JP6640190B2 - 安定回路 - Google Patents

Description

本発明は、通常、調光可能な発光ダイオード（ＬＥＤ）の照明装置などの様々な負荷を駆動する際に用いられるタイプの安定器および電源回路に関する。より具体的には、本発明は、調光処理の最中に起こり得る光のちらつきを抑える手段を有する、有機ＬＥＤ（ＯＬＥＤ）を含むＬＥＤなどの負荷を供給するのに特に適した、安定器およびドライバに関する。

ＬＥＤ照明は、低エネルギー照明を選ぶ際の主要な選択肢となっている。当技術分野でＬＥＤ技術が完全に信頼を確立し、現在のユーザの期待に応えるうえで、ＬＥＤベースの照明システムが調光手段を有し、その調光手段から発信される「命令」または信号に応じて、発光される光の明るさを調整可能であることが大きな強みとなる。そのような手段には、照明システムの経過年数、目的、および構造によりいくかの形態があり、そのうちの一つをとり得る。最も一般的な形態の一つは、位相変調アプローチと呼ばれ、入力ＡＣ電圧に適用される。この処理は、通常「位相カット」と呼ばれる、入力電圧の正の部分と負の部分のサイクルの交番を中断することが含まれる。この中断の度合は「カット角度」として示され、これは、各半サイクルの位相角度であり、この間の入力電圧はゼロとなる。この処理の本質は、安定器（すなわち、ドライバ）に利用可能なＲＭＳ電圧を変調することであり、次に、この安定器が、光源へのＤＣ電源を変調する。したがって、この安定器により、調光スイッチまたは調光スライダから提供される位相カットの度合と光源の発光出力との間の伝達関数が提供される。

位相カットのアプローチを用いる調光制御は、長年使用されており、もとをたどればタンステン電球の制御に使用するために設計されたものである。したがって、ＬＥＤ電球に代わっても、同様な制御が可能な安定器があると好都合である。

ＬＥＤ照明では、光源（半導体接合素子である）は、非常に高い周波数までの電気インパルスの影響を受ける。より具体的には、ＬＥＤから出力される光は、そのＬＥＤ内を流れる電流の影響を直接受けている。したがって、この電気インパルスはＬＥＤ電流の任意の変化であり、それにより、ＬＥＤが影響を受け、光の出力が変化する。つまり、ＬＥＤ電流が変動すると、光の出力も変動する。これが、ＬＥＤのちらつきの基本的要因である。これに加えて、ＬＥＤに供給される電流の変動により、付加的な熱が装置内に発生し得、これにより、装置の耐用年数も短くなる。

ＬＥＤ照明には（家庭用照明および産業用照明から道路照明および看板照明に至るまで）、２つの大きな動作的な弱点があり、現在、これらの弱点が広い範囲の技術採用の前に立ちはだかっている。それは、耐用年数とちらつきである。これらの弱点が両方とも、ＬＥＤの電流リップルに部分的にでも起因することを考慮すると、問題のない、低いレベルのリップルを提供する照明の安定器を開発することが所望される。しかし、後程説明する通り、調光の手段としてＬＥＤに頻繁に適用される低周波数の変調によってもちらつきが発生し得る。

調光可能ＬＥＤ照明の一般的なケースでは、光のちらつきには、２つの大きな要因がある。第１の要因は、ＡＣ線周波数の第２調波における電流または電圧のトーンである。入力電源を全波整流することで（通常ダイオードブリッジを用いて行われる）、この第２調波（ＡＣ線周波数の２倍の周波数で）が発生する。フィルタを通さなければ、この変動（通常周波数範囲１００Ｈｚ〜１２０Ｈｚにおける）により、ＬＥＤ負荷にちらつきが発生する。この厄介な出力をフライバックコンバータなどの絶縁配置（ｉｓｏｌａｔｅｄ ｔｏｐｏｌｏｇｙ）に基づくＬＥＤ照明安定器から除外する最も一般的な方法は、大きな値を有する平滑コンデンサをその安定器の出力部に配置し、このコンデンサとＬＥＤ負荷とを並列に接続することである。全波整流電流が安定器からコンデンサに供給されると、それに応じて、このコンデンサの両端に電圧リップルが発生し、それと同時に、ＬＥＤ負荷によりＤＣ電流が抽出される。その他の全ての条件が同じであれば、この平滑コンデンサの値が高ければ高いほど、第２調波の周波数においてこのコンデンサの両端で発生する電圧リップルが低くなり、それにより、ＬＥＤ負荷内に発生する電流リップルも低くなる。しかし、このアプローチを用いる場合、電気容量のサイズには実用限界が存在する。例えば、先端位相カットを用いる位相カット調光器と併せてＬＥＤ照明の安定器を用いる場合、安定器の出力部の電気容量の値が高くなり、調光器および／または安定器が不安定となる。

ＬＥＤ調光の一般的なケースの発生し得るちらつきの第２の要因は、調光のためにパルス幅変調（ＰＷＭ）を用いることである。このＰＷＭでは、本質的には、時間領域のゲート処理を通して、ＬＥＤ電流のオンとオフ（またはオンとほぼオフ）を切り替え、これにより、オン状態の電流を抜き取る。このような処理では、一般に、ちらつきのメカニズムが誘発され、ＰＷＭ波形の周波数でちらつきが発生する。極端な場合（オフ状態の電流がゼロのとき、）ちらつきの変調の深さ（通常「ちらつきパーセンテージ」と呼ばれる）１００％となる。調査によると、そのようなちらつきに対する観測者の感覚は、ちらつきの周波数に強く影響され、これに伴いＰＷＭの周波数にも強く影響される。様々な要因（その他の光源の存在を含む）により、大多数の人間は、少なくとも１．２５ＫＨｚ以下の周波数、および３ＫＨｚ以下の周波数でのＬＥＤ光のちらつきの結果生じるストロボ効果を感じると結論付けられている。

これらのことを鑑みて、低周波数における光のちらつきを最低限に抑えるために、前述したリップル電流を下げ、調光を行うために光に適用される全てのＰＷＭを少なくとも１．２５ＫＨｚより高い周波数、好ましくは、３ＫＨｚより高い周波数で行うことを徹底すると好都合である。

図１および図２を参照することにより、位相調光可能なＬＥＤ照明安定器内でリップル電流が発生する処理を説明することができる。図１には、調光可能なＬＥＤ照明のスキームが概略的に示されており、このスキームでは、ＡＣ電源電圧Ｖａｃが、位相カット調光器（１）により位相カットされる。ＬＥＤ負荷電流（ＬＥＤ）を参照して一定の電流モードで動作する、ダイオードブリッジ（２）とフライバックコンバータまたは同様の電力変換装置回路（３）を通過した後、全波整流電流は、出力コンデンサ（４）とＬＥＤ負荷（５）の並列の組み合わせに入力される。図２には、前述の並列の組み合わせに入力される電流ｉ（ｔ）とその両端の電圧ｖ（ｔ）の時間領域波形が示されている。この電圧波形は、ＬＥＤ負荷の両端にかけており、次に、このＬＥＤ負荷には、通常、一連の接続したＬＥＤも含まれる。ＬＥＤの低い差動インピーダンス（すなわち、電流と電圧の変化率）を考慮すると、顕著なピーク・トゥ・ピークリップルをこのように含む電圧波形により、そのＬＥＤ／各ＬＥＤ列内に著しい電流リップルが発生することは、比較的簡単に理解することができる。このような電流リップルが、次に、ＬＥＤから発光される光のちらつきも引き起こす。

図１および図２を参照すると、第１の四分円（０°〜９０°）内でカット角度φが大きくなると、電源の各サイクル中に、電力変換装置回路によりコンデンサ（４）に入力される電荷量は少なくなる。したがって、調光の第１の段階（第１の四分円内でφ＝０から特定の位相角度）の間、負荷（５）が受ける電流が一定のままであれば、コンデンサ（４）（図２に太線で示される）の両端のピーク・トゥ・ピーク電圧リップルは増加する。これにより、次に、ＬＥＤ負荷内で大きな電流リップルが引き起こされ（リップルを抑える機構が無ければ）、これに伴って、ちらつきが大きくなる。

これにより、非カット（φ＝０）状態で顕著な電流リップルを示す安定器の場合には、重大な問題が提示される。低い角度でカッティングが行われる際にリップルが大きくなると、負荷でのちらつきが悪化する。最小カット角度が分からない、あるいは、変化しやすい位相カット調光器と併せて従来の安定器を用いた場合に、この兆候が顕著に現れる。調光器の最小カット角度が安定器の全開電流の状態（調光されていない）にマッピングされる、円滑な電流調光プロファイルを提供するために、異なる位相カット調光器を用いる装置間で、調光されていない状態のちらつきが変動することが理想的である。したがって、安定器の調光範囲を調光器の位相カット範囲にマッピングできるようにして、適応性のある調光を容易にするために、少なくとも第１の四分円内のカット角度φの全ての値で電流リップルを抑える、あるいは、十分に抑える機構を安定器が含むことが理想である。

調光を行うために、かつ、ＬＥＤが出力する光はＬＥＤに入力される電流と比例するということを鑑みると、ＬＥＤ負荷内を流れる電流を所与の全てのカット角度に対してうまく規定し、カット角度が大きくなると、前述の電流が下がる（調光する）機構を導入することが望ましい。この機構には、全波整流入力電圧により（したがって、全波整流入力電圧と同じ周波数で）引き起こされるＰＷＭ信号にカット角度が変換されるよう動作する制御回路が含まれ得る。

そのようなスキームは、Ｃｈｕ ｅｔ ａｌ．（特許文献１）により例示され、従来技術では既知である。Ｃｈｕ ｅｔ ａｌ．による明細書では、変調電流制御ユニット（電源変圧器の前方二次巻線と伴に）を用いて、所与の平滑コンデンサのためのリップル電流を下げ、より大きな値の平滑コンデンサの使用を可能にするＬＥＤ電源（または安定器）が開示されている。一方、同様のスキームにより、リップルのパフォーマンスと、それに伴った、ちらつきのパフォーマンスが著しく改善されるが、残ったリップルにより、著しく多くの観察者が感じることのできる顕著なちらつきが依然として発生する。

