源を生成し、且つ回路損失を低減することができるという効果がある。
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
(実施形態1)
図1は、本実施形態の照明システムの構成を示す。照明システムは、照明器具1と調光器2とを備える。この照明システムは、照明器具1と調光器2との直列回路が、商用電源10(交流電源)の両端間に接続される。そして、照明器具1は、照明負荷11と、ブリーダ回路12とを並列接続して構成される。調光器2は、商用電源10の電源電圧(交流電圧)を位相制御することによって、商用電源10から照明器具1に供給される電力を調整する。
図1は、本実施形態の照明システムの構成を示す。照明システムは、照明器具1と調光器2とを備える。この照明システムは、照明器具1と調光器2との直列回路が、商用電源10(交流電源)の両端間に接続される。そして、照明器具1は、照明負荷11と、ブリーダ回路12とを並列接続して構成される。調光器2は、商用電源10の電源電圧(交流電圧)を位相制御することによって、商用電源10から照明器具1に供給される電力を調整する。
まず、照明負荷11は、図2に示すように、入力フィルタ回路1aと、整流回路1bと、電力変換回路1cと、位相検出回路1dと、調光回路1eと、出力フィードバック回路1fと、光源部1gとを備える。なお、電力変換回路1cとブリーダ回路12とで、発光素子点灯装置13を構成する。
入力フィルタ回路1aは、照明負荷11の入力端間に接続したコンデンサC1と、照明負荷11の両電源ラインに直列接続したインダクタL1とを備える。この入力フィルタ回路1aは、電源ラインに伝播するノイズや、空間へ輻射するノイズを抑制する機能を有する。
整流回路1bは、ダイオードをフルブリッジ接続して構成され、商用電源10の電源電圧を全波整流する。
電力変換回路1cは、コンデンサC2,C3と、トランスT1と、スイッチング素子Q1と、制御回路K1と、ダイオードD1とを備えて、非絶縁型のフライバックコンバータを構成する。この電力変換回路1cは、損失低減、雑音低減のために、擬似共振回路を構成しており、さらに、商用電源10の力率を改善する力率改善機能を有する。
コンデンサC2は、整流回路1bの出力端間に接続したフィルムコンデンサであって、スイッチング素子Q1のターンオン時に発生する電圧・電流スパイクを抑制する。このコンデンサC2は、平滑用コンデンサに比べて容量が小さく、平滑作用を考慮したものではない。すなわち、電力変換回路1cは、電解コンデンサ等の容量が大きい平滑コンデンサを入力手段に備えておらず、コンデンサインプット型の電源回路を構成するものではない。
トランスT1は、一次巻線N1、二次巻線N2、三次巻線N3を備えて、各巻線は互いに磁気的に結合している。そして、一次巻線N1とスイッチング素子Q1との直列回路が、整流回路1bの出力端間に接続し、二次巻線N2の一端には、ダイオードD1が介挿されており、二次巻線N2とダイオードD1との直列回路には、平滑用のコンデンサC3が並列接続している。三次巻線N3は、制御回路K1に接続されて、制御回路K1の動作電源を生成する。
そして、制御回路K1は、スイッチング素子Q1をオン・オフ駆動する。まず、スイッチング素子Q1のオン時において、一次巻線N1およびスイッチング素子Q1の直列回路に電流が流れ、一次巻線N1に磁気エネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子Q1がオフすると、一次巻線N1の磁気エネルギーによって、二次巻線N2に誘起電圧が発生し、コンデンサC3の両端間に電圧が生じる。また、スイッチング素子Q1がオフした場合には、一次巻線N1の磁気エネルギーによって、三次巻線N3にも誘起電圧が発生し、制御回路K1へ動作電源として供給される。
さらに、制御回路K1は、スイッチング素子Q1をスイッチング制御することによって、電力変換回路1cの出力を所定値に制御し、さらには商用電源10の力率を改善させる。なお、フライバックコンバータによる力率改善動作については、周知技術であり、詳細な説明は省略する。
光源部1gは、直列接続または並列接続した複数のLED素子または有機EL素子から構成されており、コンデンサC3の両端間に接続している。
位相検出回路1dは、整流回路1bの各入力端にアノードを接続したダイオードD2,D3の各カソードに接続しており、調光器2によって位相制御された電源電圧を全波整流した電圧波形が入力される。そして、位相検出回路1dは、照明負荷11に入力される電源電圧の導通角を検出し、この検出した導通角に応じたデューティ比の信号(デューティ信号)を、調光回路1eへ出力する。
調光回路1eは、デューティ信号のデューティ比に応じた負荷電流の目標値を設定し、この負荷電流の目標値に応じた電圧信号(目標信号)を、出力フィードバック回路1fへ出力する。
