CN106576409A

CN106576409A - 镇流器电路

Info

Publication number: CN106576409A
Application number: CN201580044699.4A
Authority: CN
Inventors: 大卫·查尔斯·班尼斯特
Original assignee: Accuric Ltd
Current assignee: Accuric Ltd
Priority date: 2014-08-18
Filing date: 2015-07-27
Publication date: 2017-04-19
Also published as: JP2017526327A; JP6640190B2; EP3183941A1; GB201414589D0; US20170238380A1; US10015851B2; WO2016027060A1

Abstract

本申请公开了一种适用于驱动LED或类似负载的镇流器电路，所述镇流器电路包括：初级开关模式转换器；用于测量在输入AC电源上的如用于对光水平进行调光的调制(诸如，切相)的装置；与负载串联定位的电流调节器；以及用于基于所测量的调制电平来控制开关模式控制器的操作的反馈控制器。如果检测到的调制电平导致镇流器以低于期望效率(深度调光)的效率工作，或者如果电流调节器两端的电压电平高于期望值，则反馈控制器适于中断开关模式转换器的正常切换。反馈控制器可具有用于在较低调制电平(浅调光)期间控制开关模式参数的进一步的反馈装置。该电路允许实现大的调光水平，而不在负载中生成可感知的光闪烁。

Description

镇流器电路

技术领域

本发明涉及通常用于驱动可变负载(诸如，可调光发光二极管(LED)照明布置)类型的镇流器和功率电路。更具体地，本发明涉及特别适用于供应负载(诸如LED，包括有机LED(OLED))的镇流器和驱动器，其具有减少可在调光过程期间发生的光学闪烁的装置。

背景技术

LED照明开始成为低能耗照明的主流选择。为使LED技术在该领域中完全建立其凭证并且符合用户的当前期望，对于基于LED的照明系统来说，提供响应于由调光装置提供的“指令”或信号而对所发出的光强度进行调光的装置是非常有利的。根据照明系统的使用年限、目的和架构，此装置可采取几种形式中的一种。最常见的形式中的一种被称为相位调制方法，并且被应用于进入的AC电压。此过程包括在其正和负周期的一部分上的交替输入电压的中断，并且通常被称为“切相(phase cutting)”。中断程度表示为“切相角”-即期间输入电压为零的每个半周期的相位角。此过程基本上调制可用于镇流器或驱动器的RMS电压，镇流器或驱动器继而调制提供给光源的DC功率。因此，镇流器提供由调光器开关或滑动件提供的切相程度与光源的发光输出之间的传递函数。

使用切相方法的调光器控制已经使用多年，并且最初被设计用于钨丝灯泡。因此，对于与替换的LED灯泡相关联的镇流器来说，能够与此类控制器一起工作是方便的。

在LED照明中，作为半导体结器件的光源对高达非常高频率的电脉冲敏感。更具体地，从LED输出的光与流过它的电流直接相关。因此，LED对其敏感并且LED的光输出将响应于其进行改变的电脉冲为LED电流的任何变化。因此，如果LED电流波动，则光输出也出现波动。这是LED闪烁的基本原因。除此之外，供应到LED的电流的任何波动可在器件内引入额外的加热，从而减少其寿命。

对于LED照明(从家庭照明和工业照明，到街道照明和标牌)，存在目前阻碍大规模技术应用的两个主要的性能缺陷。这些缺陷是寿命和闪烁。假定这两者均部分地与LED电流纹波相关，则期望开发出提供足够低水平的纹波的照明镇流器。然而，如稍后所解释，经常作为调光手段应用于LED的低频调制也可产生闪烁。

在可调光LED照明的一般情况下，可存在两个主要的光度闪烁源。这些光度闪烁源中的第一个是在AC线路频率的二次谐波处的电流或电压的压调(tone)。该二次谐波的存在(在两倍的AC线路频率处)是由于进入干线的全波整流(通常使用二极管桥执行)而产生的。该波动(通常在100Hz到120Hz的频率范围内)如果未经滤波则将导致LED负载中的闪烁。用于从基于隔离拓扑的LED照明镇流器(诸如反激转换器)中过滤这种无益输出的最常见的方法是在镇流器的输出端处放置大值平滑电容器，其中所述电容器与LED负载并联。响应于正在通过LED负载提取DC电流的同时由镇流器向该电容器供应全波整流电流的事实，在该电容器两端产生电压纹波。在所有其他条件相等的情况下，该平滑电容器的值越高，在二次谐波频率处产生的电容器两端的电压纹波越低，并且因此，由此产生的LED负载中的电流纹波越低。然而，当使用该方法时，对电容的大小存在实际的限制。例如，如果LED照明镇流器与采用前沿切相的切相调光器结合使用，则镇流器输出端处的高电容值可导致调光器和/或镇流器的不稳定性。

在LED调光的一般情况下可发生的第二闪烁源是出于调光的目的而使用脉冲宽度调制(PWM)。这包括通过本质上为时域选通的过程来导通和断开，或者几乎导通和断开LED电流，从而对导通状态电流进行采样。此过程通常引入闪烁机构，由此在PWM波形的频率处发生闪烁。在极端情况下，当断开状态电流为零时，闪烁具有100％的调制深度(通常称为“闪烁百分比”)。研究已经表明，观察者对此闪烁的敏感度与闪烁的频率密切相关，并且因此与PWM的频率密切相关。根据各种因素，包括其他光源的存在，已经确定，相当大比例的群体对由于LED灯闪烁而产生的频率高达至少1.25KHz，并且经常高达3KHz的频闪效应敏感。

鉴于前述内容，出于最小化低频光度闪烁的目的，减小所述纹波电流，同时确保出于调光目的而施加到光的任何PWM处于高于至少1.25KHz，优选地高于3KHz的频率是有利的。

参考图1和图2，可以示出在相位-可调光LED照明镇流器中产生纹波电流的过程。图1以示意形式示出可调光LED照明方案，其中，进入的AC干线电压Vac通过切相调光器(1)进行切相。参考LED负载电流(I_LED)，在其通过以恒流模式操作的二极管桥(2)和反激转换器或类似的功率转换器电路(3)之后，全波整流电流被注入到输出电容器(4)和LED负载(5)的并联组合。图2示出进入所述并联组合的电流i(t)和其两端的电压v(t)的时域波形。电压波形施加在LED负载两端，LED负载继而通常包括一串串联连接的LED。相对容易理解的是，鉴于LED的低差分阻抗(即，电压与电流的变化率)，本身包含可感知的峰到峰纹波的任何此电压波形将在每个LED串中产生显著的电流纹波。此电流纹波继而将在由LED发射的光中导致闪烁。

参考图1和图2，随着切相角φ在第一象限内增加(从0°到90°)，在干线的每个周期期间由功率转换器电路注入到电容器(4)中的电荷量减少。因此，如果在调光的第一阶段(从φ＝0到第一象限内的某个相位角)期间由负载(5)采取的电流保持恒定，则电容器(4)两端的峰到峰电压纹波(如图2中的粗线所示)将增加。这继而在不存在纹波抑制机构的情况下将引起LED负载中的电流纹波增加，并且因此使闪烁增加。

这在镇流器在未切相(φ＝0)状态中表现出可感知的电流纹波的情况下提出了显著的挑战。该纹波在低角度切相期间的任何增加将加剧负载中的闪烁。这种情况的一种表现将在常规镇流器与具有未知或可变最小切相角的切相调光器结合使用的情况下出现。理想地，为提供平滑的电流调光分布(其中调光器的最小切相角被映射到镇流器的全开(未调光的)电流状态)，在未调光状态下的闪烁可在使用不同切相的调光器的安装之间变化。因此，为了便于自适应调光，由此可将镇流器的调光范围映射到调光器的切相范围上，镇流器应理想地包括一种机构，通过该机构，电流纹波至少在第一象限内的所有切相角φ的值处被抑制或充分减小。