これらのアプローチの基本的な欠点は、リップルを下げ、それに伴い、ちらつきを抑える、メインの機構としてのコンデンサの平滑効果に、かなりの割合で依存し続けていることである。これは、具体的には、Ｃｈｕ ｅｔ ａｌ．の開示によって、平滑コンデンサの値を大きくすることができるが、その反面、出力容量の高い値を用いる電源が直面する信頼性の問題が残っていることを意味する。さらに、リップルを低くし、ちらつきを抑えるために出力容量を増やすことは、安定器の物理的サイズを大きくすることを意味する。

位相調光器から制御可能電流調光機構に送られる、位相カット情報を変換し、これにより、電流調光の度合がカット角度φと１：１の関係を持つようにするための、より一般的なスキームが、Ｌｙｓ ｅｔ ａｌ．の例示的な実施形態の様態で開示されている（特許文献２）。しかし、こちらでも電源周波数の第２調波での全ての電流リップルの抑制、およびそれに伴うこの第２調波での光のちらつきの抑制は、ＬＥＤ負荷の差動インピーダンスと平滑コンデンサとの並列の組み合わせの動作に大幅に依存している。

特許文献１および特許文献２の両方の第２の限界は、スイッチモード電源から抽出される電流を下げて深い調光を行うと、負荷により要求される電流、および、それに伴う電力が、連続スイッチング（すなわち、非ヒカップ）モードで電源により供給可能な最小電力未満になるポイントに到達するという事実にある。このポイントより高いポイントで調光を試みる場合、電源は、通常、「ヒカップ（しゃっくり）モード」に入り、突発的な電荷（コンデンサを充電状態に保つのに十分な）を出力コンデンサに供給し、これにより、パルスのように変動する開回路の出力電圧を維持する。電源がかなり深く調整されてヒカップモードを引き起こした場合、このパルス状の電圧が負荷（ＬＥＤまたはＬＥＤの集合を少なくとも部分的に含む）の両端にかかり、それにより、ヒカップの繰り返し周波数において光のちらつきが発生する。したがって、ヒカップモードに突入する電源の出力により、通常動作時の最小出力が規定され、これに伴い、電源を組み込んだ照明安定器全体の最大調光深度も規定される。

ほとんどの調光可能スイッチモードのＬＥＤ照明安定器が抱えている限界は、出力電流（および、これに伴う出力電源）が調整されると、そのポイント（例えば、非調整値よりも１０パーセンテージを超えて低いポイント）より下がれば電源の効率が著しく低下するというポイントが現れるという事実にある。これは、入力整流器から得られた振動性の電源は、ＬＥＤ負荷に供給される出力電源と比例して低くならないことを意味する。これにより、次に、安定器の出力コンデンサの両端の電圧リップルのパーセンテージが上がり、それに伴って、ＬＥＤ負荷の電流リップルのパーセンテージも上昇する。これが、ＬＥＤ負荷の光のちらつきのパーセンテージの上昇に反映される。さらに、調光中に効率がこのように低下することにより、入力電源が出力電源と比例して低下しなくなり、それにより、調光の効果に影響を及ぼす。したがって、調光処理全体に渡ってより十分に効率を維持する手段を導入することにより、調光中に入力電源が確実に著しく低下し、それにより、調光の結果として節約されるエネルギーが増える。

米国特許第８，１９３，７３８号明細書 米国特許第７，０３８，３９９号明細書 国際公開第２０１３／００５００２号パンフレット

したがって、当技術分野では、光のちらつきを抑えるという点と、ＬＥＤの耐用年数を最大にするという点の両方から、調光を開始するために、後で位相カットＡＣ入力を行うＬＥＤの安定器から発生する電流リップルをより著しく（好ましくは、約２％のピーク・トゥ・ピーク以下のレベルまで）下げる必要性が存在する。また、ＬＥＤ照明の省エネの可能性を最大限にするために、このようなちらつきが小さい安定器の調光範囲を、広くしなければならない（好ましくは、全開電流から全開電流の０．１％未満まで）。さらに、理想的には、電流リップルは、調光範囲全体に渡って２％のピーク・トゥ・ピーク未満に抑えるべきである。

本発明の第１の様態に従うと、整流ＡＣの入力を駆動電流の出力に変換する安定器が提供される。この安定器は、
コンデンサを充電するよう構成される主要スイッチモードコンバータであって、コンバータの通常スイッチモードの動作を中断する中断手段、およびその内部パルス幅変調のパラメータを制御する手段を有するコンバータと、
使用中、負荷と直列に接続する電流調整器であって、この調整器と負荷がコンデンサと並列に接続する電流調整器と、
駆動電流の出力に適用される電力変調の所望の度合を決定する手段と、
電流調整器の両端の電圧を監視するよう構成されるモニタリングシステムと、
中断手段にフィードバック信号を供給する中断フィードバック手段あって、電流調整器の両端で監視される電圧に基づいて、主要スイッチモードコンバータを中断させるよう構成される中断フィードバック手段と、を含み、駆動電流の出力に適用される変調の度合が所与の閾値に達すると、主要スイッチモードコンバータを中断させるよう中断フィードバック信号が構成される、安定器である。

有限値を有するコンデンサに接続するそのようなコンバータの物理的限界により、上記に記載した通り、整流ＡＣ信号（位相カットかどうかに関わらず）により供給されるスイッチモードコンバータには、整流ＡＣ信号の周波数で、その出力電圧にリップルが生じることは当業者にはよく理解されよう。したがって、本発明の実施形態では、パルス幅変調回路（通常は数十ｋＨｚ以上の周波数で動作する）のデューティサイクルなどのコンバータの様態を制御するよう構成されるフィードバック機構が提供され、このフィードバック機構により、リップルサイクルに対する出力電圧が円滑になる。

しかし、本発明の実施形態により調光レベルでの位相カット調光の動作を行うことが可能な安定器が提供されるが、従来技術のシステムでは、コンバータの効率が著しく低下するため、ＬＥＤに供給される出力電流に大量リップルが導入される。これらの従来技術のシステムとは対照的に、本発明では、ＬＥＤ負荷と直列接続して動作可能な電流調整器の両端の電圧を監視し、必要に応じて、コンバータに、制御ヒカップ動作を意図的に導入し、この調整器の両端に最大電圧と最小電圧がかけらたことを検知すると、フィードバックループにより制御ヒカップを切り替えることができる。

本発明の実施形態により、多くの住宅用建物や商業用建物で用いられている照明スイッチ器具内に存在する典型的な位相カット調光スイッチと互換性がある安定器が提供される。したがって、本発明の特定の実施形態を組み込んだＬＥＤ照明ユニットは、調光スイッチを改良することなく、それらの建物の中でそれらの既存の電気設備と共に使用できる。

本発明の実施形態には、制御信号生成回路または制御信号生成システムが組み込まれ得、これらは、整流ＡＣ信号を監視し、それ自体に適用される変調の度合の測定値を含む出力を提供するよう構成されるモニタ回路を含む。この制御信号生成回路は、それ自体に適用される位相カットまたはその他の変調に続くＡＣ信号の出力に関連する電圧または電流のどちらかの出力信号を生成するよう構成され得る。出力電圧が提供されると都合が良い。この出力電圧を用いて、高周波数のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号のデューティサイクルを制御することができ、次に、この制御により、電流調整器により調整される電流のオン・オフ変調が行われ、それにより、ＬＥＤ負荷内を流れる時間平均電流を調整することができる。

好都合なことに、パルス幅変調の周波数は、その周波数での光のちらつきが人間の目では、通常、直接感じることができない、あるいは、ストロボスコープを通しても感じることはできないくらい十分に高い。好都合にも、ＰＷＭ信号の周波数は、約１ＫＨｚより高く、より好ましくは、約１．２５ＫＨｚ、２ＫＨｚ、または３ＫＨｚよりも高い。

特定の実施形態では、上記のスイッチング信号を介して動作する代わりに、アナログ信号により制御される電流調整器を組み込むことができる。したがって、そのような電流調整器は、好適な電圧または電流をかけることにより、それに応じて調整器の電流を変調する入力部を有し得る。これらの実施形態では、ＡＣ信号の電力と何らかの形で関連する電圧または電流を調整器に提供する制御信号生成回路を備えることができる（例えば、それ自体に適用される位相カットの度合）。

特定の実施形態では、制御信号を用いて電流調整器を直接制御することができるが、その他の実施形態では、電流調整器と直列に接続するスイッチまたは線形制御装置を制御するよう構成され得る。

制御信号生成回路は、任意の好適な手段でＡＣ信号の位相カットの度合を測定するよう構成され得る。

好ましい制御信号生成回路は、ＡＣ信号（位相カット器などにより変調された）から入力を得、決まった抵抗負荷を供給するよう構成される補助のスイッチモードコンバータを含む。この抵抗負荷の両端の電圧をアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）などの任意の好適な手段で監視することができる。この電圧を用いて上記のように電流調整器を制御することができる。

あるいは、ＡＣ信号（位相カット器などにより変調された）を直接監視し（好適なレベルシフト回路または計数回路を介して）、ＡＣ信号の平均レベルに基づいて制御信号を生成するよう、制御信号生成回路を構成することができる。例えば、ＡＣ信号をサンプリングして、その平均値を計算し、それに応じて制御信号を生成するよう、ＡＤＣを構成することができる。

あるいは、ＡＣ信号（位相カット器などにより変調された）を直接監視し（好適なレベルシフト回路または計数回路を介して）、ＡＣ電圧がゼロと等しくなる時間間隔に基づいて制御信号を生成するよう、制御信号生成回路を構成することができる。例えば、ＡＣ信号をサンプリングして、ゼロのＡＣ電圧の時間間隔を計算し、それに応じて制御信号を生成するよう、ＡＤＣを構成することができる。

制御信号生成回路を直接監視するアプローチは、構成要素の数を減らす上で有益であるが、制御信号生成回路をＡＣ信号から大幅に絶縁することが必要な場合、補助フライバックコンバータを用いると都合が良いことは当業者なら理解されよう。