出力フィードバック回路1fは、光源部1gに直列接続した抵抗等によって、光源部1gに流れる負荷電流を検出する。また、出力フィードバック回路1fは、調光回路1eから入力された目標信号によって、負荷電流の目標値を取得する。そして、出力フィードバック回路1fは、負荷電流の検出値と目標値とに基づくフィードバック信号(例えば、負荷電流の検出値と目標値の誤差)を制御回路K1へ出力する。
制御回路K1は、フィードバック信号に応じて、スイッチング素子Q1の導通期間(オン期間)を設定することによって、負荷電流が目標値に一致するように定電流制御を行う。
次に、調光器2は、図1に示すように、雑音防止用のフィルタを構成するコンデンサC11及びインダクタL11と、自己保持機能を有する双方向スイッチング素子であるトライアックQ11とを備える。コンデンサC11は、調光器2の入力端間に接続し、コンデンサC11には、トライアックQ11とインダクタL11との直列回路が並列接続している。このトライアックQ11は、電力変換回路1cと商用電源10との直列回路に直列接続している。そして、トライアックQ11がオンしている導通状態にあるとき、商用電源10から照明器具1へ交流電力が供給される。
また、調光器2は、制御電源部4を備える。制御電源部4は、調光器2の各部(後述の調光制御部3等)の制御電源を生成するものであり、トライアックQ11に並列接続されている。
この制御電源部4は、ダイオードD11と、コンデンサC12と、電源回路K11と、コンデンサC13とを備える。
ダイオードD11は、照明器具1からの電源ラインに接続しており、コンデンサC12は、ダイオードD11を介してトライアックQ11に並列接続している。電源回路K11は、コンデンサC12の両端電圧を制御電圧Vccに変換して出力する。コンデンサC13は、電源回路K11の出力端間に接続された平滑用コンデンサである。ここで、コンデンサC13の低圧端子は、回路グランドに接続している。
さらに、調光器2は、調光制御部3を備える。調光制御部3は、位相検出回路K12、制御回路K13、操作部K14を備えており、トライアックQ11を制御することで、商用電源10の電源電圧の導通角を可変とする位相制御を行う。
まず、照明器具1からの電源ライン(ダイオードD11のアノード側)には、ダイオードD12を介して位相検出回路K12が接続されている。位相検出回路K12は、グランド端子を回路グランドに接続しており、商用電源10から供給される電源電圧の位相に基づいて、図3(a)に示す同期信号を生成し、制御回路K13に出力する。具体的に、位相検出回路K12は、ダイオードD12を介して商用電源10の電源電圧を検出することによって、商用電源10の電源電圧と所定の閾値Vt1とを比較し、電源電圧が閾値Vt1を上回る期間をHレベルとした同期信号を生成する。すなわち、同期信号は、電源電圧が閾値Vt1を上回ると立ち上がり、閾値Vt1を下回ると立ち下がる。なお、図3(a)〜(c)において、破線は商用電源10の電源電圧を示している。
制御回路K13は、位相検出回路K12から与えられる同期信号、および操作部K14から与えられる調光信号に基づいて、トライアックQ11をターンオンさせるトリガ信号を生成する(図3(b)参照)。トリガ信号の立ち上がりおよび立ち下がりは、何れも同期信号の立ち上がりを基準にして決定される。制御回路K13は、トライアックQ11のゲートにトリガ信号を出力することによって、トライアックQ11のゲートに駆動電流が流れてトライアックQ11が導通状態となる。
すなわち、調光制御部3は、トライアックQ11をオン制御することによって、照明負荷11に印加する電源電圧(電力変換回路1cに入力される電圧)を位相制御している。
以下、本実施形態の調光動作について説明する。まず、位相検出回路K12が、同期信号を生成し、制御回路K13に出力する。また、操作部K14は、ユーザ操作に応じた調光信号を制御回路K13に出力する。制御回路K13は、同期信号および調光信号に基づいてトリガ信号を生成し、トライアックQ11のゲートに出力する。トライアックQ11は、トリガ信号の立ち上がり時にターンオンし、導通状態となる。したがって、図3(c)に示すように、照明負荷11には、商用電源10の電源電圧が位相制御されて印加され、位相制御された商用電源10の電源電圧が電力変換回路1cに入力される。なお、トリガ信号の立ち上がりは、ユーザが操作する操作部K14から出力される電圧信号によって位相角が変化する。これにより、照明負荷11に印加される電源電圧の導通角が変化するため、調光を行うことができる。
その後、トリガ信号が立ち下がると、トライアックQ11のゲートに駆動電流が流れなくなる。トライアックQ11は、アノード電流が保持電流を上回っている間は導通状態を維持するため、トリガ信号の立ち下がり後も暫くは照明負荷11に商用電源10の電源電圧が印加され続ける(図3(c)参照)。そして、トライアックQ11のアノード電流が保持電流以下になると、トライアックQ11は非導通状態(オフ状態)に切り替わる。これにより、照明負荷11への商用電源10の電源電圧の印加が停止する。