出于调光的目的，并且鉴于从LED输出的光与LED汲取的电流成比例，期望引入一种机构，经由该机构，通过LED负载的电流被良好地限定以用于任何给定的切相角，并且其中所述电流响应于切相角的增大而减小(被调光)。这可包括控制电路操作，其中切相角被转换成PWM信号(该PWM信号由全波整流输入电压触发，并且因此处于与全波整流输入电压相同的频率)。

此方案在现有技术中是已知的，如Chu等人(美国专利No.8,193,738)所例示。这公开了LED电源或镇流器，其通过使用调制的电流控制单元与在干线变压器上的正向次级绕组一起，均减少了给定平滑电容的纹波电流，并且能够使用较大的平滑电容器。虽然该情况以及类似的方案代表纹波性能的显著改进并且因此代表闪烁性能的显著改进，但剩余纹波将仍产生可被相当大比例的观察者检测到的可感知的闪烁。

此类方法的基本缺陷是它们在很大程度上继续依赖于电容器的平滑效果作为主要机构(通过该主要机构，纹波减少并且因此闪烁减少)。这尤其意味着虽然Chu等人的公开使平滑电容的值能够增大，但它保留了使用高输出电容值的电源所经历的可靠性问题。此外，出于减少纹波和闪烁的目的而增加输出电容意味着增加镇流器的物理尺寸。

用于将来自相位调光器的切相信息转换成可控电流调光机构(由此电流调光程度与切相角φ具有1：1关系)的更一般化的方案，在Lys等人(US 7,038,399)的示例性实施例的方面有所公开。然而，再次，在干线频率的二次谐波处的电流纹波的任何抑制，并且因此在该二次谐波处的光度闪烁基本上依赖于LED负载的差分阻抗和平滑电容器的并联组合的作用。

US 8,193,738和US 7,038,399两者的第二个限制在于以下事实：当从开关模式电源提取的电流减小以进行深度调光时，存在一点，在该点处负载所需的电流以及(因此)功率小于在连续切换(即，无打嗝)模式中由电源输送的最小功率的点。如果尝试调光超过该点，则电源通常将进入“打嗝模式”，由此其向其输出电容器输送足以保持电容器充电的短突发电荷，从而维持以脉冲状方式改变的开路输出电压。如果电源被如此深度地调光以便引起打嗝模式，则该脉冲式电压将出现在至少部分地包括LED或LED集合的负载的两端，从而以打嗝的重复频率生成光度闪烁。因此，进入打嗝模式的电源的输出功率限定了正常操作下的最小输出功率，并且因此限定了包括电源的整个照明镇流器的最大调光深度。

应用于大多数可调光开关模式LED照明镇流器的限制在于以下事实：随着输出电流并且因此随着输出功率进行调光，存在一点，低于该点时电源的效率显著下降(例如，比其未调光值低10个百分点以上)。这意味着从输入整流器获取的振荡功率不会与输送到LED负载的输出功率成比例下降。这继而导致镇流器的输出电容器两端增加的百分比电压纹波，并且因此导致LED负载中增加的百分比电流纹波。这转换为在LED负载中增加的光学闪烁百分比。此外，在调光期间的任何此效率下降将导致输入功率停止与输出功率成比例地下降，从而减弱调光的效果。因此，引入可在整个调光过程中更充分地维持效率的装置确保在调光期间更显著地降低输入功率，从而增加由于调光而导致的节能。

因此，在现有技术中，从光度闪烁角度和从最大化LED寿命的角度来看，存在需要更显著地减少并且优选地减少到大约2％峰到峰或更低水平的从LED镇流器发出的电流纹波的需要，LED镇流器继而出于致动调光的目的而采取切相AC输入。此外，出于最大化LED照明的节能潜力的目的，此低闪烁镇流器应具有宽的调光范围，优选地从全开电流低到小于全开电流的0.1％。此外，电流纹波在整个调光范围内理想地保持低于2％的峰到峰。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供了一种用于将整流的AC输入转换成驱动电流输出的镇流器，所述镇流器包括：

初级开关模式转换器，被布置为向电容器提供电荷，转换器具有中断转换器的常规开关模式操作的中断装置，以及用于控制其内部脉宽调制参数的装置；

电流调节器，其在使用中与负载串联，所述调节器和负载与电容器并联；

用于确定要被施加到驱动电流输出的功率调制的期望程度的装置；

监测系统，被布置为监测电流调节器两端的电压，以及

中断反馈装置，用于向所述中断装置提供反馈信号，并且被布置为基于在所述电流调节器两端所监测的电压而中断所述初级开关模式转换器，其中中断反馈信号被布置为当要施加到驱动电流输出的调制程度达到给定阈值时中断初级开关模式转换器。

相关领域的普通技术人员很好理解的是，由整流的AC信号(无论是否进行切相)供应的开关模式转换器由于耦合到有限值电容器的此类转换器的物理限制而将在其输出电压上具有处于整流的AC信号的频率的纹波，如上所述。因此，本发明的实施例提供被布置为控制转换器的方面的反馈机构，所述方面为诸如转换器的脉冲宽度调制电路系统(其通常以几十kHz或更高的频率操作)的占空比，该占空比操作用来使输出电压在纹波周期上平滑。

然而，借助于本发明的实施例，提供了一种镇流器，该镇流器允许针对调光水平发生切相调光操作，其中在现有技术的系统中，转换器的效率显著下降，并且因此将大量的纹波引入到供应给LED的输出电流。与这些现有技术的系统相比，本发明监测与LED负载串联操作的电流调节器两端的电压，并且能够根据需要将受控打嗝有意地引入到转换器，并且响应所述调节器两端的最大电压和最小电压的检测经由反馈回路切换受控打嗝。

本发明的实施例提供了与典型的切相调光器开关兼容的镇流器，如在许多住宅和商业建筑中使用的光开关配件中所存在的。因此，结合本发明的特定实施例的LED照明单元可以用于此类建筑物中，并且可以使用此类现有的电气配件而不需要修改调光器开关。

本发明的实施例可以结合控制信号生成电路或系统，其本身包括监测电路，监测电路被布置为监测整流的AC信号并提供包括施加到其上的调制程度的测量的输出。控制信号生成电路可以被布置为生成电压或电流的输出信号，所述电压或电流与切相或施加到其上的其他调制之后的AC信号的功率相关。便利地提供输出电压。输出电压可用于控制高频脉宽调制(PWM)信号的占空比，该占空比继而提供电流调节器的调节的电流的导通-断开调制，从而调整通过LED负载的时间平均电流。

有利地，脉冲宽度调制的频率足够高，使得在该频率处的光学闪烁通常不能被人眼直接地或频闪地感知。有利地，PWM信号的频率大于大约1KHz，并且更优选地大于大约1.25KHz、2KHz或3KHz。

某些实施例可结合电流调节器，电流调节器并非如上所述可经由开关信号操作，而是由模拟信号控制。因此，此电流调节器可具有通过施加合适的电压或电流相应地调制调节器电流的输入。这些实施例可具有控制信号生成电路，该控制信号生成电路向调节器提供电压或电流，该电压或电流以某种方式与AC信号的功率相关(例如，施加到其上的切相的程度)。