あるいは、本発明の実施形態では、電力変調をされていない整流ＡＣ信号を入力として用いるよう構成され得、別の変調入力が提供される。この別の変調入力には、最小値と最大値の間で変化する信号が含まれ得、最小はＬＥＤ負荷に最大調光が必要なことを示し、最大はＬＥＤ負荷に調光が必要ないことを示す。

このような実施形態では、好適な変調信号（他の実施形態に関して記載されたＰＷＭ信号などの）を提供するよう構成される制御信号生成システムが用いられ得、この変調入力のレベルによってデューティサイクルＤが変動する。

この変調入力には、例えば、０Ｖ〜１０Ｖの間、または値の好適な任意の別の範囲で変化するＤＣ電圧が含まれ得る。

中断手段には、主要スイッチモードコンバータの通常動作を中断するよう動作するゲート、スイッチ、またはその他の構成要素が含まれ得る。後程より詳細に説明するが、ゲート、スイッチなどは、ハードウェア内で実装され得（トランジスタ、またはその他のスイッチと共に）、あるいは、ソフトウェア内で構成され得、例えば、ＰＷＭ信号の入力を一時的に中止する命令を含み得る。同様に、中断フィードバック手段には、配線またはその他の電気接続などのハードウェアのフィードバックループ、あるいは同様の機能を提供するソフトウェア内の命令が含まれ得る。

説明を容易にするために図３（ａ）を参照すると（これには限定されない）、調光されていなくても、所与の電流でのＬＥＤ負荷（３０９）の両端のＤＣ電圧は、温度と負荷のサイズ（例えば、直列に接続されたＬＥＤの数）の両方によって変化することは当業者には理解されよう。

したがって、そのようなＬＥＤ負荷と定電流調整器との直列接続した組み合わせの両端にかかるＤＣ電圧が一定であれば、この定電流調整器の両端の電圧は、温度および／またはＬＥＤ負荷サイズにより変動する。このため、補正が行われなければ、本発明の配置により、安定器全体において性能の劣化が引き起こされる。具体的には、ウォームアップ中、電圧降下が、負荷内の各ＬＥＤの両端でケルビン毎に数ｍＶ減少する。

したがって、ＬＥＤ負荷と電流調整器の直列接続の組み合わせの両端の総電圧が一定に保持されると、電流調整器の両端の電圧は上昇する。これにより、次に、この調整器内のワット損が増加し、よって安定器の全体の効率が低下する。

同様に、調光を行っている間に、各電源サイクル中に電流調整器（３１０）とＬＥＤ負荷（３０９）の組み合わせにより出力コンデンサ（３０７）から抽出される電荷と、各電源サイクル中にフライバックコンバータ（３０４）により、そのコンデンサに供給される電荷と間の釣り合いが取れなくなると、コンデンサ（３０７）の両端の平均電圧とピーク・トゥ・ピーク電圧リップルの両方でばらつきが引き起こされる。例えば、負荷より要求されるサイクル毎の電荷が、フライバックコンバータに供給されるサイクル毎の電荷よりも急速に減少すれば、コンデンサ（３０７）の両端の平均電圧は上昇し、コンデンサ（３０７）の両端のピーク・トゥ・ピーク電圧リップルは下降する。したがって、このような環境において、負荷内の電流リップルが下降しても、安定器全体の効率は同様に低下する。これとは反対に、負荷により要求されるサイクル毎の電荷が、フライバックコンバータ（３０４）により供給されるサイクル毎の電荷よりも遅れて減少すると、コンデンサ（３０７）の両端の電圧リップルが上昇する。これにより、次に、調整器（３１０）の両端の電圧リップルが上昇し、これに伴って、ＬＥＤ負荷（３０９）内の電流リップルも上昇する。これにより、次に、このＬＥＤ負荷により発光される光のちらつきも大きくなる。

効率とちらつきの両方に関連するこれらの理由により、本発明のＬＥＤ安定器中で用いられる電流調整器の両端でほぼ一定の平均電圧を維持すると有益である。このことは、浅いモードのフィードバックループを用いることにより実現される。

電流調整器の両端の電圧が変化すると、主要スイッチモードコンバータがフィードバック信号を送信して、スイッチング周波数またはその出力上のＰＷＭ信号のデューティサイクルのうちの少なくとも一方を変更する。フィードバック配列の特性として、測定される電圧が下がると、出力コンデンサに入力される電源サイクル毎の電荷が増加しやすく（フライバックコンバータ（３０４）のＰＷＭスイッチングパラメータを変更することにより）、これにより、測定される電圧が上昇しやすく、ループの均衡が取れる。この手段により、調光の最初の段階では、整流ＡＣ信号の周波数で発生するちらつきを実質的に抑えることができる。

しかし、このような制御ループの特性にもかかわらず、従来技術の構成で特定の限界を超える調光の度合を要求することにより、ＬＥＤ負荷内で発生するちらつきのレベルが上がってしまうことは本発明の発明者により判明している。著しい度合の調光が要求されると、コンバータへのフィードバック信号により、コンバータのＰＷＭスイッチングパラメータ（デューティサイクルなど）が、コンバータの効率が顕著に落ちやすい度合に変更されやすい。調光中このように電源効率が下がることにより、出力コンデンサの両端の電圧リップルとコンデンサの両端のＤＣ電圧との間の割合の上昇が引き起こされることは当技術分野では既知である。これにより、次に、ＬＥＤ負荷内の電流リップルが上昇し（ＬＥＤ負荷のＤＣ電流のパーセンテージとして）、この割合の上昇に伴って、調光が深くなる。電源の２倍の周波数において発生するＬＥＤ電流リップルのこのような相対的な増加は、深い調光中の１００Ｈｚ〜１２０ＨｚにおけるＬＥＤのちらつきのパーセンテージを上げる主な要因となる。また、調光中の効率の低下は、出力電源が低下すると入力電源が低下する程度を制限する。

しかし、本発明の実施形態では、中断フィードバックループは、安定器がこの低い効率の状態に入り過ぎることのないように構成される。制御信号生成回路により要求される調光信号のＰＷＭデューティサイクルが、所定のレベル（５０％〜１０％の間、好ましくは約３０％などの）に低下すると、第２の制御ループ（中断フィードバックループとして機能する）により、定電流調整器の両端の電圧が所定のレベルに上昇し得る。このレベルに達すると、この第２の制御ループは、メイン電力変換装置に中断信号を送り、変換装置内のスイッチモード制御装置を中断させて、コンデンサ充電処理を中断させる。これにより、負荷の両端の電圧が下がり、それに伴って、電流調整器の両端の電圧も下がる。電流調整器の両端の電圧が低い方の所定の値に低下すると、中断制御ループにより、この中断信号が取り除かれ、これにより、変換装置の通常スイッチング動作が再開される。この動作は、制御ヒカップモードとして、本明細書で知られている。調光の著しい度合が依然として要求される場合、必要に応じて、制御されたヒカップ処理を再開する。

このような制御ヒカップモード中、電流調整器の両端の時間平均電圧が上昇し、電流調整器の効率の低下が引き起こされる。しかし、スイッチモードの電源の効率の低下は著しくなく、したがって出力コンデンサの両端の電圧リップルのパーセンテージも著しく増加しない。したがって、整流ＡＣ信号の周波数でのＬＥＤ負荷内の電流リップルのパーセンテージも著しく増加しない。この処理中、ヒカッピングの周波数での負荷を通した電流リップルは、電流調整器の差動インピーダンスにより制限されるため、調整器は相対的に高い差動インピーダンスを有することが好ましい（本明細書で議論される通り）。

制御ループまたは複数の制御ループ内で動作するスイッチモード電力変換装置は、スイッチング波形を変換装置内のスイッチング素子に提供し、これにより、このスイッチング波形の周波数および／またはデューティサイクルは、制御ループを介して変換装置に提供される信号に対応することは当業者には理解されよう。制御ループ信号によりスイッチング波形のパラメータが制御される方式は、スイッチモード電力変換装置内に通常駐在するソフトウェアにより決定される。本発明のいくつかの実施形態のケースでは、スイッチングパラメータを変更するために、あるいは、主要スイッチモードコンバータのスイッチング動作を中断するために、パラメータに応じて第１の制御ループ信号および第２の制御ループ信号が変化するが、いくつかの実施形態では、このパラメータは、代わりにマイクロ制御装置などの別の回路により取り込まれる。したがって、ハードウェアのフィードバックループを介したマイクロ制御装置による制御の元で主要スイッチモードコンバータを用いる代わりに、マイクロ制御装置内にスイッチモードコンバータのソフトウェアをインストールする。したがって、図３（ａ）に示されるハードウェアのフィードバックループは、スイッチモードコンバータ（３０４）内のスイッチモード制御装置にフィードバック信号を送信する代りに、このような制御スキームを用いて、浅い調光中に調整器（３１０）にかけられる電圧により決定されるスイッチングパラメータと伴にＰＷＭのスイッチング波形を（３０４）内のスイッチング素子に送信し、このＰＷＭスイッチング波形は、前述の電圧の変化に応じて、深い調光中に、中断されたり、再起動されたりする。したがって、マイクロ制御装置内に駐在するソフトウェアによりＰＷＭのスイッチング波形の中断が行われる本発明の実施形態では、対応する中断フィードバック信号は、前述のソフトウェア内のソフトウェアフィードバックにより搬送される論理信号の形態をとる。そのような中断が発生する環境、およびそのような中断が開放され、それにより、ＰＷＭのスイッチング波形を再起動する環境は、本明細書で上記に説明したものと同じになる。

本発明の特定の実施形態で用いるのに好適な電流調整器は、特許文献３として公開されている国際特許出願で開示されており、この全内容は（特に、その図６とそれに関連した説明）参照することにより、本明細書に組み込まれる。