照明負荷11では、位相検出回路1dが、照明負荷11に入力される電源電圧の導通角を検出し、この検出した導通角に応じたデューティ信号を調光回路1eへ出力する。調光回路1eは、デューティ信号のデューティ比に応じて負荷電流の目標値を設定し、この目標値に応じた目標信号を出力する。出力フィードバック回路1fは、負荷電流の検出値と目標値とに基づくフィードバック信号を制御回路K1へ出力する。制御回路K1は、フィードバック信号に応じて、スイッチング素子Q1の導通期間(オン期間)を設定することによって、負荷電流が目標値に一致するように定電流制御を行い、光源部1gを調光する。
ここで、図3(b)に示すように、トリガ信号はパルストリガとは異なり、照明負荷11に点灯用の電力を与える期間のうち一定期間は継続してHレベルとなっている。これにより、トライアックQ11のゲート端子には、トリガ信号が立ち下がるまで継続して駆動電流が流れる。すなわち、トライアックQ11を導通させる期間のうち一定期間(トリガ信号のHレベル期間)、トライアックQ11に駆動電流を継続して与える。
また、照明負荷11は、電力変換回路1cを用いており、図3(d)に示すように、照明負荷11の入力電流は正弦波状となり、商用電源10の力率が改善されている。すなわち、商用電源10の電源電圧の振幅がピークを過ぎて低下し、ゼロクロス付近に達した場合でも、トライアックQ11のアノード電流を確保できる。したがって、商用電源10の電源電圧のゼロクロス近傍において、商用電源10の電源ラインにノイズが重畳したとしても、トライアックQ11の導通期間の変動を抑制でき、光源部1gの点灯にチラツキが生じたり、不意に消灯する可能性を低減できる。
而して、本実施形態の発光素子点灯装置13、照明器具1、照明システムは、電源電圧のゼロクロス近傍において、商用電源10の電源ラインにノイズが重畳しても、トライアックQ11が不意にオフすることなく、安定した調光を行うことができる。
一方、電力変換回路1cの代わりに、整流回路1bの整流電圧を平滑する大容量の平滑用コンデンサ(例えば、電解コンデンサ)を設け、この平滑用コンデンサの電圧を光源部1gに印加したとする。この場合、照明負荷11の入力電流は、図3(e)に示す突入電流の波形となって、商用電源10の力率が低くなる。したがって、このようなコンデンサインプット型の電力変換回路を用いた場合、商用電源10の電源電圧の振幅がピークを過ぎて低下し、ゼロクロス付近に達した場合、トライアックQ11のアノード電流を確保することが難しくなる。したがって、電源電圧のゼロクロス近傍において、商用電源10の電源ラインにノイズが重畳すると、トライアックQ11が不意にオフして、調光が不安定になる虞がある。
さらに、本実施形態では、トリガ信号のオフ期間においても、トライアックQ11に、保持電流を上回る十分なアノード電流が継続して流れるように、照明負荷11の電力変換回路1cと並列にブリーダ回路12を設けている(図1、図2参照)。また、このブリーダ回路12は、トライアックQ11のオフ時に、調光器2の制御電源部4に電力を供給する機能も併せて有する。
まず、ブリーダ回路12は、図2に示すように、整流回路1bの各入力端にアノードを接続したダイオードD2,D3と、ダイオードD2,D3の各カソードと整流回路1bの整流出力の低圧側との間に接続した電流引込部12aとを備える。すなわち、ブリーダ回路12は、図1に示すように、照明負荷11の電力変換回路1cに並列接続したものと等価的に考えることができる。
図4に、電流引込部12aの回路構成を示す。電流引込部12aでは、FET素子Q31、抵抗R31、抵抗R32の直列回路が、ダイオードD2,D3の各カソードと整流回路1bの整流出力の低圧側との間に接続している。FET素子Q31のドレインは、ダイオードD2,D3の各カソードに接続し、FET素子Q31のソースは、抵抗R31,R32の直列回路に接続している。さらに、FET素子Q31のゲートは、位相検出回路1dに接続している。また、FET素子Q31のゲートと整流回路1bの整流出力の低圧側との間には、ツェナダイオードZD31が接続している。
そして、位相検出回路1dは、照明負荷11に入力される電源電圧の導通角を検出している。具体的に、位相検出回路1dは、位相制御された電源電圧を全波整流した電圧波形(図5(a)参照)が、ダイオードD2,D3を介して入力されており、この電圧波形を、閾値Vt2と比較することによって、導通角に応じたデューティ信号を生成している。デューティ信号は、電源電圧の振幅が閾値Vt2以上の場合、Lレベルとなり、電源電圧の振幅が閾値Vt2未満の場合、Hレベルとなる(図5(b)参照)。位相検出回路1dは、このデューティ信号を電流引込部12aのFET素子Q31のゲートに印加する。
そして、FET素子Q31は、デューティ信号がHレベルのとき、すなわち位相制御された電源電圧の振幅が閾値Vt2未満のときにオンし、ダイオードD2またはD3、FET素子Q31、抵抗R31,R32を介してバイパス電流Ibが流れる。このバイパス電流Ibは、商用電源10を供給源として、商用電源10、ブリーダ回路12、調光器2で構成される閉回路を流れる。