某些实施例可使用控制信号来直接控制电流调节器，而其他实施例可被布置为控制与电流调节器串联的开关或线性控制器。

控制信号生成电路可被布置为通过任何合适的装置测量AC信号中的切相的程度。

优选的控制信号生成电路包括辅助开关模式转换器，辅助开关模式转换器被布置为从AC信号(如通过例如切相器所调制的)获得其输入，并且馈送固定电阻性负载。电阻性负载两端的电压可通过任何合适的装置监测，诸如使用模数转换器(ADC)。如上所述，该电压可用于控制电流调节器。

另选地，控制信号生成电路可被布置为直接(经由合适的电平移动或缩放电路系统)监测AC信号(如通过例如切相器所调制的)，并且基于AC信号的平均电平生成控制信号。例如，ADC可被布置为对AC信号进行采样，以计算其平均值，并且相应地生成控制信号。

另选地，控制信号生成电路可被布置为直接(经由适当的电平移动或缩放电路系统)监测AC信号(如通过例如切相器所调制的)，并且基于在其上AC电压等于零的时间跨度生成控制信号。例如，ADC可被布置为对AC信号进行采样，计算零AC电压时间跨度，并且相应地生成控制信号。

本领域技术人员将理解，用于控制信号生成电路的直接监测方法可有益于减少部件数量，但在需要增加控制信号生成电路与AC信号的隔离的情况下，使用辅助反激转换器可以是有利的。

另选地，本发明的实施例可被布置为具有未向其施加任何功率调制的整流的AC信号作为输入，但其中提供了单独的调制输入。单独的调制输入可包括可以在最小值和最大值之间变化的信号，其中最小值指示要施加到LED负载的最大程度调光的期望，并且最大值指示不向LED负载施加任何调光的期望。

此类实施例可具有控制信号生成系统，控制信号生成系统被布置为提供合适的调制信号(诸如，如关于其他实施例所描述的PWM信号)，其中占空比D根据调制输入的电平而变化。

调制输入可包括例如在0V和10V之间，或者视情况而定在值的任何其他范围之间变化的DC电压。

中断装置可包括用于中断初级开关模式转换器的常规操作的栅极、开关或其他部件。如下面将更详细描述的，栅极、开关等可在硬件中实现(诸如，用晶体管或其他开关)，或者可以被配置在软件中，其中其可包括例如暂时停止提供PWM信号的指令。类似地，中断反馈装置可包括硬件反馈回路诸如有线连接或其他电气连接，或者在提供类似功能的软件中的指令。

参考图3(a)，为了便于解释而非限制，本领域普通技术人员将理解，即使在没有任何调光的情况下，在给定的电流下，LED负载(309)两端的DC电压仍将随着负载的温度和大小(例如，串联的LED的数量)而变化。因此，如果此LED负载和恒定电流调节器的串联组合两端的DC电压保持恒定，则所述恒定电流调节器两端的电压将随温度和/或LED负载大小而变化。如果未经补偿，则这将导致根据本发明的拓扑结构的整体镇流器的性能降级。具体地，在预热期间，负载中的每个LED两端的电压降减少了几个mV/K。因此，如果LED负载和电流调节器的串联组合两端的总电压保持恒定，则电流调节器两端的电压将增加。这继而将增加所述调节器中的功率耗散，从而降低镇流器的总效率。

类似地，在调光期间，通过电流调节器(310)和LED负载(309)的组合在每个干线周期期间从输出电容器(307)提取的电荷与在每个干线周期期间通过反激转换器(304)供应给所述电容器的电荷之间的任何不平衡将在电容器(307)两端产生平均电压和峰到峰电压纹波两者的变化。例如，如果负载所需的每个周期的电荷比由反激转换器提供的每个周期的电荷更快地减小，则电容器(307)两端的平均电压将上升，并且电容器(307)两端的峰到峰电压纹波将下降。因此，尽管在这些情况下，负载中的电流纹波可下降，但整体镇流器的效率将同样如此。相反，如果负载所需的每个周期的电荷比由反激转换器(304)提供的每个周期的电荷较慢地减少，则电容器(307)两端的电压纹波将增加。这继而将导致调节器(310)两端的电压纹波增加，并且因此增加LED负载(309)中的电流纹波。这继而将引起由所述LED负载发射的光中的光度闪烁增加。

由于这些原因，关于效率和闪烁两者，在根据本发明的LED镇流器内，在其中使用的电流调节器两端维持基本上恒定的平均电压是有利的。这通过使用浅模式反馈回路来完成。

响应于电流调节器两端的电压的任何变化，向初级开关模式转换器提供反馈信号以改变切换频率或其输出上的PWM信号的占空比中的至少一个。反馈布置的性质使得所测量的电压的下降将趋于增加提供给输出电容器的每个干线周期的电荷(通过改变反激转换器(304)的PWM切换参数)，这将倾于增大所测量的电压，从而使回路平衡。由此，在调光的早期阶段期间，以整流的AC信号的频率发生的闪烁可显著减少。

然而，本发明的发明人已经认识到，尽管提供此控制回路的特性，但在现有技术的布置中要求超过某些极限的调光程度仍可导致在LED负载中生成的闪烁水平增加。如果需要显著的调光程度，则前往转换器的反馈信号将趋于将转换器的PWM切换参数(例如，占空比)改变到将趋于使转换器的效率明显下降的程度。在本领域中已知的是，在调光期间的此类电源效率的降低引起输出电容器两端的电压纹波与电容器两端的DC电压之间的比率的增加。这继而导致LED负载中的电流纹波增加，作为DC LED负载电流的百分比，其中随着调光变得更深，该比率逐渐增加。在深度调光期间，LED电流纹波(以干线频率的两倍发生)的此类相对增加为100Hz至120Hz LED闪烁百分比增加的主要原因。此外，在调光期间的效率的任何降低将限制输入功率随着输出功率降低而减小的程度。

然而，在本发明的实施例中，中断反馈回路被布置为防止镇流器进入到这种较低效率状态太远。当控制信号生成电路所需的调光信号的PWM占空比下降到预定水平，诸如在50％和10％之间，并且优选地下降到大约30％时，第二控制回路(其用作中断反馈回路)允许恒定电流调节器两端的电压增加到预定电平。一旦达到该电平，所述第二控制环路就向主功率转换器发送中断信号，导致转换器内的开关模式控制器的中断，从而中断电容器充电过程。这然后降低了负载两端的电压，并且因此也降低了电流调节器两端的电压。一旦电流调节器两端的电压下降到较低的预定值，中断控制回路就将中断信号去除，这重新启动了转换器的常规开关操作。这在本文中被称为受控打嗝模式。如果仍然需要显著的调光程度，则将根据需要重复受控打嗝过程。

在此受控打嗝模式期间，电流调节器两端的时间平均电压增加，从而导致电流调节器的效率降低。然而，开关模式电源的效率没有显著降低，并且因此在输出电容器两端的百分比电压纹波没有显著增加，并且因此在LED负载中的处于整流的AC信号的频率处的电流纹波百分比没有显著增加。在该过程期间，以打嗝的频率通过负载的电流纹波受到电流调节器的差分阻抗限制，并且因此，优选具有相对高的差分阻抗的调节器(如本文所讨论的)。