したがって、本発明の実施形態では、電源電圧により誘導されるちらつきうまく制御し、同時に、高い度合までの調光レベルを生成する手段を提供する。主要スイッチモードコンバータへのフィードバック信号により、整流ＡＣの周波数でその出力に発生する電圧リップルにより他の方法では発生するちらつきが制御されるが、本明細書で開示される通り、十分に高いＰＷＭ調光の周波数（例えば、１ＫＨｚより高い、より好ましくは、１．２５ｋＨｚ、２ｋＨｚ、または３ｋＨｚより高い）を用いることにより、一般に、大多数の人にとって、直接、あるいはストロボスコープまたは同様の効果を介して、ちらつきを感知できなくすることができる。

主要スイッチモードコンバータの動作周波数が、数十ＫＨｚより高いため（上記に記載した通り）、これらの周波数おいて負荷内で引き起こされるどのリップルもちらつきとして知覚できないことは当業者なら理解されよう。

上記に説明した通り、いくつかの実施形態では、制御信号生成手段により生成される制御信号は、任意の位相カットまたは同様の電力変調手段に続いて現れるＡＣ信号により、出力コンデンサ／負荷の組み合わせに供給される電源サイクル毎の電荷に関連する。したがって、本発明の実施形態では、電力変調が行われていないときは（例えば、位相カットが行われていないとき）、最大の制御信号が生成され、完全な変調が行われているとき（例えば、１７９度の位相カットが行われているとき）最小の制御信号が生成される。このように、そのような実施形態によるシステムでは、制御信号とＡＣ信号に適用される変調との間のマッピングが提供でき、したがって、完全な調光範囲と変調の度合とを一致させることができる。しかし、いくつかの位相カット式調光器のスイッチは、実行可能な位相カットの最小の度合と最大の度合の両方または片方に対して限界を有することが知られている。このような限界は、極めて重要であり得る。

したがって、本発明の実施形態は、好都合にも、変調ＡＣ信号からの検知される電力の変化に従って生成される制御信号を適用する手段を含み得る。したがって，本発明の実施形態は、ＡＣ信号の変調の度合と負荷に供給される電流との間のマッピング関数を適応的に修正する手段を組み込み得る。好都合にも、マイクロ制御装置、または同様のコンピュータ装置を使用して、このマッピングを制御することができる。

なお、好ましい実施形態では、制御信号生成システムは、例えば、浅い調光が必要なときだけでなく、必要な変調範囲全体に渡って浅いフィードバック信号を主要スイッチモードコンバータに提供するよう構成されていることに留意されたい。そのような実施形態では、中断フィードバックが動作可能になる時点でスイッチモードコンバータに送信されているフィードバック信号は、中断フィードバック信号が動作可能の間、一定となる。したがって、これは、中断と中断との間の時間内に、中断フィードバック信号が動作可能な間は、現在のスイッチモードのパラメータを維持するようスイッチモードコンバータに命令している。これらの実施形態では、中断フィードバック回路により中断フィードバック信号が生成されているときでも、フィードバック信号は動作可能である。これにもかかわらず、本発明のいくつかの実施形態では、中断フィードバックループだけを組み込むことができるが、これでは照明システムに特に円滑な調光が提供されないため、好ましい実施形態ではない。

上記の説明から、好ましい本発明の実施形態では、２つの電源フィードバックループを用いることは明らかである。第１の浅い調光のフィードバックループは、主要スイッチモードコンバータのスイッチモードのパラメータを制御し、第２の中断フィードバックループは、電流調整器の両端で測定される電圧または同等の信号などの信号により決定される時間の間、主要スイッチモードコンバータのスイッチング動作をシャットダウンする。

別の様態では、本発明は、ＬＥＤ負荷を駆動するために好適な安定器であって、主要スイッチモードコンバータ、入力ＡＣ供給上の位相カットなどの変調を測定する手段、負荷と直列に配置可能な電流調整器、および測定される変調レベルに基づいてスイッチモード制御装置の動作を制御するフィードバック制御装置を含み、このフィードバック制御装置が、検知される変調レベルにより、安定器が所望の効率よりも低い効率で動作する場合に、または電流調整器の両端の電圧レベルが所定の閾値を超える場合に、スイッチモードコンバータの通常スイッチングを中断するよう構成される、安定器であるとみてよい。

本発明のさらに別の様態に従うと、電気負荷を制御する方法が提供され、この方法には、
ａ）スイッチモードコンバータを提供し、コンデンサを充電するようこのコンバータを構成するステップと、
ｂ）この負荷を電流調整器と直列に構成し、コンデンサの両端にこの直列の構成を接続するステップと、
ｃ）電流調整器の両端の電圧レベル、または負荷の両端の電圧レベルを定期的に監視するステップと、
ｄ）ステップ（ｃ）で監視されるレベルにより、調整器の両端の電圧が所定の最大レベルより高いことが示される場合、スイッチモードコンバータの動作を中断するステップであって、この中断には、このコンバータが、このコンデンサを充電しないようにすることが含まれる、ステップと、
ｅ）ステップ（ｃ）で監視されるレベルにより、調整器の両端の電圧が所定の最小レベルより低いことが示される場合、スイッチモードコンバータの中断を取り除くステップと、が含まれ、
電流調整器が所定の最小値より高い差動インピーダンスを維持できるよう、この最小レベルと最大レベルが選択される。

本発明のさらに別の様態に従うと、添付されている請求項のいずれかに記載されているタイプの安定器を組み込んだ照明装置が提供される。

この照明装置は、発光ダイオードの配列も含み得る。

本発明の一様態の特徴は、すべての好適な組み合わせで、本発明の他の様態に適用可能である。特に、方法の様態は装置の様態に適用可能であり、その逆も同様である。また、適切な場合、ハードウェアで実装される特徴を、ソフトウェアで実装してもよく、その逆も同様である。

次に以下の図面を参照して、本発明の実施形態を単なる例としてより詳細に説明する。

図１は、ＡＣ（例えば、電源）電圧によりＬＥＤ照明ユニットを駆動する電力変換回路を示す概略ブロック図である。 図２は、図１の回路の一部に関連する電圧波形を示すグラフである。 図３（ａ）は、本発明の第１の実施形態を示すブロック図である。 図３（ｂ）は、図３（ａ）に示される実施形態に関する交互スイッチング装置を示すブロック図である。 図４（ａ）は、それらの機能がハードウェアとソフトウェアにそれぞれ実施される、本発明の実施形態の回路素子をより詳細に示す図である。 図４（ｂ）は、それらの機能がハードウェアとソフトウェアにそれぞれ実施される、本発明の実施形態の回路素子をより詳細に示す図である。 図５は、本発明のいくつかの実施形態で使用するのに適した電流調整器を示す概略回路図である。

図３（ａ）には、本発明の実施形態に従った、調光可能なＬＥＤ照明の安定器の機能ブロック図が示されており、この安定器は、いくつかの変調の形態（位相カットなど）を有するＡＣ電源で動作し、この位相カットは、先端位相カット器または後端位相カット器のどちらかを用いることで実現可能である。先端位相カット器の動作は、図２の入力電圧波形で示されており、ＡＣ入力電圧の各半サイクルが、低い位相角度端から切り離されている、すなわち、切り取られている。後端位相カット器の場合は、ＡＣ電圧波形の各半サイクルは、高い位相角度端から切り取られている。下記の要約の全体に渡って、先端位相カット器の使用を参照して、図３の機能ブロック図に基づく安定器の動作を説明する。しかし、同じ発明の後端調光安定器の場合、一連の同等の動作条件および全体の動作アルゴリズムが存在することは当業者には明らかであろう。

図３（ａ）を参照すると、入力ＡＣ供給電圧（３０１）が、位相カット調光器（３０２）を介して全波整流器（３０３）に供給される。次いで、全波整流電圧が全波整流器から、２つのフライバックコンバータ（３０４）および（３０５）に提供される。主流フライバックコンバータ（３０４）が、スイッチモード変換電流を平滑コンデンサ（３０７）と電流調整負荷（３０８）の並列の組み合わせを含む負荷（３０６）に供給し、この電流調整負荷（３０８）が、ＬＥＤ負荷（３０９）と、このＬＥＤ負荷に直列に接続する調光可能なＤＣ電流（すなわち、駆動電流）調整器（３１０）を含む。この主流コンバータ（３０４）は、通常の条件のもと、数十ＫＨｚ以上のスイッチモード周波数で動作し、この周波数で負荷の両端に発生するリップルはどれも、目に見えるちらつきには関係ない。

補助フライバックコンバータ（３０５）は、スイッチモードに変換された充電電流を、第２のコンデンサ（３１１）、固定抵抗負荷（図示せず）、およびバッファリングするための電圧フォロア（３１２）の並列の組み合わせに供給する。このコンバータが固定抵抗負荷に電力を供給し、この負荷の両端の電圧が、この電力に関連し、それに伴って、ＡＣ信号に適用される位相カットの度合にも関連する。したがって、調光スイッチを調整するユーザに要求されれば、この電圧が、調光の度合の目安としても機能する。

次いで、アナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）の入力を用いて、電圧フォロアによりバッファリングされる抵抗負荷の両端の電圧を測定するよう構成されるマイクロ制御装置（３１３）に、この電圧フォロア（３１２）からのＤＣ電圧出力が供給される。次いで、マイクロ制御装置（３１３）は、測定される電圧に応じたデューティサイクルＤを有する出力ＰＷＭ波形（３１４）を電流調整器（３１０）のスイッチすなわち調光制御入力に供給するよう構成され、直接または間接的に知覚可能なちらつきがＬＥＤ負荷（３０９）内で生成されることを避けるために、このＰＷＭ波形の周波数は十分に高い。本発明の実施形態では、マイクロ制御装置が、ＰＷＭ波形のデューティサイクルＤとマイクロ制御装置に供給される制御電圧Ｖ_ｃｎｔｌとの間の１：１の伝達関数Ｄ（Ｖ_ｃｎｔｌ）を提供する。

マイクロ制御装置（３１３）は、ＬＥＤ負荷と電流調整器との間のポイントにも接続し、ＡＤＣ入力を再び用いて、そのポイントの両端の電圧も測定するよう構成される。この電圧により、電流調整器の両端のＤＣ電圧の目安が提供される。