以下、このブリーダ回路12による動作を、図6(a)〜(d)を用いて説明する。なお、以下の説明では、バイパス電流Ibの発生期間によって、バイパス電流Ib1,Ib2の符号を付している。なお、図6(a)(b)において、破線は商用電源10の電源電圧を示している。
まず、電源電圧がゼロクロスを通過した時点では、電源電圧の振幅が閾値Vt2未満であり(図6(b)参照)、デューティ信号がHレベルとなって(図6(c)参照)、FET素子Q31がオンし、バイパス電流Ib1が発生する(図6(d)参照)。このとき、調光器2のトライアックQ11はオフしており、バイパス電流Ib1は、調光器2のダイオードD11を介して、コンデンサC12を充電する。すなわち、制御電源部4は、トライアックQ11のオン状態を維持するためのバイパス電流Ibを用いて、制御電圧Vccを生成しており、簡易な構成で制御電源を確保できる。
そして、トリガ信号が立ち上がり(図6(a)参照)、トライアックQ11が導通すると、商用電源10の電源電圧が照明負荷11に印加される。この電源電圧の振幅が閾値Vt2以上となった時点で(図6(b)参照)、デューティ信号がLレベルとなって(図6(c)参照)、FET素子Q31がオフし、バイパス電流Ib1はゼロになる(図6(d)参照)。
そして、電源電圧の振幅が、ピーク値まで増加した後に低下し、トリガ信号が立ち下がると(図6(a)参照)、トライアックQ11のゲートに駆動電流が流れなくなるが、トライアックQ11は、アノード電流が保持電流を上回っている間、導通状態を維持する。
そして、本実施形態では、電源電圧が閾値Vt2未満になった場合(図6(b)参照)、デューティ信号がHレベルとなって(図6(c)参照)、FET素子Q31がオンし、バイパス電流Ib2が発生する(図6(d)参照)。このバイパス電流Ib2が、トリガ信号が立ち下がった後に導通状態を維持しているトライアックQ11を流れることによって、アノード電流が保持電流以上に維持される。
したがって、電源電圧のゼロクロス近傍において、商用電源10の電源ラインにノイズが重畳しても、トライアックQ11が不意にオフすることなく、安定した調光を行うことができる。また、図6に示す実施形態では、閾値Vt2を比較的高く設定することによって、トリガ信号が立ち下がる以前に、デューティ信号がHレベルに切り替わって、バイパス電流Ib2が流れ始めるので、耐ノイズ性がさらに向上している。
例えば、深調光時や、回路素子の温度特性等によって、光源部1gに供給される負荷電力が低減した場合、照明負荷11の入力電流が低下することがある。この場合、入力電流のゼロクロス付近では、トライアックQ11のアノード電流が保持電流以下になる可能性があるが、バイパス電流Ibによって、保持電流を上回るアノード電流を確保できる。
さらに、本実施形態では、力率改善機能を有する電力変換回路1cを用いることによって、コンデンサインプット型の電力変換回路を用いる場合に比べて、必要なバイパス電流Ibを抑制でき、回路損失の低減を図ることができる。
また、電力変換回路1cによる力率改善によって、照明負荷11の入力電流が高い位相角の領域(電源電圧が高い位相角の領域)では、バイパス電流Ibを流す必要がないので、さらなる回路損失の低減を図ることができる。
また、電流引込部12aは、FET素子Q31のゲート−ソース間電圧と、抵抗R31,R32の直列回路の両端電圧との和が、ツェナダイオードZD31のツェナ電圧と一致するように、FET素子Q31のドレイン電流が定電流制御される。すなわち、電流引込部12aによって、バイパス電流Ibは定電流制御されており、バイパス電流Ibは、必要な保持電流を大幅に上回ることがなく、回路損失の低減に寄与している。
または、図7(a)〜(e)に示すように、電源電圧と比較する閾値Vt2を比較的低く設定することによって(図7(b)参照)、トリガ信号が立ち下がった後に、デューティ信号がHレベルに切り替わって、バイパス電流Ib2を流し始めてもよい。この場合、トリガ信号が立ち下がってからバイパス電流Ib2が流れ始めるまでに、バイパス電流Ib2が流れない期間Taが発生する(図7(e)参照)。しかし、照明負荷11は、電力変換回路1cを用いて商用電源10の力率を改善しており、照明負荷11の入力電流(トライアックQ11のアノード電流)は、ゼロクロス近傍でも十分大きい値になる(図7(c)参照)。したがって、期間Taにおいても、商用電源10の電源ラインに重畳するノイズに対する耐ノイズ性は確保できる。さらに、バイパス電流Ib2を流す期間を短くすることによって、回路損失をより低減できる。なお、図7(a)(b)において、破線は商用電源10の電源電圧を示している。
上述のように、本実施形態では、電源電圧のゼロクロス近傍においてもトライアックQ11のオン状態を維持するためにバイパス電流Ibを生成し、このバイパス電流Ibを用いて制御電源を確保している。さらには、バイパス電流Ibを定電流制御することによって、回路損失を低減している。