本领域技术人员将意识到，在控制回路或多个控制回路内操作的开关模式功率转换器向转换器内的切换元件提供切换波形，由此，所述切换波形的频率和/或占空比响应于经由所述控制回路提供给转换器的信号。由控制回路信号控制切换波形的参数的方式通过通常驻留在开关模式功率转换器内的软件确定。在本发明的一些实施例的情况下，出于改变初级开关模式转换器的切换参数或中断初级开关模式转换器的切换操作的目的，改变初级和第二控制回路信号所响应的参数，在一些实施例中可替代地由替换的电路系统诸如微控制器捕获。因此，在微控制器的控制下，经由硬件反馈回路使用初级开关模式转换器的替代方案为将开关模式转换器软件置于微控制器内。因此，使用此控制方案，图3(a)中所示的硬件反馈回路将向开关模式转换器(304)内的切换元件发送PWM切换波形，而不是将反馈信号传送到(304)内的开关模式控制器，其中切换参数由浅调光期间调节器(310)上的电压确定，并且其中响应于所述电压的变化，所述PWM切换波形在深度调光期间被中断和重新激活。因此，在本发明的实施例中，其中PWM切换波形的中断由驻留在微控制器内的软件执行，对应的中断反馈信号采取由所述软件内的软件反馈传送的逻辑信号的形式。此类中断发生的情况以及此类中断被释放从而重新激活PWM切换波形的情况将与本文前面所述的那些相同。

适用于本发明的某些实施例的电流调节器在公布为WO2013/005002的国际专利申请中有所公开，其全部内容特别是其图6和相关描述通过引用并入本文。

因此，本发明的实施例提供用于生成高度调光水平同时维持对干线源电压引发的闪烁的良好控制的装置。前往初级开关模式转换器的反馈信号控制闪烁，否则闪烁将由于在其输出上处于整流AC频率处的电压纹波而存在，同时，使用如本文所公开的足够高的PWM调光频率诸如大于1KHz，并且更优选地大于1.25k Hz、2kHz或3kHz，确保闪烁对于绝大多数群体通常将是不可感知的(无论是直接地或者通过频闪或类似的效果)。

本领域技术人员将意识到，如上所述，初级开关模式转换器的操作频率是几十KHz或更大，因此，在负载中引发的处于那些频率的任何纹波均不会被感知为闪烁。

如前所解释，在一些实施例中，由控制信号生成装置所生成的控制信号与通过在任何切相或类似功率调制手段之后出现的AC信号输送到输出电容器/负载组合的每个干线周期的电荷相关。由此，当没有发生功率调制(例如，没有切相)时，本发明的实施例可生成最大控制信号，并且当发生完全调制(例如，179度切相)时，生成最小控制信号。以这种方式，根据此实施例的系统能够提供控制信号和施加到AC信号的调制之间的映射，并且因此提供全调光范围以匹配调制程度。然而，已知的是，一些切相调光器开关对它们能够执行的最小和最大切相程度中的任一个或两者具有限制。此类限制可以是相当重要的。

因此，有利地，本发明的实施例可包括用于根据所检测的来自调制的AC信号的功率的变化来适配所生成的控制信号的装置。因此，本发明的实施例可结合用于自适应地修改AC信号上的调制程度和供应给负载的电流之间的映射函数的装置。有利地，可以使用微控制器或类似的计算器件来控制该映射。

应当注意，在优选的实施例中，控制信号发生系统被布置为在所需的整个调制范围内向初级开关模式转换器提供浅反馈信号，而不仅仅是例如在需要更浅的调光时。在此类实施例中，在中断反馈开始操作的点处被发送到开关模式转换器的反馈信号在中断反馈信号可操作的持续时间内是固定的。因此，在中断反馈信号可操作的持续时间内，指示开关模式转换器维持其在中断之间的那些时间段的当前开关模式参数。在这些实施例中，即使当中断反馈信号由中断反馈电路产生时，反馈信号也将工作。尽管如此，本发明的一些实施例可仅包括中断反馈回路，但这并非优选实施例，因为它不提供照明系统的特别平滑的调光。

从以上描述清楚的是，本发明的优选实施例采用两个主反馈回路。第一，浅调光反馈回路控制初级开关模式转换器的开关模式参数，以及第二，中断反馈回路在由电流调节器两端测量的信号(诸如电压或等效信号)确定的持续时间内关闭初级开关模式转换器的切换操作。

在另一方面，本发明可以被视为适用于驱动LED负载的镇流器，包括初级开关模式转换器、用于测量输入AC电源上的调制(诸如切相)的装置、可与负载串联定位的电流调节器，以及用于基于所测量的调制水平控制开关模式控制器的操作的反馈控制器，其中如果检测到的调制水平导致镇流器以低于期望效率的效率工作，或者如果电流调节器两端的电压电平超过预定阈值，则反馈控制器适于中断开关模式转换器的正常切换。

根据本发明的进一步的方面，提供了一种控制电气负载的方法，包括以下步骤：

a)提供开关模式转换器，并且将所述转换器布置为给电容器充电；

b)将所述负载布置为与电流调节器串联，以及在电容器两端布置所述串联布置；

c)定期监测电流调节器两端或负载两端的电压电平；

d)如果在步骤(c)中监测的电平指示调节器两端的电压高于预定的最大电平，则中断开关模式转换器的操作，其中所述中断包括防止所述转换器对所述电容器充电；以及

e)如果在步骤(c)中监测的电平指示调节器两端的电压低于预定的最小电平，则去除对开关模式转换器的中断；

其中所述最小电平和最大电平被选择为允许电流调节器将差分阻抗维持在预定最小值之上。

根据本发明的进一步的方面，提供了一种结合所附权利要求中任一项所述类型的镇流器的照明设备。

所述照明设备可包括发光二极管布置。

在本发明的一个方面中的任何特征可以以任何适当的组合应用于本发明的其他方面。具体地，方法方面可应用于装置方面，反之亦然。此外，在硬件中实现的特征可在适当的情况下替代地在软件中实现，反之亦然。

附图说明

现在将仅通过示例并参考以下附图更详细地描述本发明的实施例，其中：

图1以简化框图形式说明用于根据AC(例如，电源)电压驱动LED照明单元的功率转换电路；

图2示出与图1的电路的一部分相关联的电压波形的曲线图；

图3a以框图形式说明本发明的第一实施例；

图3b以框图形式说明用于图3a所示的实施例的另选切换布置；

图4(a)和图4(b)更详细地说明本发明的实施例的电路元件，其中特征分别在硬件和软件中实现；以及

图5示出适用于本发明的一些实施例中的电流调节器的简化电路。

具体实施方式

图3a示出根据本发明实施例的可调光LED照明镇流器的功能框图，可调光LED照明镇流器根据具有某种形式的调制(诸如切相)的AC电源操作，其中所述切相可通过使用前沿切相器或后沿切相器实现。在图2的输入电压波形中说明了前沿切相器的作用，其中AC输入电压的每个半周期从低相位角端消隐或切相。在后沿切相器的情况下，从高相位角端对AC电压波形的每个半周期进行切相。贯穿以下概述，将参考前沿切相器的使用来解释基于图3中的功能框图的镇流器的作用。然而，本领域普通技术人员应当清楚，在相同发明的后沿调光镇流器的情况下存在等效的一组操作条件和总体操作算法。

参考图3a，将输入AC电源电压(301)经由切相调光器(302)提供给全波整流器(303)。然后将所得到的全波整流电压提供给两个反激转换器(304)和(305)。初级反激转换器(304)向负载(306)提供开关模式转换的电流，负载(306)包括平滑电容器(307)和电流调节负载的并联组合，其中电流调节负载(308)继而包括LED负载(309)以及与所述LED负载串联连接的可调光DC电流或驱动电流调节器(310)。初级转换器(304)在正常条件下以几十KHz或更高的开关模式频率进行操作，并且因此以这些频率出现在负载两端的任何纹波对于可感知的闪烁不会产生任何后果。

辅助反激转换器(305)向第二电容器(311)、固定电阻性负载(未示出)和用于缓冲目的的电压跟随器(312)的并联组合提供开关模式转换的充电电流。当转换器馈送固定电阻性负载时，该负载两端出现的电压与功率相关，并且因此与施加到AC信号的切相的程度相关。因此，该电压充当用户所需的通过调光开关调整的调光程度的度量。