マイクロ制御装置からの１つ以上の出力（３１７）が、主要スイッチモードコンバータに戻され、これらの出力が、フィードバック絶縁およびレベルシフト手段（３１５）を介して、１つ以上のフィードバック信号として機能して、主流コンバータの出力を制御するが、これに関しては、後程より詳細に説明する。

電流調整器は、任意の好適な手段により、変調可能（すなわち、調光可能）である。図３（ｂ）には、本発明の実施形態で電流調整器がどのように変調され得るかがより詳細に示されている。図３（ａ）の実施形態では、電流調整器を調整するためのこのような手段を用いることができ、かつ、当業者には明らかなように、本明細書に記載される他の実施形態でもこの手段を用いることができる。図３（ａ）に関して記載されるものと同様のＬＥＤ負荷（３０９）が、電流調整器（３１０）と直列に接続されて示される。負荷（３０９）と調整器（３１０）との間には、ＭＯＳＦＥＴスイッチ（３１６）が配置される。このスイッチは、マイクロ制御装置（３１３）からのゲート接続上に入力部を有し、マイクロ制御装置が、そのＰＷＭ出力をゲート入力部に供給する。このＭＯＳＦＥＴスイッチは、ＰＷＭ波形がオン状態の場合は、電流調整器（３１０）とＬＥＤ負荷（３０９）との間の直接接続を提供するために用いられ、かつ、ＰＷＭ波形がオフ状態の場合は、ＬＥＤ負荷と電流調整器を電気的に切り離すために用いられる。

図３（ａ）および図３（ｂ）を参照すると、動作中、ＰＷＭ波形が各オン状態の間（すなわち、マイクロ制御装置のスイッチ（図３（ｂ）の３１６）にスイッチオンにされたとき）、マイクロ制御装置も電圧フィードバック信号を主流コンバータに送信し、電流調整器（３１０）の両端で測定される電圧を（３０４）、（３１３）、および（３１５）を含む制御ループにより提供される精度内で一定に保つようにスイッチング動作を制御する。

信号マイクロ制御装置からコンバータ（３０４）へ送信されるフィードバック信号には、光アイソレータ（３１５）を用いて、安定器の高い電圧入力側と低い電圧出力側との間をさらに絶縁するための絶縁が設けられている。

補助フライバックコンバータ（３０５）と電圧フォロア（３１２）の動作により、制御電圧Ｖ_ｃｎｔｌと位相カット角度φとの間に１：１の伝達関数Ｖ_ｃｎｔｌ（φ）も提供される。その結果、要素（３０５）、（３１０）、（３１１）、（３１２）、および（３１３）の動作の組合せにより、ＰＷＭ電流の調光波形のデューティサイクルＤと位相カット角度φとの間に１：１の伝達関数Ｄ（φ）が提供される。したがって、この実施形態で実装されるスキームにより、調光プロファイルＤ（φ）の解像度において著しく大きな自由度が提供される。この自由度を２つの方法で利用することができる。第１に、調光関数Ｄ（φ）は、線形関数、幾何学関数、またはその２つの組み合わせでよい。第２に（後程実証するが）、このようなマッピング関数は、調光可能な電流調整器（３１０）の利用可能な電流調整範囲を位相カット調光器（３０２）の位相カット角度の範囲にマッピングするように、マイクロ制御装置（３１３）の動作を通して適用可能である。

後程説明するが、調光可能な電流調整器（３１０）は、高い差動インピーダンスを示すタイプであることが好ましく、それにより、ＬＥＤ負荷内の電流リップルを抑えることができる。平滑コンデンサ（３０７）の両端の電圧リップル、または本発明の特徴（すなわち、制御ヒカップモード）によるＬＥＤ安定器内の電圧リップルのどちらかにより、このような電流リップルが発生し得、調光動作中にフライバックコンバータ（３０４）によりパルス状に電荷がコンデンサ（３０７）に入力されることにより、コンデンサ（３０７）の両端の電圧が最大値と最小値との間で変化し得、フライバックコンバータ（３０４）の動作は、調光可能な調整器（３１０）の両端の電圧のＰＷＭ調光波形の各オン状態中の測定値に応じマイクロ制御装置（３１３）により制御される。本発明の実施形態の安定器ではこのような制御ヒカップモードが、電源効率の低下による影響（ほとんどのＬＥＤ安定器が経験する）、および前述した通り深い調光動作中にそれに伴って増加するＬＥＤのちらつきを抑えるために用いられる。

図３（ａ）の補助のコンバータの構成は、調光スイッチにより整流ＡＣ信号に適用される変調の度合に関連する制御電圧を生成するために用いられる。様々な方法で制御電圧を生成する本発明の実施形態が提供され得る。したがって、本発明の実施形態では、図３（ａ）で示される構成が含まれるが、補助制御装置と電圧フォロアに代わり、好適なスケーリング後変調された整流ＡＣ信号をデジタル化するデジタイザが用いられる。このデジタイザは、所望の光調光の量子化レベルに依存する精度で変調ＡＣ信号のＲＭＳ電圧を測定するその後の処理を行うのに十分な割合でＡＣ信号をサンプリングするよう構成される。次いで、このＲＭＳ電圧レベルを用いて、前の通りに電流調整器を制御するＰＷＭ信号を生成する。

ＡＣ信号に適用される変調の度合（例えば、位相カットの度合）を判定する方法が他にも存在し、本発明の趣旨および範囲を逸脱することなく用いることができることは当業者なら理解されよう。

以下に、フライバックコンバータのフィードバック制御および調光時の制御ヒカップモードのフィードバック制御についてさらに詳細に説明する。

図４（ａ）および図４（ｂ）には、本発明の一連の実施形態に関連する回路の概略図が示されている。この実施形態は図３（ａ）の実施形態と機能的に類似し、図３（ａ）と図４（ａ）の両方に共通の種々の要素の動作は、通常、同様の性質を有するが、図４（ｂ）の実施形態のいくつかの機能は、ハードウェアではなくソフトウェアで実施される点で異なる。後程説明する通り、一連の実施形態の部材は、伝達関数（調光プロファイル）Ｄ（φ）の特性により異なる。

図４（ａ）には、メインフライバックコンバータ（４０３）、補助フライバックコンバータ（４０５）、電流調整器（４１０）、ＬＥＤ負荷（４０９）、およびマイクロ制御装置（４１３）の主な構成要素を含む安定器が示されている。これらの構成要素は、図３（ａ）に示される実施形態の対応する構成要素と同様に構成される。このマイクロ制御装置（４１３）は、補助フライバックコンバータの出力から電圧フォロアのバッファー回路（４２０）を介してアナログ入力Ｖ_ｃｎｔｌ（φ）を受けとり、かつ、電流調整器（４１０）での電圧からアナログ入力Ｖ_{ｍｏｎｉｔｏｒ}を受け取る。マイクロ制御装置（４１３）は、スイッチＰＷＭ出力を電流調整器に供給し、２つのフィードバック信号をメインフライバックコンバータ（４０３）に供給する。浅いモードのフィードバック信号ＦＢ１が、光分離出力ＦＢ２を有する光アイソレータ（４２１）に供給されて、次にメインコンバータ（４０３）に接続され、そのＰＷＭのパラメータを制御する。マイクロ制御装置からの中断フィードバック信号ＦＢ３が、メインコンバータ（４０３）に接続する光分離出力ＦＢ４を有する光アイソレータ（４２２）に供給されて、コンバータの中断の機能を制御する。ＦＢ３およびＦＢ４により供給される入力は、より具体的には、メインコンバータ（４０３）内の力率制御装置（４１６）に供給される。

図４（ａ）に示される一連の例示的な実施形態では、駆動電流調整器（４１０）は、並列に接続する２つの調整器の形態を取り得、これらの調整器は、それぞれ上述の特許文献３で開示されたタイプであり、ＤＣ電流調整機能を提供し、かつ高い差動インピーダンスも提供し、それにより、平滑コンデンサ（４０７）の両端の電圧リップルにより生じるＬＥＤ負荷（４０９）内の電流リップルを低いレベルに抑える（ある実施形態では、一般に、３．５ボルトのピーク・トゥ・ピーク電圧リップルに関して約０．１％）。高い差動インピーダンスを有するこのような調整器を使用することにより、また、マイクロ制御装置（４１３）により制御される電力変換装置（４０３）内の制御ヒカップモードにより発生する電流リップルを抑えることができる。非調光動作と浅い調光の両方においては、前述の駆動電流調整器の両端の平均電圧は、マイクロ制御装置（４１３）からの制御信号ＦＢ１に応じて、メイン力率補正制御装置（４１６）にフィードバック信号ＦＢ２を供給するオプトカプラー（４２１）の動作を通して、ほぼ一定のレベル（ニー電圧よりも若干高い）に維持される。電流調整器の両端の電圧をほぼ一定に維持するために、前述の力率補正制御装置は、このフィードバック信号に応じて、そのスイッチ特性（オン時間、オフ時間、周波数の組み合わせ）を変更する。しかし、調光プロファイルＤ（φ）の特性に依存して、深い調光中に、ある調光深度より下回ると、ＬＥＤクラスタ（４０９）と電流調整器（４１０）の直列接続の組み合わせを含む負荷により必要とされる電力が、電力変換装置（４０３）により供給可能な電力より少なくなる、という深度がある。これを防止するために、力率制御装置（４１６）のスイッチングパラメータのうち１つ以上を変更すると、電力変換装置（４０３）の効率が著しく低下する。その深度およびその深度より深い調光深度では、電力変換装置（４０３）は、マイクロ制御装置（４１３）の制御の元、制御ヒカップモードで動作する。電力変換装置（４０３）の効率がその非調光値よりも１０パーセンテージのポイントを超えて低くなると判明しているレベル（一般には１０％〜５０％の間、好ましくは３０％）を、マイクロ制御装置により生成されるＰＷＭのデューティサイクルが下回ると、マイクロ制御装置（４１３）から送信される中断制御信号ＦＢ３により、このような制御ヒカップモードが起動される。