なお、本実施形態の照明器具1の調光方式では、スイッチング素子Q1のオン・オフにより光源部1gを調光しているが、光源部1gに流れる電流を可変することにより調光を行う回路構成でも同様の効果を奏することはいうまでもない。
また、光源部1gに用いるLED素子、有機EL素子は、点灯時にノイズが発生しやすく、上述の各動作がより効果的となる。なお、本実施形態では、光源部1gとしてLED素子または有機EL素子を用いているが、これに限定される必要はなく、他の固体発光素子を光源部1gに用いてもよい。
(実施形態2)
本実施形態は、ブリーダ回路12の電流引込部の構成が実施形態1と異なるものであり、図8は、本実施形態の電流引込部12bの構成を示す。なお、他の構成は実施形態1と同様であり、説明は省略する。
本実施形態は、ブリーダ回路12の電流引込部の構成が実施形態1と異なるものであり、図8は、本実施形態の電流引込部12bの構成を示す。なお、他の構成は実施形態1と同様であり、説明は省略する。
ブリーダ回路12の電流引込部12bは、オペアンプOP31と、FET素子Q32と、抵抗R33,R34とを備える。
そして、FET素子Q32、抵抗R33の直列回路が、ダイオードD2,D3の各カソードと整流回路1bの整流出力の低圧側との間に接続している。FET素子Q32のドレインは、ダイオードD2,D3の各カソードに接続し、FET素子Q32のソースは、抵抗R33に接続している。
また、オペアンプOP31の非反転入力は、位相検出回路1dの出力に接続し、オペアンプOP31の反転入力は、FET素子Q32のソースに接続している。そして、オペアンプOP31の出力は、FET素子Q32のゲートに接続している。さらに、オペアンプOP31の非反転入力と整流回路1bの整流出力の低圧側との間には、抵抗R34が接続している。
そして、位相検出回路1dは、照明負荷11に入力される電源電圧の導通角を検出している。具体的に、位相検出回路1dは、位相制御された電源電圧を全波整流した電圧波形(図5(a)参照)が、ダイオードD2,D3を介して入力されており、この電圧波形を、閾値Vt2と比較することによって、導通角に応じたデューティ信号を生成している。デューティ信号は、電源電圧の振幅が閾値Vt2以上の場合、Lレベルとなり、電源電圧の振幅が閾値Vt2未満の場合、Hレベルとなる(図5(b)参照)。
位相検出回路1dは、このデューティ信号を電流引込部12bのオペアンプOP31の非反転入力に印加する。オペアンプOP31は、デューティ信号がHレベルのときに、出力電圧をHレベルとして、FET素子Q32をオンさせる。
すなわち、FET素子Q32は、デューティ信号がHレベルのとき、すなわち位相制御された電源電圧の振幅が閾値Vt2未満のときにオンし、ダイオードD2またはD3、FET素子Q32、抵抗R33を介してバイパス電流Ibが流れる。このバイパス電流Ibは、商用電源10、ブリーダ回路12、調光器2の閉回路を流れる。
オペアンプOP31は、バイパス電流Ibによって発生する抵抗R33の両端電圧と、オペアンプOP31の非反転入力に印加されるデューティ信号のHレベル電圧とが一致するように、FET素子Q32のドレイン電流を定電流制御する。すなわち、電流引込部12bによって、バイパス電流Ibは定電流制御されており、バイパス電流Ibは、必要な保持電流を大幅に上回ることがなく、回路損失の低減に寄与している。
なお、バイパス電流Ibを用いた回路動作は、実施形態1と同様であり、説明は省略する。
(実施形態3)
本実施形態は、ブリーダ回路12の電流引込部の構成が実施形態1と異なるものであり、図9は、本実施形態の電流引込部12cの構成を示す。なお、実施形態1と同様の構成には同一の符号を付して、説明は省略する。
本実施形態は、ブリーダ回路12の電流引込部の構成が実施形態1と異なるものであり、図9は、本実施形態の電流引込部12cの構成を示す。なお、実施形態1と同様の構成には同一の符号を付して、説明は省略する。
まず、実施形態1の電流引込部12aを用いたブリーダ回路12による動作は、図10(a)〜(d)に示される。
電源電圧の振幅が閾値Vt2未満である場合(図10(b)参照)、FET素子Q31のゲートに印加されるデューティ信号はHレベルとなり(図10(d)参照)、FET素子Q31がオンして、バイパス電流Ib1,Ib2が発生する(図10(e)参照)。バイパス電流Ib1は、調光器2の制御電源を確保するための電流である。バイパス電流Ib2は、電源電圧のゼロクロス近傍においてもトライアックQ11のオン状態を維持するための電流である。なお、バイパス電流Ib1が流れている期間をTb1、バイパス電流Ib2が流れている期間をTb2とする。
そして、トライアックQ11のアノード電流(トライアックQ11を流れる電流)は、照明負荷11の入力電流とバイパス電流Ib2との和となる(図10(c)参照)。バイパス電流Ib2が流れている期間Tb2において、トライアックQ11のアノード電流は、耐ノイズ性を向上させるために、トライアックQ11の保持電流Ihを確保できればよい。すなわち、期間Tb2において保持電流Ihを超えて流れるバイパス電流Ib2(図10(c)の斜線部)は本来不要であり、発光素子点灯装置内で発生する損失の要因となる。