然后，将由所述电压跟随器(312)输出的DC电压馈送到微控制器(313)，微控制器(313)被布置为使用模数转换器(ADC)输入来测量电阻性负载两端的电压，如由电压跟随器所缓冲的。然后，微控制器(313)被布置为响应于所测量的电压向开关或电流调节器(310)的调光控制输入提供具有占空比D的输出PWM波形(314)，其中所述PWM波形的频率足够高，以避免在LED负载(309)内生成直接或间接可感知的闪烁。在本发明的实施例中，微控制器提供在PWM波形的占空比D和馈送给微控制器的控制电压V_cntl之间的1:1的传递函数D(V_cntl)。

微控制器(313)还连接到LED负载和电流调节器之间的点，并且被布置为再次使用ADC输入测量出现在该点处的电压。该电压提供了对电流调节器两端的DC电压的度量。

来自微控制器的一个或多个输出(317)被提供回到初级开关模式转换器，一个或多个输出(317)充当经由反馈隔离和电平移动装置(315)的一个或多个反馈信号，以控制初级转换器的输出，如下面更详细地描述。

电流调节器可以通过任何合适的装置来调制(即，可调光)。图3b更详细地示出如何在本发明的实施例中调制电流调节器。这种用于对电流调节器进行调光的装置可以用于图3a的实施例中，并且还可以与本文描述的其他实施例一起使用，这对于本领域普通技术人员将是清楚的。类似于关于图3a所描述的LED负载(309)被示出为与电流调节器(310)串联。MOSFET开关(316)位于负载(309)和调节器(310)之间。开关在其与微控制器(313)的栅极连接上具有输入端，其中微控制器向栅极输入端提供其PWM输出。MOSFET开关用于在PWM波形处于其导通状态时在电流调节器(310)和LED负载(309)之间提供直接连接，并且当PWM波形处于其断开状态时，将LED负载从电流调节器电气断开。

参考图3a和图3b两者，在操作中，在PWM波形的每个导通状态周期期间(即，当微控制器已经切换到开关(图3b中的316)导通时)，微控制器还向初级转换器发送电压反馈信号，因此通过以下方式控制其切换操作，即电流调节器(310)两端测量的电压在由包括(304)(313)和(315)的控制回路提供的精度内保持恒定。

使用光隔离器(315)为从微控制器到转换器(304)的反馈信号提供隔离，以在镇流器的高电压输入侧和低电压输出侧之间提供进一步的隔离。

由于辅助反激转换器(305)和电压跟随器(312)的作用，还提供了在控制电压V_cntl和切相角φ之间的1：1的传递函数V_cntl(φ)。因此，元件(305)(310)(311)(312)和(313)的组合作用提供了在PWM电流调光波形的占空比D与切相角φ之间的1:1的传递函数D(φ)。因此，在该实施例实现的该方案在调光分布D(φ)的定义中提供了重要的自由度。该自由度可以以两种方式加以利用。首先，调光函数D(φ)可以为线性的、几何的或这两者的组合。其次，如稍后所示，此映射函数可以借助微控制器(313)的作用通过以下方式而自适应：将可调光电流调节器(310)的可用电流调光范围映射到切相调光器(302)的切相角范围。

如稍后所说明，可调光电流调节器(310)优选地为表现出高差分阻抗的类型，从而抑制LED负载中的电流纹波。此电流纹波可由于平滑电容器(307)两端的电压纹波或者根据本发明的特征的LED镇流器中的受控打嗝模式而产生，其中，在调光操作期间，通过由反激转换器(304)将电荷以脉冲方式注入电容器(307)中，允许电容器两端的电压(307)在最大值和最小值之间变化，其中(304)的作用由微控制器(313)响应于在PWM调光波形的每个导通状态期间的可调光调节器(310)两端的电压的测量而控制。根据本发明的实施例，在镇流器中采用此受控打嗝模式，以便在深度调光操作期间抵消由大多数LED镇流器所经历的电源效率降低以及随之而来的LED闪烁增加的影响，如前所述。

图3a的辅助转换器布置用于生成与通过调光器开关施加在经整流的AC信号上的调制程度相关的控制电压。可以提供以不同方式生成控制电压的本发明的实施例。因此，本发明的实施例包括如图3a所示的布置，但是其中辅助控制器和电压跟随器由数字化器代替，用于在适当的缩放之后把调制的、整流的AC信号数字化。数字化器被布置为以足以允许后续处理的速率对AC信号进行采样，以将调制的AC信号的RMS电压测量到取决于期望的光学调光量化水平的精度。然后，如前所述，RMS电压电平用于生成控制电流调节器的PWM信号。

普通技术人员将意识到，存在确定施加到AC信号的调制程度(例如，切相的程度)的其他方式，并且这些方式可在不脱离本发明的本质和范围的情况下使用。

下面提供了在调光时反激转换器的反馈控制和受控打嗝模式的进一步细节。

图4(a)和图4(b)示出与本发明的一系列实施例相关的简化电路图。实施例在功能上类似于图3(a)的实施例，并且图3(a)和图4(a)共有的各种元件的操作通常具有类似的性质，而图4(b)的不同在于一些特征在软件而不是硬件中实现。如稍后将描述的，一系列实施例的构件根据传递函数(调光分布)D(φ)的性质而变化。

图4(a)示出镇流器，其中主要部件包括主反激转换器(403)、辅助反激转换器(405)、电流调节器(410)、LED负载(409)和微控制器(413)。这些以与图3(a)所示的实施例中的对应部件类似的方式布置。微控制器(413)具有输入Vcntl(φ)和V_监测，该输入Vcntl(φ)和V_监测分别经由电压跟随器缓冲电路(420)来自辅助反激转换器的输出，以及来自电流调节器(410)处的电压。微控制器(413)向电流调节器提供切换PWM输出，并且向主反激转换器(403)提供两个反馈信号。浅模式反馈信号FB1被馈送到光学隔离器(421)，然后，光隔离输出FB2连接到主转换器(403)以控制其PWM参数。来自微控制器的中断反馈信号FB3被馈送到光学隔离器(422)，其中光隔离输出FB4连接到主转换器(403)，以控制转换器的中断功能。由FB3和FB4馈送的输入更具体地馈送到主转换器(403)内的功率因数控制器(416)。

在由图4(a)代表的一系列说明性实施例中，驱动电流调节器(410)可以采取并联的两个调节器的形式，在上述专利申请WO2013/005002中公开的并且也提供DC电流调节功能的类型中的每一个也提供高差分阻抗，从而将由于平滑电容器(407)两端的电压纹波引起的LED负载(409)中的电流纹波减小到低水平(在其某些实施例中，对于3.5V的峰到峰电压纹波通常为大约0.1％)。使用具有高差分阻抗的此调节器还使得抑制由于功率转换器(403)内的微控制器(413)控制下的受控打嗝模式引起的电流纹波。在未调光操作和浅调光两者期间，所述驱动电流调节器两端的平均电压通过光耦合器(421)的作用维持在略高于其拐点电压的基本上恒定的电平处，光耦合器(421)响应于来自微控制器(413)的控制信号FB1向主功率因数校正控制器(416)提供反馈信号FB2，响应于此，所述功率因数校正控制器改变其切换特性(导通时间、断开时间、频率的组合)，以便维持电流调节器两端的所述基本上恒定的电压。然而，在深度调光期间，根据调光分布D(φ)的性质，将存在一个调光深度，低于该调光深度，包括LED群组(409)和电流调节器(410)的串联组合的负载将小于从功率转换器(403)可获得的功率，并且其中通过改变功率因数控制器(416)的切换参数中的一个或多个来克服该问题从而将导致功率转换器(403)的效率的显著降低。在该点处，并且对于比这更大(更深)的任何调光深度，功率转换器(403)被置于在微控制器(413)控制下的受控打嗝模式。当由微控制器生成的PWM占空比低于一个水平(通常在10％和50％之间，并且优选地为30％，作为已知的，其中低于该水平时，功率转换器(403)的效率会下降到比其未调光的值低大于10个百分点)时，借助于由微控制器(413)发送的中断控制信号FB3来致动此受控打嗝模式。