調光中のＰＷＭ信号のデューティサイクルを約１０パーセンテージのポイントを超えて電源（４０３）の効率が落ちるとされるレベルより下げるよう要求されると、マイクロ制御装置（４１３）は、中断信号を提供するレベルのフィードバック信号ＦＢ４を、第２のオプトアイソレータ（４２２）を介して、スイッチモード制御装置（４０３）に送信する前に電流調整器の両端の電圧を所定の最大レベルＶ_ｃｈｍ（最大）に上げるという点で、この実施形態の制御ヒカップモードは特徴付けられる。フィードバック信号ＦＢ４がこのレベルに保持されている間は、電源（４０３）からコンデンサ（４０７）に電荷が供給されない。したがって、この時間中、コンデンサ（４０７）の両端の電圧は下がり、これに伴って、調整器（４１０）の両端の電圧も下がる。マイクロ制御装置（４１３）により検知される調整器（４１０）の両端の電圧が、所定の最小Ｖ_ｃｈｍ（最小）に下がると、マイクロ制御装置（４１３）は中断信号を取り除き、制御ヒカップモードが再開される。

制御ヒカップモード中にも用いられる電流調整器の最大電圧Ｖ_ｃｈｍ（最大）および最小電圧Ｖ_ｃｈｍ（最小）は、電流調整器（４１０）が高い差動インピーダンスを示す電圧範囲を包含するよう選択される。例示的な実施例では、電流調整器（４１０）が６Ｖのニー電圧を有し、２：１の電圧範囲に渡って、高い差動インピーダンスを示す場合、このニー電圧から始まり、通常、最大電圧Ｖ_ｃｈｍ（最大）として１２Ｖが選択され、最小電圧Ｖ_ｃｈｍ（最小）として８Ｖが選択される。

このように中断可能な内蔵型力率補正制御装置を組み込むフライバックコンバータの例は、Ｌｉｎｅａｒ Ｔｅｃｈ社製のＬＴ３７９９により提供される（ＩＮＴＶ_ｃｃ ＰＩＮを使用することにより）。

図４（ｂ）には、本発明のさらに別の実施形態が示され、この図では、図４（ａ）に示される同一、または同様の特徴は同様の参照符号により示される。図４（ｂ）の実施形態の動作は、通常、下記に説明すること以外は図４（ａ）の動作と同様であるため、その動作について完全な説明は行わない。この実施形態では、コンバータ（４１３）用のスイッチモード制御ソフトウェアを図４（ａ）の力率制御装置（４１６）からマイクロ制御装置（４１３）に移すことにより、図４（ａ）のメインスイッチモードコンバータ（４０３）内の力率制御装置（４１６）は取り除かれる。このような実施形態では、マイクロ制御装置（４１３）からメインフライバックコンバータ（４０３）に供給される信号は、フライバックコンバータ（４０３）のスイッチモードＦＥＴ（４２３）のゲート端子にオプトアイソレータ（４２１）を介してかけられるＰＷＭ電圧波形の形態をとる。このような実施形態の場合、ソフトウェア中断フィードバック信号により中断機能が実行され、これにより、調光可能な調整器（４１０）上の電圧のＰＷＭの調光波形の各オン状態の間の測定値に応じて、ＦＥＴ（４２３）にかけられるＰＷＭ波形が前述のスイッチモード制御ソフトウェア内で中断される。したがって、図４（ｂ）で示される実施形態では、フィードバックＦＢ３として図４（ａ）に示されるハードウェア中断フィードバック、オプトアイソレータ（５２２）、およびフィードバックＦＢ４が取り除かれる。

スイッチモードＦＥＴ（４２３）のドレインとゲートフィードバックの絶縁が、安定器の入力で発生する信号サージおよび電圧スパイクからのマイクロ制御装置（４１３）の絶縁を提供するのに十分である環境では、図４（ｂ）に示されるオプトアイソレータ４２１は取り除かれ得ることは当業者なら理解されよう。

低いＬＥＤ負荷の電圧で安定器の高い効率を必要とする用途ではこのように約６Ｖのニー電圧を有する、特許文献３で開示される正確な調整器のアーキテクチャは、理想的なソリューションではないことを、本発明者は理解している。したがって、約１Ｖのピーク・トゥ・ピーク電圧のスイングに対応するために、電流調整器は、７Ｖより若干高い電圧での非調光条件で動作する必要がある。したがって、そのような調整器は、約８Ｖでの非調光動作では、その両端の電圧を維持した状態で動作する。主要スイッチモードコンバータ（４０３）が、負荷全体で約９５％の効率で動作可能なことが好ましいことを考慮すると、安定器全体が全ての負荷に対して８５％を超える効率で動作するために、調整器は、少なくとも８９．５％の効率で動作しなければならない。電流調整器の動作効率は、単純に、ＬＥＤ負荷と調整器との間で低下する総電圧に対するＬＥＤ負荷電圧の割合を算出することにより得ることができる。したがって、安定器に関して少なくとも８５％の全体効率を確保するために必要な最小ＬＥＤ負荷電圧を簡単に計算することができ、特許文献３に開示される正確な調整器アーキテクチャを用いた場合は６８Ｖとなる。

調光処理が行われない、約１０ＷａｔｔのＬＥＤ負荷電力を必要とする用途では（通常はＡ１９または同様のＬＥＤ電球を６０Ｗ入力の白熱灯と交換する場合）、４８Ｖの電圧、およびそれに対応する２０８ｍＡのＬＥＤ電流でＬＥＤ負荷を動作させるのがより一般的である。そのような用途に関して、本発明の安定器を使用する場合には、高い効率を維持するためにより低いニー電圧を有する電流調整器が必要となる。

図５には、特許文献３で開示されているアーキテクチャ全体に基づく電流調整器（５００）が示されている。この図面には、基本的構造は特許文献３の図６の実施形態と同様の第１の要素である調整器（５０１）が、第２の要素である調整器（５０２）に交差連結した状態の一対の要素の電流調整器（５０１，５０２）が示されている。このような電流調整器の変化型では、上記に参照した、装置の要素の調整器のうちの１つの並列ツェナースタックが、直列接続するシリコンダイオード（５０３）と抵抗の組合せの並列スタックに置換えられる。この方式では、要素の数値を適切に選択することにより、ニー電圧を著しく下げることが可能である。

本出願の図５の電流調整器のアーキテクチャにおいて、下記の抵抗値で標準的なシリコン整流ダイオードおよび並列ツェナースタック内の４つのツェナーダイオードを用いると、約４．２Ｖのニー電圧を実現することができ、これにより、各ツェナーダイオードは、２５ｍＡの電流を搬送し、この３Ｖの電流のツェナー電圧を有する。抵抗値は以下のとおりである。
ＲＬ＝２２Ω，Ｒｕ１＝４．８Ω，Ｒｕ２＝１５．２Ω
これらの数値は、各シリコン整流ダイオードが０．８Ｖの電圧降下を有し、各バイポーラトランジスタのベースエミッタ電圧が、０．７Ｖである環境に関連する。

抵抗値、整流ダイオードおよびツェナーダイオードの数を適切に選択することにより、図５の改良型電流調整器のアーキテクチャを用いて、本発明の低電圧安定器で必要な電流の範囲に対処することができ、この範囲の上限はＰＮＰバイポーラトランジスタおよびＮＰＮバイポーラトランジスタの電流処理能力により主に決定される。

図４（ａ）および図４（ｂ）の安定器全体のアーキテクチャを参照すると、主流コンバータ（４０３）の効率が約９５％だと、平滑コンデンサ（４０７）の２２０μＦの値では、一定のＤＣ負荷電流２０８ｍＡにおけるコンデンサ（４０７）の両端のピーク・トゥ・ピークのリップル電圧が、良好なエンジニアリング推定値である、２．６Ｖとなる。これにより、調整器は、電圧リップルが発生している間、そのニー電圧より約１．４Ｖ高い電圧で、十分なマージンで動作することができ、高い差動インピーダンス領域内に留まることができる（すなわち、そのニー電圧より高い）。これは、本発明のアーキテクチャ内で動作するこのタイプの電流調整器が、５．６Ｖの調整器の電圧で動作することを意味する。これは、４８ＶのＬＥＤ負荷電圧に関して、（４８／（４８＋５．６））ｘ１００％すなわち８９．６％の調整器効率に対応する。これにより、次に、８９．４％の９５％すなわち８５％の安定器に関する全体効率が得られる。

この電流レベルで動作するこのような安定器は、開示されるタイプの電流調整器を１つだけしか必要としない。したがって、この電流調整器は、約１０ΚΩの差動インピーダンスを有することになる。したがって、この例で調整器が経験する２．６Ｖのピーク・トゥ・ピーク電圧では、０．２６ｍＡ（ＬＥＤ電流の０．１２５％）のピーク・トゥ・ピーク電流リップルが引き起され、これは、０．０５％の１００Ｈｚ〜１２０Ｈｚでのパーセンテージのちらつきに対応する。

同様に、制御ヒカップモード中に経験される４Ｖのピーク・トゥ・ピーク電圧スイングにより、０．２％のパーセンテージピーク・トゥ・ピーク電流リップルと等しい約０．４ｍＡのピーク・トゥ・ピーク電流リップルが引き起こされる。これは、次に、ＬＥＤ負荷により発光される光の０．１％．のちらつきパーセンテージに対応する。

同じ改良型電流調整器は、高いＬＥＤ負荷電圧を用いるランプ、それと同様に、低いＬＥＤ電流を用いるランプで使用する際にも適している。例えば、ＬＥＤ負荷電圧が１００Ｖで、ＬＥＤ電流が１００ｍＡ（再度１０ＷのＬＥＤ負荷電力を供給する）で、平滑コンデンサ（４０７）が１２２μＦの場合、平滑コンデンサの両端のピーク・トゥ・ピーク電圧リップルは、再度、２．３Ｖである。したがって、この前の例と同様に、電流調整器は、再度、５．５Ｖの電圧で動作し、これにより、（１００／（１００＋５．５））ｘ１００％、すなわち９４．８％の調整効率がもたらされる。これによりフライバックコンバータの９５％の効率とともに、安定器全体の９０％の効率がもたらされる。さらに、前に説明した通り、ＬＥＤ負荷内の１００Ｈｚ〜１２０Ｈｚでのピーク・トゥ・ピーク電流リップルは、０．２３ｍＡであり、これはＬＥＤ電流の０．２％に対応し、これにより、０．１％のちらつきのパーセンテージがもたらされる。