そこで、ブリーダ回路12は、期間Tb2においてトライアックQ11を流れる不要なアノード電流を抑制するために、照明負荷11に印加される電圧(電力変換回路1cに入力される電圧)が閾値Vt2より低下してバイパス電流Ib2が流れ始めるとき、バイパス電流Ib2を漸増させる。
さらに、トリガ信号がLレベルからHレベルに切り替わると(図10(a)参照)、トライアックQ11がターンオンする。そして、トライアックQ11がターンオンする時、照明負荷11に印加される電源電圧、トライアックQ11のアノード電流が振動するリンギングが発生する可能性がある(図10(b)(c)中の61,62参照)。主に調光器2が有するインダクタ成分、コンデンサ成分によって共振回路が構成されており、リンギングは、トライアックQ11のターンオン時に起こる共振回路の過渡振動によって発生する。このリンギングは、発光素子点灯装置を構成する各回路素子にかかるストレスや、各回路素子に生じる損失の要因となる。また、リンギングは、発光素子点灯装置の周囲に電波ノイズを放射したり、可聴周波数域での騒音を発生するノイズ源となる可能性もある。
そこで、本実施形態では、トライアックQ11がターンオンするタイミングにおいても、ブリーダ回路12を動作させることによって、商用電源10、トライアックQ11を含む閉回路にインピーダンス成分(ブリーダ回路12)を設ける。すなわち、発光素子点灯装置は、トライアックQ11のターンオン時に、商用電源10、トライアックQ11を含む閉回路にインピーダンス成分を設けることによって、リンギングの発生を抑制できる。また、発光素子点灯装置は、インピーダンス成分としてブリーダ回路12を用いることによって、インピーダンス成分を別途設置する必要がなく、構成の簡略化を図ることができる。
以下、図9に示す本実施形態の発光素子点灯装置について説明する。
まず、ブリーダ回路12の電流引込部12cは、電流引込部12a(図4参照)にコンデンサC21、抵抗R41を付加して構成される。コンデンサC21は、ツェナダイオードZD31に並列接続している。抵抗R41は、位相検出回路1dからFET素子Q31のゲートに至る経路(デューティ信号を出力する経路)において、コンデンサC21およびツェナダイオードZD31の前段に挿入される。
そして、位相検出回路1dが出力するデューティ信号がLレベルからHレベルに切り替わると、抵抗R41を介してコンデンサC21が徐々に充電される。すなわち、FET素子Q31のゲート電圧は、抵抗R41およびコンデンサC21で決まる時定数によって徐々に増大する。そして、FET素子Q31は、ターンオン時に非飽和領域から飽和領域に徐々に移行するので、FET素子Q31のドレイン電流が徐々に増大する。したがって、バイパス電流Ib2は、流れ始めるときに徐々に増大(漸増)した後、振幅の絶対値が一定に制御される(図11(e)参照)。
バイパス電流Ib2が立ち上がり時に徐々に増大することによって、バイパス電流Ib2は、期間Tb2に保持電流Ihを超えて流れる過剰分(図11(c)の斜線部)が低減している。したがって、不要なアノード電流を抑制でき、発光素子点灯装置内で発生する損失を低減させることができる。
また、位相検出回路1dが出力するデューティ信号がHレベルからLレベルに切り替わるタイミングと、トリガ信号がLレベルからHレベルに切り替わるタイミングとは、一致(または略一致)する(図11(a),(c)参照)。そして、デューティ信号がHレベルからLレベルに切り替わると、コンデンサC21の充電電圧は、抵抗R41を介して放電する。すなわち、FET素子Q31のゲート電圧は徐々に低下し、FET素子Q31のドレイン電流が徐々に減少する。したがって、バイパス電流Ib1は、徐々に減少(漸減)し、バイパス電流Ib1が流れている期間Tb1が長くなる(図11(e)参照)。
したがって、トライアックQ11がターンオンするタイミングにおいても、ブリーダ回路12が動作しており、バイパス電流Ib1は、トライアックQ11がターンオンする前後に亘って流れ続けている。そして、トライアックQ11のターンオン時において、商用電源10、トライアックQ11を含む閉回路にブリーダ回路12がインピーダンス成分として存在する。而して、発光素子点灯装置は、トライアックQ11のターンオン時に、照明負荷11に印加される電源電圧、トライアックQ11のアノード電流が振動するリンギングを抑制できる(図11(b)(c)中の63,64参照)。発光素子点灯装置は、リンギングを抑制することによって、各回路素子にかかるストレス、各回路素子に生じる損失、電波ノイズ、可聴周波数域での騒音を低減させることができる。