在该实施例中，受控打嗝模式的特征在于，当需要将调光PWM信号的占空比降低到一个水平以下时(在该水平处，已知电源(403)的效率降低大约10个百分点以上)，在经由第二光隔离器(422)发送反馈信号FB4之前，允许电流调节器两端的电压增加到预定最大电平V_chm(Max)，其中反馈信号FB4处于向开关模式控制器(403)提供中断信号的电平。在FB4保持在该电平处时期间，电源(403)不向电容器(407)供应任何电荷。因此，在该时段期间，电容器(407)两端的电压下降，并且因此，调节器(410)两端的电压也下降。当如由微控制器(413)检测的调节器(410)两端的电压下降到预定最小值V_chm(Min)时，微控制器(413)去除中断信号，并且受控打嗝模式再次开始。

选择在受控打嗝模式期间使用的最大和最小电流调节器电压V_chm(Max)和V_chm(Min)，以便包括一个电压范围，在该电压范围内，电流调节器(410)产生高差分阻抗。在说明性示例中，其中电流调节器(410)具有6V的拐点电压，并且其中已知在从该拐点电压处开始的2：1电压范围内给出高差分阻抗，通常分别将V_chm(Max)和V_chm(Min)选择为12V和8V。

线性技术的LT3799通过使用INTVcc引脚提供了反激转换器的示例，该反激转换器结合可以以这种方式中断的内置功率因数校正控制器。

图4(b)说明本发明的进一步的实施例，其中相同的附图标记指的是如图4(a)所示的等效或类似的特征。除了如下所述之外，操作大体类似于图4(a)的操作，并且因此不提供其操作的完整描述。在该实施例中，通过将用于转换器(403)的开关模式控制软件从图4(a)的功率因数控制器(416)转移到微控制器(413)，消除了图4(a)的初级开关模式转换器(403)内的功率因数控制器(416)。在此实施例中，从微控制器(413)馈送到主反激转换器(403)的信号采取经由光隔离器(421)施加到反激转换器(403)的开关模式FET(423)的栅极端子的PWM电压波形的形式。在此实施例的情况下，中断功能借助于软件中断反馈信号实现，由此响应于在PWM调光波形的每个导通状态期间对可调光调节器(410)上的电压的测量，在所述开关模式控制软件内中断施加到FET(423)的PWM波形。因此，在图4(b)所说明的实施例中，消除了图4(a)中所示的作为反馈FB3、光隔离器(522)和反馈FB4的硬件中断反馈。

普通技术人员将理解，在开关模式FET(423)的漏极到栅极反馈隔离足以提供微控制器(413)与在镇流器的输入端处发生的信号浪涌和电压尖峰隔离的情况下，可以消除图4(b)中所示的光隔离器421。

在低LED负载电压下需要高镇流效率的应用中，本发明人认识到，在WO2013/005002中公开的精确调节器架构代表非理想的解决方案，其本身具有大约6V的拐点电压。因此，为适应大约1V的峰到峰电压摆动，电流调节器将需要在未调光的条件下在刚好高于7V的电压下进行操作。因此，将在其两端的电压在未调光操作中维持在大约8V的情况下操作此调节器。鉴于初级开关模式转换器(403)可以优选地在满载情况下以大约95％的效率进行操作，以便整个镇流器对于所有负载具有大于85％的效率的事实，调节器将需要以至少89.5％的效率进行操作。电流调节器的操作效率由LED负载电压与LED负载和调节器两端的总电压降的比率简单地给出。因此，可以容易地计算出，当使用在WO2013/005002中公开的精确调节器架构时，确保镇流器实现至少85％的总效率所需的最小LED负载电压为68V。

对于在未调光时需要大约10瓦的LED负载功率的应用(通常用于替换60W输入白炽灯的A19或类似的LED灯泡)，更常见的是，LED负载在48V的电压下操作，并且相应地，LED电流为208mA。对于此应用，使用本发明的镇流器将需要电流调节器具有较低的拐点电压，以便维持高效率。

图5示出基于在WO2013/005002中公开的总体架构的电流调节器(500)。这示出一对基本电流调节器(501，502)，其中第一基本调节器(501)交叉耦合到第二基本调节器(502)，其基本结构类似于WO2013/005002的图6的实施例。在电流调节器的当前变型中，串联连接的硅二极管(503)和电阻器的并联堆叠代替所参考器件的基本调节器中的一个调节器中的并联齐纳堆叠。以这种方式，通过对部件值的适当选择，可以获得显著减小的拐点电压。

使用本申请的图5的电流调节器架构，可以使用以下电阻器值以及标准硅整流器二极管和并联齐纳(Zener)堆叠中的四个齐纳二极管来实现大约4.2V的拐点电压，由此每个齐纳二极管承载25mA的电流并且在该电流处具有3V的齐纳电压：

RL＝22Ω，Ru1＝4.8Ω，Ru2＝15.2Ω

这些值涉及其中每个硅整流器二极管具有0.8V的电压降并且其中每个双极晶体管的基极-发射极电压为0.7V的情况。

图5的修改的电流调节器架构可通过适当选择电阻器值，整流器二极管和齐纳二极管的数量用于解决本发明的低压镇流器所需的电流范围，其中此范围的上端主要由PNP和NPN双极晶体管的电流处理能力确定。

参考图4(a)和图4(b)的整体镇流器架构，如果初级转换器(403)的效率为大约95％，则对于平滑电容器(407)，使用220μF的值，在208mA的恒定DC负载电流下，电容器(407)两端的峰到峰纹波电压将达到良好的工程近似值2.6V。这允许调节器在高于其拐点电压大约1.4V处操作，同时具有足够的余量以确保贯穿整个电压纹波，其保持在其高差分阻抗区域内(即，高于其拐点电压)。这意味着在本发明的架构内操作的这种类型的电流调节器将在5.6V的调节器电压处进行操作。对于48V的LED负载电压，这对应于(48/(48+5.6))x100％的调节器效率，即89.6％。这继而给出89.4％的95％(即85％)的镇流器总效率。

在该电流水平下操作的此镇流器将仅需要所公开类型的一个电流调节器。因此，电流调节器将具有大约10KΩ的差分阻抗。因此，在该示例中，调节器经历的2.6V的峰到峰电压将产生26mA(0.125％的LED电流)的峰到峰电流纹波，其对应于100Hz至120Hz处的0.05％的百分比闪烁。

类似地，在受控打嗝模式期间经历的4V峰到峰电压摆幅将产生大约0.4mA的峰到峰电流纹波，等于0.2％的百分比峰到峰电流纹波。这继而对应于由LED负载发射的光中的0.1％的闪烁百分比。