本発明に従った安定器は、上記に略述されたものと同じ、または、ほぼ同じ、差動インピーダンスおよび調光能力を有する他のタイプの電流調整器を上記に略述された方法で組み込み、かつ良好な性能を提供することが可能であり、また、より性能が劣る他の電流調整器を使用しても、十分な性能（たとえ劣ったとしても）を提供可能なことは当業者には理解されよう。

好ましい本発明の同じ一連の実施形態では、力率補正制御装置（４１６）を使用することにより、メインフライバックコンバータ（４０３）に力率補正（ＰＦＣ）機能が設けられる。この力率補正制御装置は、高い力率を維持するために、コンスタント・オンタイム方式、コンスタント・オフタイム方式、または、任意の同様のスイッチモードの主要制御機能、あるいは、これらの機能の組み合わせを用いることができる。これとは対照的に、補助フライバックコンバータ（４０５）は、コンスタント・オンタイム方式を用いる制御装置（４１７）を使用することが好ましい。このスイッチモードの制御動作の違いにより、補助フライバックコンバータ（４０５）、抵抗分割器Ｒ１、Ｒ２、および電圧フォロア（４２０）を含む補助回路が、位相カット角度φに直接関連するＤＣ電圧出力Ｖ_ｃｎｔｌを確実に供給すると同時に、安定器全体の力率を制御し、それにより最大にすることが可能である。

フライバックコンバータを２つ用いる動作モード、および電源ＡＣサイクルに対して電荷保存の法則が適用される各ケースを考慮すると、それぞれの平均２次電流（メインフライバック変圧器（４１８）および補助フライバック変圧器（４１９）の二次巻線インダクタを通して発生する）のピークは次の式により算出可能である。
および
なお、
φ≦９０度では、Ｋ＝１
φ＞９０度では、Ｋ＝Ｓｉｎ（φ）
＜Ｉ_ｓｅｃ１＞では、「ｐ」はメインフライバックコンバータのフライバック変圧器（４１８）内のピーク平均２次電流
＜Ｉ_ｓｅｃ２＞では、「ｐ」は補助フライバックコンバータのフライバック変圧器（４１９）内のピーク平均２次電流
Ｉ_{ｒｅｇ，ｏ}は、電流調整器（４１０）により制御される調整ＬＥＤ電流の非調光値
Ｄは、電流調整器（４１０）にかけられるＰＷＭ波形のデューティサイクル
φは、この波形が整流の前に先端調光された場合の安定器の入力での全波整流電圧波形のカット角度
＜Ｖ_ｃ２＞はコンデンサＣ２の両端の時間平均電圧

コンデンサＣ２の両端の時間平均電圧は、抵抗Ｒ１およびＲ２を含む抵抗分割器を介して、電圧フォロア（４２０）の非反転入力部にかけられる。この電圧フォロアの動作は、０〜Ｖ_ｒ，ｖｆの範囲のＶ_＋の値に関する＜Ｖ_＋＞（Ｒ２の両端の時間平均電圧）に続くＤＣ出力Ｖ_ｃｎｔｌを供給することであり、Ｖ_ｒ，ｖｆは電圧フォロア（４２０）に供給されるレール供給電圧である。補助フライバックコンバータ（４０５）が、コンスタント・オンタイム方式とコンスタント・スイッチング周波数を用いることを考慮すると、ピーク平均２次電流＜Ｉ_ｓｅｃ２＞，ｐは、次の式で算出される。
なお、
Ｖ_ｐは、全波整流電圧波形のピーク電圧
ｔ_ｏｎは、スイッチモード制御装置（４１７）のコンスタント・オンタイム方式
ｆ_ｓｗは、スイッチモード制御装置（４１７）のコンスタント・スイッチング周波数
ｎ_２およびＬ_Ｐ２は、それぞれ、補助フライバックコンバータ（４０５）内のフライバック変圧器（４１９）の巻数比（出力対入力）および主要インダクタンス
（数２）と（数３）を組み合わせ、圧フォロア（２０）の動作を見ると制御電圧Ｖ_ｃｎｔｌは、次のカット角度φの関数で表すことができる。

（数２）が電源サイクルに対する電荷保存の法則から導き出されたことを考慮すると、Ｖ_ｃｎｔｌとφとの間のマッピング関数を提供する（数４）内の数式は、先端調光および後端調光に関して同一であり、制御電圧は調光器のタイプには関係ない。

この電圧入力に応じて、マイクロ制御装置内に事前にインストールされた参照テーブルを通して提供されるアルゴリズムにより、マイクロ制御装置（４１３）は、ＰＷＭ波形のデューティサイクルを調整する。このアルゴリズムにより、デューティサイクルＤとＶ_ｃｎｔｌとの間で１：１のマッピングが提供され、したがって（数４）を介してＤとφとの間で１：１のマッピングが提供される。

（数５）と（数６）には、このようなアルゴリズムの例が示される。これは、いわゆる「対数プロファイル」またはより正確には幾何学プロファイルの特別な例で、φ＝φ_ｍｉｎのときはＤ＝１であり、φ＝φ_ｍａｘのときはＤ＝Ｄ_ｍｉｎである。
なお

（数４）とともに、（数５）および（数６）を組み合せることにより、カット角度φと、マイクロ制御装置に供給される制御電圧Ｖ_ｃｎｔｌと、マイクロ制御装置に提供されるＰＷＭのデューティサイクルとの間に伝達関数が構成される。

いくつかの実施形態では、図５のアーキテクチャに基づく電流調整器は、本明細書に記載の方法を通して、０．１％までの調光を実現可能であり、いくつかのケースでは、さらに深い調光を実現可能である。マイクロ制御装置（４１３）内に含まれる、参照テーブルまたは参照テーブルの集まりの形態のアルゴリズムを用いることで、１００％調整電流の全調光範囲（整流電流の０．１％までの）を先端調光器または後端調光器の位相カット角度範囲にマッピングすることが可能となる。さらに、本明細書に記載される電流調整器の高い差動インピーダンスにより、本明細書に記載される制御ヒカップモードを併せて用いることで、調光スイッチが、先端調光または後端調光のどちらを提供するかにかかわらず、調光スイッチの全範囲に渡って光のちらつきのレベルを低くすることができる。

その安定器が接続する位相カット調光器の位相カット角度範囲に可能な調光範囲をマッピングするために、この角度範囲が事前に分からなくても、安定器がその動作を調整可能なことが望ましい。これにより、安定器の調光プロファイルが、調光範囲の両端のどちらにおいても「不作動距離」を示すことはない。次に、このことがどのように実現できるのかについて説明する。

適応調光について述べる。公称の電源ＲＭＳ電圧（例えば、英国では２３０Ｖ）が規定されている任意の所与の国や地域では、供給される実際の電源電圧の特性間にいくらかのばらつきが生じる（一般には、＋／−１０％程度）。それに加えて、カット角度の最小値φ_ｍｉｎと最大値φ_ｍａｘに関し、位相カット調光器間にもばらつきが生じる。一般的な市販の位相カット調光器の場合、これらのばらつきは、カット角度の最小値φ_ｍｉｎでは、約５度〜約９０度以上の間であり、カット角度の最大値φ_ｍａｘでは、約１００度〜１７９度の間である。

後付け型ＬＥＤ照明設備における新たに発生している要求事項は、そのような設備が市販の調光器および内蔵型の位相カット調光器の範囲と互換性を持てるようにするためのものである。これは、その他項目の中でも特に、安定器が、全調光範囲に渡って動作可能である必要性を示唆する。というのも、任意の特定のケースによっては、この全調光範囲が、その安定器が接続する調光器の位相カット角度の範囲にマッピングされるためである。絶縁安定器の回路アーキテクチャと関連して考えると、調光機能の制御に用いられる、電圧または電流を提供するアーキテクチャが必要であることが示唆される。互換性を確保する方法には、事前に想定される（最小）範囲外のこのような電圧または電流の検知と、この検知される電圧または電流の新しい最大値および最小値に対応するための調光機能のそのような方法での再マッピングとが含まれる。本発明の安定器と関連して、電圧Ｖ_ｃｎｔｌを用いて、このような再マッピング処理を行い、それにより、広い範囲、好ましくは普遍的な調光器互換性を提供する。この処理では、最初に、φの値の最小範囲内（想定される（（φ）_ｍｉｎ）から想定されるφ（（φ）_ｍａｘ）まで）で伝達関数Ｖ_ｃｎｔｌ（φ）のセンターリングを行い、次に、対応範囲（想定される（Ｖ_ｃｎｔｌ，_ｍａｘ）から想定される（Ｖ_ｃｎｔｌ，_ｍｉｎ）まで）の外側に存在するＶ_ｃｎｔｌの値を検知すると、新しく発生するφの範囲全体に渡って関数Ｖ_ｃｎｔｌ（φ）の再マッピンングに進む。同様に、関数Ｄ（φ）も新しいφの範囲全体に渡って再マッピングする。

その最初の段階では（ランプまたは分離安定器が照明システム内に設置される前）、マイクロ制御装置に内蔵されているアルゴリズムは、マイクロ制御装置により受け取られるＶ_ｃｎｔｌの範囲を、ｎ_２、ｔｏｎ、およびＬｐ，２の既知の値、ならびにＶ_ｐの想定される値に関して、最小位相角度範囲（φ_ｍｉｎ〜φ_ｍａｘ）に対応するものと想定する。なお、Ｖ_ｃｎｔｌは、φ＝φ_ｍａｘのとき、その最小値を有し、φ＝φ_ｍｉｎのとき、その最大値を有する。次いで、このアルゴリズムは、電流調整器の調光範囲、およびそれに伴い、安定器の調光範囲（Ｄ_ｍｉｎ〜１）をこの最初に想定されたＶ_ｃｎｔｌの範囲にマッピングする。