また、通常、リンギングは徐々に減衰する。したがって、トライアックQ11がターンオンした後のバイパス電流Ib1を徐々に減少させたとしても、リンギングを抑えることが可能であり、不要な損失を低減させることができる。
(実施形態4)
本実施形態において、ブリーダ回路12の構成は図4に示されており、トライアックQ11がターンオンするタイミングにおいてもブリーダ回路12を動作させる。なお、実施形態1と同様の構成には同一の符号を付して、説明は省略する。
本実施形態において、ブリーダ回路12の構成は図4に示されており、トライアックQ11がターンオンするタイミングにおいてもブリーダ回路12を動作させる。なお、実施形態1と同様の構成には同一の符号を付して、説明は省略する。
本実施形態のブリーダ回路12による動作は、図12(a)〜(d)に示される。
トリガ信号がLレベルからHレベルに切り替わると(図12(a)参照)、トライアックQ11がターンオンして、照明負荷11に印加される電圧(電力変換回路1cに入力される電圧)が閾値Vt2以上となる(図12(b)参照)。そして、照明負荷11に印加される電圧が閾値Vt2以上となってから所定時間Tdが経過した後に、位相検出回路1dは、FET素子Q31のゲートに印加する信号(ゲート電圧)をHレベルからLレベルに切り替えて(図12(c)参照)、バイパス電流Ib1を停止させる(図12(d)参照)。すなわち、ブリーダ回路12は、照明負荷11に印加される電圧が閾値Vt2より低い状態から閾値Vt2より高い状態に切り替わってから所定時間Tdが経過した後に、バイパス電流Ib1を停止させており、バイパス電流Ib1が流れている期間Tb1が長くなる。
したがって、トライアックQ11がターンオンするタイミングにおいても、ブリーダ回路12が動作しており、バイパス電流Ib1は、トライアックQ11がターンオンする前後に亘って流れ続けている。そして、トライアックQ11のターンオン時において、商用電源10、トライアックQ11を含む閉回路にブリーダ回路12がインピーダンス成分として存在する。而して、発光素子点灯装置は、トライアックQ11のターンオン時に、照明負荷11に印加される電源電圧、トライアックQ11のアノード電流が振動するリンギングを抑制できる(図12(b)中の65参照)。発光素子点灯装置は、リンギングを抑制することによって、各回路素子にかかるストレス、各回路素子に生じる損失、電波ノイズ、可聴周波数域での騒音を低減させることができる。
また、発光素子点灯装置は、インピーダンス成分としてブリーダ回路12を用いることによって、インピーダンス成分を別途設置する必要がなく、構成の簡略化を図ることができる。
所定時間Tdの時間長さは、バイパス電流Ib1がリンギングの発生期間、またはリンギングが大きな期間をカバーするように設定すればよい。したがって、バイパス電流Ib1が必要な期間のみ継続して流れるので、不要な損失を低減させることができる。
また、図13に示すように、マイクロコンピュータを用いた位相検出回路1hを備えてもよい。この場合、ブリーダ回路12は、電流引込部12dを備える。電流引込部12dでは、FET素子Q31、抵抗R31、抵抗R32の直列回路が、ダイオードD2,D3の各カソードと整流回路1bの整流出力の低圧側との間に接続している。そして、FET素子Q31のゲートは、位相検出回路1hに接続している。そして、位相検出回路1hによるデューティ信号、FET素子Q31のゲート電圧の制御は、マイクロコンピュータがプログラムを実行することによって実現される。
すなわち、上述の発光素子点灯装置13は、自己保持機能を有する双方向スイッチング素子(トライアックQ11)と交流電源(商用電源10)との直列回路に直列接続される。このトライアックQ11は、導通する期間のうち所定期間に亘って、オンするためのトリガ信号を継続して供給される。そして、発光素子点灯装置13は、商用電源10から供給される電力を入力されて発光素子からなる光源部1gに点灯電力を供給する電力変換回路1cを備える。さらに、発光素子点灯装置13は、電力変換回路1cに並列接続されて、商用電源10を供給源とするバイパス電流を生成するブリーダ回路12を備える。そして、ブリーダ回路12は、電力変換回路12に入力される電圧が閾値より低い場合、定電流制御したバイパス電流を生成する。
また、上述の照明器具1は、本発明の発光素子点灯装置13を備えることを特徴とする。
また、上述の照明システムは、発光素子からなる光源部1g、および交流電源(商用電源10)から供給される電力を用いて光源部1gに点灯電力を供給する電力変換回路1cを具備する照明負荷11を備える。さらに照明システムは、電力変換回路1cと交流電源との直列回路に直列接続されて自己保持機能を有する双方向スイッチング素子(トライアックQ11)を備える。さらに照明システムは、トライアックQ11を制御することで商用電源10の交流電圧の導通角を可変とする位相制御を行う調光制御部3と、トライアックQ11に並列接続されて、調光制御部3の制御電源を生成する制御電源部4とを備える。さらに照明システムは、電力変換回路1cに並列接続されて、商用電源10を供給源とするバイパス電流を生成するブリーダ回路12を備える。そして、調光制御部3は、トライアックQ11を導通させる期間のうち所定期間、トライアックQ11をオンさせるトリガ信号を継続して供給する。そして、ブリーダ回路12は、電力変換回路1cに入力される電圧が閾値より低い場合、定電流制御したバイパス電流を生成する。