相同的修改的电流调节器也适用于使用较高LED负载电压和相应较低LED电流的灯中。例如，如果LED负载电压为100V，并且LED电流为100mA-再次给出10W的LED负载功率-并且平滑电容器(407)为122μF，则平滑电容器两端的峰到峰电压纹波将再次为2.3V。因此，电流调节器再次如在前面的示例中那样在5.5V的电压下进行操作，从而导致调节器效率为(100/(100+5.5))x100％，即94.8％。这与反激转换器的95％效率一起将导致整体镇流器效率为90％。此外，LED负载中的100Hz至120Hz的峰到峰电流纹波可以为如前所述的0.23mA，对应于LED电流的0.2％，从而给出0.1％的闪烁百分比。

本领域普通技术人员应当理解，根据本发明的镇流器可以以上面概述的方式结合具有与上面概述的那些相同或大致相似的差分阻抗和调光能力的其他类型的电流调节器，同时仍提供良好的性能，并且也可以使用具有较差性能的其他电流调节器，同时仍提供足够的(虽然降低的)性能。

在本发明的同一系列的优选实施例中，通过使用功率因数校正控制器(416)向主反激转换器(403)提供功率因数校正(PFC)功能，出于维持高功率因数的目的，功率因数校正控制器(416)可使用恒定导通时间、恒定断开时间或任何类似的开关模式初级控制功能，或功能的组合。相比之下，辅助反激转换器(405)优选地使用恒定导通时间控制器(417)。开关模式控制致动的这种差异确保了整体镇流器的功率因数可以被控制，并且由此被最大化的同时，包括辅助反激转换器(405)，电阻分压器R1、R2和电压跟随器(420)的辅助电路提供与切相角φ直接相关的DC电压输出V_cntl。

通过考虑两个反激转换器的操作模式，并且在每种情况下在干线AC周期上施加电荷守恒，则每个反激转换器的平均次级电流的峰值(通过主反激变压器(418)和辅助反激变压器(419)的次级绕组电感器所汲取)可以表示为：

和

其中：

对于φ≤90度，K＝1

对于φ>90度，K＝Sin(φ)

<I_sec1>,p为主反激转换器的反激变压器(418)中的峰值平均次级电流

<l_sec2>,p为辅助反激转换器的反激变压器(419)中的峰值平均次级电流

I_reg,0为由电流调节器(410)控制的调节的LED电流的未调光值

D为施加到电流调节器(410)的PWM波形的占空比

φ为对于所述波形在整流之前已经经受前沿调光的情况，在镇流器的输入端处的全波整流电压波形的切相角

<V_c2>为电容器C2两端的时间平均电压

电容器C2两端的时间平均电压经由包括电阻R1和R2的电阻分压器施加到电压跟随器(420)的非反相输入端。此电压跟随器的作用是提供DV输出V_cntl，该DV输出V_cntl对于在0至V_r,vf范围内的V₊值将遵循<V₊>(R2两端的时间平均电压)，其中V_r,vf为提供给电压跟随器(420)的轨电源电压。

考虑到辅助反激转换器(405)使用恒定导通时间和恒定切换频率的事实，峰值平均次级电流<I_sec2>,p由下式给出：

＜I_sec2＞,p＝K.V_p.ton².f_sw/(2.L_p2.n₂)……(公式3)

其中：

V_p为全波整流电压波形的峰值电压

t_on为开关模式控制器(417)的恒定导通时间

f_sw为开关模式控制器(417)的恒定开关频率

n₂和L_P2继而是辅助反激转换器(405)的反激变压器(419)的匝数比(输出端与输入端之比)和初级电感。

组合公式2和公式3，并且考虑电压跟随器(20)的操作，控制电压V_cntl可表示为切相角φ的函数：

鉴于公式2从干线周期期间的电荷守恒推导出的事实，在公式(4)中给出的提供V_cntl和φ之间的映射函数的表达式，对前沿调光和后沿调光来说是相同的，从而使得控制电压独立于调光器类型。

响应于该电压输入，微控制器(413)根据通过在微控制器内的预加载查找表提供的算法来调整PWM波形的占空比。所述算法提供占空比D和V_cntl之间的1：1映射，并且因此经由等式4提供D和φ之间的1:1映射。

此算法的示例由等式5和等式6给出。这是所谓的“对数曲线”或更准确地是几何分布的具体示例，其中当φ＝φ_min时，D＝1并且当φ＝φ_max时，D＝D_max。

其中：

通过公式5和公式6与公式4的组合，在馈送到微控制器的切相角φ、控制电压V_cntl和由微控制器提供的PWM占空比之间构建传递函数。

在一些实施例中，基于图5的架构的电流调节器可通过本文所述的方法实现降低至0.1％，并且在一些情况下甚至进一步降低的调光。通过使用以查找表或查找表的集合的形式包含在微控制器(413)内的算法，100％调节电流的整个调光范围(降低至调节电流的0.1％)，可以映射到前沿或后沿调光器的切相角范围。此外，由于本文所述的电流调节器的高差分阻抗以及本文所述的受控打嗝模式的使用，可以在调光器开关的整个范围内实现低水平的光度闪烁，而不管调光器开关提供前沿调光还是后沿调光。

期望的是镇流器能够调整其操作，以便在没有该角范围的先前知识的情况下将其可用调光范围映射到其所连接的切相调光器的切相角范围上。这确保了镇流器的调光分布在调光范围的任一端处均未表现出“死行程”。以下讨论详细说明了如何实现这一点。

自适应调光：在任何给定的国家或其中定义了标称干线RMS电压(诸如，在英国的230V)的地区内，在所输送的实际干线电压中的特性之间存在一些变化(通常为+/-10％量级)。除此之外，在切相调光器之间存在根据切相角的最小值和最大值(φ_min和φ_max)的变化。对于典型的市售切相调光器，φ_min可以在大约5度和大约90度或更大之间，φ_max在大约100度和179度之间。

改进LED照明装备的新兴需求是此装备与市售和预安装的切相调光器的范围兼容。这尤其意味着需要镇流器能够在其整个调光范围上进行操作，其中在任何特定情况下，所述范围均被映射到镇流器所连接的调光器的切相角范围。在隔离镇流器的电路架构的上下文中，这意味着需要该架构提供用于控制调光功能的电压或电流。然后，用于确保兼容性的策略可包括检测位于预先假定的最小范围之外的此类电压或电流，并且以适应所检测的电压或电流的新的最大值和最小值的方式重映射调光功能。在根据本发明的镇流器的上下文中，电压V_cntl可用于影响此重映射过程，从而提供宽范围且优选地通用的调光器兼容性。该过程可包括：初始地将传递函数V_cntl(φ)在φ(((φ)_min)_假定至((φ)_max)_假定)的值的最小范围上居中，并且然后在检测到位于对应范围((V_cntl,max)_假定至(V_cntl,min)_假定)之外的V_cntl的值时，继续在新遇到的φ的范围上重映射函数V_cntl(φ)。类似地，函数D(φ)可在φ的新范围内重映射。

在其初始状态(在灯或单独的镇流器安装到照明系统中之前)，加载到微控制器中的算法假设，对于已知的n₂、t_on与L_p,2和假定的V_p值，要由微控制器接收的V_cntl的范围对应于最小相位角范围(φ_min至φ_max)，其中当φ＝φ_max时，V_cntl具有其最小值，并且当φ＝φ_min时，V_cntl具有其最大值。然后，该算法将电流调节器的调光范围并且因此将镇流器的调光范围(D_min至1)映射到V_cntl的该初始假定的范围上。

在安装之后，如果微控制器接收到在该初始假定范围之外的V_cntl的值，则重映射算法，使得最小PWM占空比D_min映射到V_cntl的新的最大值，并且最大PWM占空比(即，1(unity))重映射到V_cntl的新的最小值。