設置後、マイクロ制御装置が、この最初に想定された範囲の外側に存在するＶ_ｃｎｔｌの値を受け取った場合、最小ＰＷＭのデューティサイクルＤ_ｍｉｎが、新しいＶ_ｃｎｔｌの最大値にマッピングされ、最大ＰＷＭのデューティサイクル（すなわち、ひとまとまりで）が、新しいＶ_ｃｎｔｌの最小値に再マッピングされるよう、アルゴリズムが再マッピングされる。

補助フライバックコンバータが、コンスタント・オンタイム方式の制御装置を用い、電流調整器が既知の調光範囲を有する、図４（ａ）のアーキテクチャまたは図４（ｂ）のアーキテクチャを用いることにより、調光スイッチ間のパラメータ「Ｖ_ｐ」、「φ_ｍｉｎ」、および「φ_ｍａｘ」の変動に対応することができ、それと同時に、調光スイッチが、先端調光方式を用いるか、後端調光方式を用いるかには関係なく、全範囲の調光を実現する。

なお、本発明の実施形態は、主要または補助のスイッチモードコンバータとしてフライバックコンバータを有して示されているが、同等の回路配置も存在し、したがって、本発明の趣旨を逸脱することなく、かつ、発明的活動を必要としないで、代替が可能であることは当業者には理解されることに留意されたい。例えば、バックコンバータやブーストコンバータも使用可能であり、当業者ならその任意の設計関連、ならびに必要な変更および修正を理解されよう。

なお、発光ダイオードおよびＬＥＤという用語は、可視波長、赤外線波長、および／または、紫外線波長を照射するよう構成され得る半導体および有機ＬＥＤを含む全てのタイプの発光ダイオードのことを指すことにも留意されたい。

なお、本発明は、主としてＬＥＤ照明システムとともに使用することに関連して記載されているが、位相カット技術またはその他の技術を用いて入力電力の特に大きな範囲に渡って負荷への電力を制御して、スイッチモードコンバータに供給されるＡＣ電力を下げる必要のあるその他の分野の用途にも使用可能であることに留意されたい。

Claims (28)

1. 整流ＡＣの入力を駆動電流の出力に変換する安定器であって、
   コンデンサを充電するよう構成される主要スイッチモードコンバータであって、前記コンバータの通常スイッチモードの動作を中断する中断手段、およびその内部パルス幅変調のパラメータを制御する手段を有するコンバータと、
   使用中、負荷と直列に接続する電流調整器であって、前記調整器と前記負荷が前記コンデンサと並列に接続する電流調整器と、
   前記駆動電流の出力に適用される電力変調の所望の度合を決定する手段と、
   前記電流調整器の両端の電圧を監視するよう構成されるモニタリングシステムと、
   前記中断手段にフィードバック信号を供給するための中断フィードバック手段であって、前記電流調整器の両端で監視される前記電圧に基づいて、前記主要スイッチモードコンバータを中断させるよう構成される中断フィードバック手段と、を含み、
   駆動電流の出力に適用される前記変調の度合が所与の閾値に達すると、前記主要スイッチモードコンバータを中断させるよう中断フィードバック信号が構成される、安定器。
2. 前記駆動電流の出力に適用される電力変調の前記所望の度合が、ＡＣ信号に適用される電力変調により設定される、請求項１に記載の安定器。
3. 前記中断フィードバック信号が、制御電圧生成システムにより生成され、前記制御電圧生成システムが、浅いモードのフィードバック信号を生成するようさらに構成され、前記浅いモードのフィードバック信号が、前記電流調整器の両端で監視される前記電圧に基づいて、前記主要スイッチモードコンバータのＰＷＭスイッチングパラメータを制御するよう構成される、請求項２に記載の安定器。
4. 前記ＡＣ信号に適用される前記変調の度合に基づいて、前記負荷内を流れる電流を変調する負荷変調器をさらに組み込む、請求項３に記載の安定器。
5. 前記負荷変調器はパルス幅変調器である、請求項４に記載の安定器。
6. 前記中断フィードバック信号が動作可能となる前記閾値は、前記負荷変調器に適用されるＰＷＭ信号のデューティサイクルが、１０％〜５０％の間のレベルに低下するときである、請求項５に記載の安定器。
7. 前記制御電圧生成システムが、アナログ制御信号を前記電流調整器に提供するよう構成される、請求項３または４のいずれか１項に記載の安定器。
8. 好適なフィードバック信号を供給されると、前記中断手段が、主流コンバータの前記通常スイッチモードの動作のスイッチをオフにするよう構成される、請求項１〜７のいずれかに１項に記載の安定器。
9. 前記中断フィードバック信号が、前記電流調整器の両端の電圧を所定の最小電圧と最大電圧との間に維持するよう調整され、前記電流調整器が所定の最小値より高い差動インピーダンスを維持できるよう前記電圧が選択される、請求項１〜８のいずれか１項に記載の安定器。
10. 前記中断フィードバック信号が、プロセッサ内に駐在するソフトウェア内で生成される論理フィードバック信号の形態をとり、前記ソフトウェアも、前記主要スイッチモードコンバータのためのＰＷＭスイッチング波形を生成し、前記ＰＷＭスイッチング波形が、前記中断フィードバック信号により中断される、請求項１〜９のいずれか１項に記載の安定器。
11. 前記電流調整器が、５００Ωより高い差動インピーダンスを有する、請求項１〜１０のいずれか１項に記載の安定器。
12. 前記電流調整器が、４Ｖ〜４．５Ｖの間のニー電圧を有する、請求項１〜１１のいずれか１項に記載の安定器。
13. 前記浅いモードのフィードバック信号が、前記ＡＣ信号に適用される前記変調に基づいて、主流コンバータのスイッチングパラメータを制御して、前記電流調整器の両端の時間平均電圧を安定させるよう構成される、請求項３〜７のいずれか１項に記載の安定器。
14. 前記負荷には、発光ダイオード（ＬＥＤ）の光源が含まれる、請求項１〜１３のいずれか１項に記載の安定器。
15. 前記主要スイッチモードコンバータが、フライバックコンバータである、請求項１〜１４のいずれか１項に記載の安定器。
16. 前記主要スイッチモードコンバータが、バックコンバータである、請求項１〜１４のいずれか１項に記載の安定器。
17. 前記主要スイッチモードコンバータが、ブーストコンバータである、請求項１〜１４のいずれか１項に記載の安定器。
18. 前記駆動電流の出力に適用される前記変調の度合を監視する前記手段が、容量的に円滑な出力を有する補助スイッチモードコンバータを含み、前記補助スイッチモードコンバータが、その入力として、変調される全波整流ＡＣの入力信号を有し、ＡＣ入力に適用される前記変調の度合に応じて、信号を提供する、請求項４〜１７のいずれか１項に記載の安定器。
19. 駆動電流の出力ＡＣ信号に適用される変調の度合を監視する手段が、前記変調されるＡＣ信号をサンプリングするよう構成されるアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）を含む、請求項４〜１７のいずれか１項に記載の安定器。
20. 前記電流調整器の両端の電圧を監視する前記モニタリングシステム、および前記制御電圧生成システムが、マイクロ制御装置を用いて実装される、請求項３〜７のいずれか１項に記載の安定器。
21. 浅いフィードバック信号が、前記コンバータの力率補正機能を用いて、前記コンバータのスイッチング周波数、および／または、パルス幅を制御するよう構成される、請求項２〜２０のいずれか１項に記載の安定器。
22. 使用中、前記ＡＣ信号に適用される前記変調は、位相カット調光器により行われる、請求項２〜７または１９のいずれか１項に記載の安定器。
23. 前記位相カット調光器が、位相カットの比較的低い度合を生成するよう設定されると、前記浅いモードのフィードバック信号が動作可能になるよう構成され、前記位相カットの度合が閾値に達すると、前記中断フィードバックが動作可能になるよう構成される、請求項３〜７のいずれかに記載の安定器。
24. 前記駆動電流の出力に適用される前記電力変調の所望の度合を決定する前記手段が、必要とされる前記変調の度合に基づいて変動する外部入力信号を測定する手段を含む、請求項１に記載の安定器。
25. 請求項１〜２４のいずれか１項に記載の安定器を組み込む、照明装置。
26. １つ以上の発光ダイオードの装置を含み、請求項１〜２４のいずれか１項に記載の安定器を組み込む、照明装置。
27. 電気負荷を制御する方法であって、
    ａ）スイッチモードコンバータを提供し、コンデンサを充電するよう前記コンバータを構成するステップと、
    ｂ）前記負荷を電流調整器と直列に構成し、前記コンデンサの両端に前記直列の構成を接続するステップと、
    ｃ）前記電流調整器の両端の電圧レベル、または前記負荷の両端の電圧レベルを定期的に監視するステップと、
    ｄ）ステップ（ｃ）で監視される前記電圧レベルにより、前記調整器の両端の電圧が所定の最大レベルより高いことが示される場合、前記スイッチモードコンバータの動作を中断するステップであって、前記中断には、前記コンバータが前記コンデンサを充電しないようにすることが含まれる、ステップと、
    ｅ）ステップ（ｃ）で監視される前記電圧レベルにより、前記調整器の両端の電圧が所定の最小レベルより低いことが示される場合、前記スイッチモードコンバータの前記中断を取り除くステップと、を含み、
    前記電流調整器が所定の最小値より高い差動インピーダンスを維持できるよう、前記最小レベルと前記最大レベルが選択される、方法。
28. 浅いモードのフィードバック信号を前記スイッチモードコンバータに供給するステップであって、前記浅いモードのフィードバック信号が、前記電流調整器の両端の電圧に応じ、前記浅いモードのフィードバック信号が、実質的に一定の前記電流調整器の両端の電圧を維持するよう、前記スイッチモードコンバータの前記スイッチングパラメータを制御するよう用いられる、ステップをさらに含む、請求項２７に記載の方法。