1 照明器具
2 調光器
3 調光制御部
4 制御電源部
10 商用電源(交流電源)
11 照明負荷
12 ブリーダ回路
13 発光素子点灯装置
Q11 トライアック(双方向スイッチング素子)
2 調光器
3 調光制御部
4 制御電源部
10 商用電源(交流電源)
11 照明負荷
12 ブリーダ回路
13 発光素子点灯装置
Q11 トライアック(双方向スイッチング素子)
Claims (12)
- 自己保持機能を有する双方向スイッチング素子と交流電源との直列回路に直列接続され、前記双方向スイッチング素子は、導通する期間のうち所定期間に亘って、オンするためのトリガ信号を継続して供給される発光素子点灯装置であって、
前記交流電源から供給される電力を入力されて発光素子からなる光源に点灯電力を供給する電力変換回路と、
前記電力変換回路に並列接続されて、前記交流電源を供給源とするバイパス電流を生成するブリーダ回路とを備え、
前記ブリーダ回路は、前記電力変換回路に入力される電圧が閾値より低い場合、定電流制御した前記バイパス電流を生成する
ことを特徴とする発光素子点灯装置。 - 前記ブリーダ回路は、前記トリガ信号が継続して供給される前記所定期間内に、前記バイパス電流の生成を開始することを特徴とする請求項1記載の発光素子点灯装置。
- 前記ブリーダ回路は、前記トリガ信号が継続して供給される前記所定期間が終了した後に、前記バイパス電流の生成を開始することを特徴とする請求項1記載の発光素子点灯装置。
- 前記ブリーダ回路は、前記双方向スイッチング素子がターンオンするタイミングにおいても、前記バイパス電流を生成することを特徴とする請求項1乃至3いずれか記載の発光素子点灯装置。
- 前記ブリーダ回路は、前記電力変換回路に入力される電圧が前記閾値より低い状態から前記閾値より高い状態に切り替わった場合、前記バイパス電流を漸減させることを特徴とする請求項4記載の発光素子点灯装置。
- 前記ブリーダ回路は、前記電力変換回路に入力される電圧が前記閾値より低い状態から前記閾値より高い状態に切り替わってから所定時間が経過した後に、前記バイパス電流を停止させることを特徴とする請求項4または5記載の発光素子点灯装置。
- 前記ブリーダ回路は、前記電力変換回路に入力される電圧が前記閾値より低下して前記バイパス電流が流れ始めるとき、前記バイパス電流を漸増させることを特徴とする請求項4乃至6いずれか記載の発光素子点灯装置。
- 前記電力変換回路は、前記交流電源の力率改善機能を有することを特徴とする請求項7記載の発光素子点灯装置。
- 前記発光素子は、LED素子または有機EL素子であることを特徴とする請求項1乃至8いずれか記載の発光素子点灯装置。
- 請求項1乃至9いずれか記載の発光素子点灯装置を備えることを特徴とする照明器具。
- 前記発光素子点灯装置から点灯電力を供給される発光素子を備えることを特徴とする請求項10記載の照明器具。
- 発光素子からなる光源、および交流電源から供給される電力を用いて前記光源に点灯電力を供給する電力変換回路を具備する照明負荷と、
前記電力変換回路と交流電源との直列回路に直列接続されて自己保持機能を有する双方向スイッチング素子と、
前記双方向スイッチング素子を制御することで前記交流電源の交流電圧の導通角を可変とする位相制御を行う調光制御部と、
前記双方向スイッチング素子に並列接続されて、前記調光制御部の制御電源を生成する制御電源部と、
前記電力変換回路に並列接続されて、前記交流電源を供給源とするバイパス電流を生成するブリーダ回路とを備え、
前記調光制御部は、前記双方向スイッチング素子を導通させる期間のうち所定期間、前記双方向スイッチング素子をオンさせるトリガ信号を継続して供給し、
前記ブリーダ回路は、前記電力変換回路に入力される電圧が閾値より低い場合、定電流制御した前記バイパス電流を生成する
ことを特徴とする照明システム。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2013211179A JP2014112529A (ja) | 2012-11-12 | 2013-10-08 | 発光素子点灯装置、照明器具、および照明システム |
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2012248689 | 2012-11-12 | ||
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Publications (1)
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