通过使用图4(a)或图4(b)的架构，其中辅助反激转换器使用恒定导通时间控制器，并且其中电流调节器具有已知的调光范围，可适应调光开关之间的参数V_p、φ_min和φ_max的变化，同时实现全范围调光，而不管调光器开关是使用前沿调光方法还是后沿调光方法。

注意，尽管本发明的实施例已经呈现为具有作为初级开关模式转换器或辅助开关模式转换器的反激转换器，但是本领域普通技术人员将理解，存在等效电路拓扑，并且因此等效电路拓扑可以被替代而不改变本发明的性质，并且不需要任何创造性活动。例如，可以使用降压转换器或升压转换器，并且普通技术人员将理解其任何设计含义以及所需的任何改变和修改。

还要注意，术语发光二极管和LED指的是可以被配置为生成可见光、红外和/或紫外波长辐射的所有类型的发光二极管，包括半导体和有机LED。

注意，尽管本发明主要在与LED照明系统一起使用的上下文中进行描述，但是使用切相技术或其他技术以减小馈送到开关模式转换器的AC功率，本发明也可以应用于其中需要在特定大范围的输入功率上控制到负载的功率的其他领域。

Claims

1.一种用于将整流的AC输入转换成驱动电流输出的镇流器，所述镇流器包括：

初级开关模式转换器，被布置为向电容器提供电荷，所述转换器具有中断所述转换器的常规开关模式操作的中断装置，以及用于控制其内部脉宽调制参数的装置；

电流调节器，在使用中与负载串联，所述调节器和所述负载与所述电容器并联；

用于确定要被施加到所述驱动电流输出的功率调制的期望程度的装置

监测系统，被布置为监测所述电流调节器两端的电压，以及

中断反馈装置，用于向所述中断装置提供反馈信号，并且被布置为基于在所述电流调节器两端所监测的电压而中断所述初级开关模式转换器，

其中所述中断反馈信号被布置为当要施加到驱动电流输出的调制程度达到给定阈值时中断所述初级开关模式转换器。

2.根据权利要求1所述的镇流器，其中，通过施加到AC信号的功率调制来设置要施加到所述驱动电流输出的所期望的功率调制程度。

3.根据权利要求1或2所述的镇流器，其中，所述中断反馈信号由控制电压生成系统产生，所述控制电压生成系统进一步被布置为产生浅模式反馈信号，所述浅模式反馈信号被布置为基于在所述电流调节器两端监测的电压来控制所述初级开关模式转换器的PWM开关参数。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的镇流器，所述镇流器进一步包括负载调制器，用于基于施加到所述AC信号的调制程度来调制流过所述负载的所述电流。

5.根据权利要求4所述的镇流器，其中，所述负载调制器为脉冲宽度调制器。

6.根据权利要求5所述的镇流器，其中，所述中断反馈信号开始操作的所述阈值为当施加到所述负载调制器的PWM信号的占空比下降到50％和10％之间的水平时，并且更优选地当其下降到大约30％时。

7.根据权利要求2至4中的任一项所述的镇流器，其中，所述控制电压生成系统被布置为向所述电流调节器提供模拟控制信号。

8.根据上述权利要求中任一项所述的镇流器，其中，所述中断装置被布置为，当被馈送给适当的反馈信号时，切断所述初级转换器的所述常规开关模式操作。

9.根据上述权利要求中任一项所述的镇流器，其中，所述中断反馈信号被调谐以试图将所述电流调节器两端的电压维持在预定的最小电压和最大电压之间，所述电压被选择为允许所述电流调节器将差分阻抗维持在高于预定最小值。

10.根据上述权利要求中任一项所述的镇流器，其中，所述中断反馈信号采取在驻留于处理器内的软件内生成的逻辑反馈信号的形式，其中所述软件还生成用于所述初级开关模式转换器的PWM切换波形，并且其中所述PWM切换波形被所述中断反馈信号中断。

11.根据上述权利要求中任一项所述的镇流器，其中所述电流调节器具有大于500Ω，并且更优选地大于1kΩ，甚至更优选地大于2kΩ的差分阻抗。

12.根据上述权利要求中任一项所述的镇流器，其中，所述电流调节器具有在4V和4.5V之间，更优选地为大约4.2V的拐点电压。

13.根据权利要求2至12中任一项所述的镇流器，其中，所述浅模式反馈信号被布置为根据施加到所述AC信号的所述调制来控制所述初级转换器的切换参数，以便使所述电流调节器两端的时间平均电压稳定。

14.根据上述权利要求中任一项所述的镇流器，其中，所述负载包括发光二极管(LED)光源。

15.根据上述权利要求中任一项所述的镇流器，其中所述初级开关模式转换器为反激转换器。

16.根据权利要求1至14中任一项所述的镇流器，其中所述初级开关模式转换器为降压转换器。

17.根据权利要求1至14中任一项所述的镇流器，其中所述初级开关模式转换器为升压转换器。

18.根据权利要求4至17中任一项所述的镇流器，其中，用于监测要施加到所述驱动电流输出的所述调制程度的所述装置包括具有电容性平滑输出的辅助开关模式转换器，其中所述辅助开关模式转换器具有所述调制全波整流AC输入信号作为所述辅助开关模式转换器的输入，并且提供响应于施加到所述AC输入的所述调制程度的信号。

19.根据权利要求4至17中任一项所述的镇流器，其中，用于监测将要施加到所述驱动电流输出AC信号的调制程度的所述装置包括被布置为对所调制的AC信号进行采样的模数转换器(ADC)。

20.根据上述权利要求中任一项所述的镇流器，其中，用于监测所述电流调节器两端的电压的所述监测系统和所述控制电压生成系统使用微控制器实现。

21.根据权利要求2至20中任一项所述的镇流器，其中，所述浅反馈信号被布置为使用所述转换器上的功率因数校正设施来控制所述转换器的切换频率和/或脉冲宽度。

22.根据权利要求2至21中任一项所述的镇流器，其中，在使用中，施加到所述AC信号的所述调制由切相调光器产生。

23.根据权利要求22所述的镇流器，其中所述浅模式反馈信号被布置为当所述切相调光器被设置为产生相对低程度的切相时进行操作，并且所述中断器反馈被布置为当所述切相的程度达到阈值时开始操作。

24.根据权利要求1所述的镇流器，其中，用于确定要被施加到所述驱动电流输出的所述期望的功率调制程度的装置包括用于测量根据所需的调制程度而变化的外部输入信号的装置。

25.一种结合根据上述权利要求中任一项所述的镇流器的照明设备。

26.一种结合根据上述权利要求中任一项所述的镇流器的照明设备，其中所述设备包括一个或多个发光二极管的布置。

27.一种控制电气负载的方法，包括以下步骤：

b)将所述负载布置为与电流调节器串联，以及在所述电容器两端布置所述串联布置；

c)定期监测所述电流调节器两端或所述负载两端的电压电平；

d)如果在步骤(c)中监测的所述电平指示所述调节器两端的电压高于预定的最大电平，则中断所述开关模式转换器的操作，其中所述中断包括防止所述转换器对所述电容器充电；以及

e)如果在步骤(c)中监测的所述电平指示所述调节器两端的电压低于预定的最小电平，则去除对所述开关模式转换器的所述中断；

其中所述最小电平和所述最大电平被选择为允许所述电流调节器将差分阻抗维持在预定最小值之上。

28.根据权利要求27所述的方法，包括向所述开关模式转换器提供浅模式反馈信号的附加步骤，其中所述浅模式反馈信号响应于所述电流调节器两端的电压，并且其中所述浅模式反馈信号用于通过在所述电流调节器两端维持基本上恒定电压的方式控制所述开关模式转换器的切换参数；

29.一种如上参考图3至图5所述的镇流器。