JPH077941A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH077941A JPH077941A JP5169707A JP16970793A JPH077941A JP H077941 A JPH077941 A JP H077941A JP 5169707 A JP5169707 A JP 5169707A JP 16970793 A JP16970793 A JP 16970793A JP H077941 A JPH077941 A JP H077941A
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Abstract
を自在に調整すること。 【構成】 コンデンサC2 の電荷の放電を阻止するダイ
オードD4 ,D5 を、抵抗R9 ,R3 の回路にそれぞれ
挿入接続する。過電流保護の動作開始付近においては、
スイッチング素子Q1 のオン期間中のコンデンサC2 の
充電経路は、ダイオードD5 、抵抗R3 の直列回路、及
びダイオードD4 、抵抗R9 、ツエナーダイオードD3
の直列回路の2経路となる。そして、スイッチング素子
Q1 のオフ期間中のコンデンサC2 の放電経路は、上記
ダイオードD4 ,D5 の存在により上記直列回路を介し
ての放電はできず、自然放電としている。上記充電経路
でコンデンサC2 の充電を行うことのみで(抵抗R3 ,
R9 の値を適宜設定することで)、入力電圧の大小の差
による過電流保護の動作点の差を自在に調整することが
できる。
Description
・コンバータ(RCC)方式を用いたスイッチング電源
装置に関するものである。
ョーク・コンバータ(RCC)方式のスイッチング電源
装置の具体回路図を示すものである。尚、この種の従来
例としては、例えば、特公平4−9033号公報が挙げ
られる。交流電源ACがヒューズF及びラインフィルタ
LPFを介して整流用のダイオードブリッジDB1 の入
力端に接続されており、このダイオードブリッジDB1
の出力端には平滑用のコンデンサC1 が接続されてい
る。
Tからなるスイッチング素子Q1 、起動用の抵抗R1 ,
R2 等で構成されている。また、出力トランスTの出力
巻線N2 の両端には、整流用のダイオードD1 、平滑用
のコンデンサC3 が接続されている。
回路としての電圧検出回路及び制御回路が設けてある。
インバータ回路の出力側に設けた電圧検出回路は、出力
電圧を分圧して検出する抵抗R7 ,R8 、フォトカプラ
PC1 の発光側の発光ダイオードPD、シャントレギュ
レータIC1 等で構成されている。また、インバータ回
路の出力トランスTの帰還巻線NB 側に設けた制御回路
は、上記フォトカプラPC1 の発光ダイオードPDと対
となるフォトトランジスタPT、抵抗R3 〜R5 、ダイ
オードD2 、スイッチング素子Q1 のゲート・ソース間
に並列に接続したトランジスタQ2 、このトランジスタ
Q2 のベース・エミッタ間に接続したコンデンサC2 等
で構成されている。
する。まず、電源が投入された起動時においては、抵抗
R1 ,R2 を介してスイッチング素子Q1 のゲートに電
圧が印加されて、該スイッチング素子Q1 がオンする。
このスイッチング素子Q1 がオンすると、出力トランス
Tの1次巻線NP に電源電圧が印加されて、帰還巻線N
B に1次巻線NP と同方向に電圧が発生する。この発生
した電圧により抵抗R3 を介してコンデンサC2 を充電
する。
ロに近くフォトカプラPC1 のフォトトランジスタPT
は遮断状態であり、コンデンサC2 は抵抗R3 を流れる
電流のみで充電される。また、この時コンデンサC2 に
は電荷が充電されていないために、短時間で充電され
る。そして、トランジスタQ2 のベース・エミッタ間の
順方向電圧を越えると、トランジスタQ2 がオンする。
スタQ2 のコレクタ電位がLレベルとなって、スイッチ
ング素子Q1 のゲートをLレベルとして、該スイッチン
グ素子Q1 をオフさせる。従って、起動時においては、
スイッチング素子Q1 のオン期間は小さく抑えられる。
イッチング素子Q1 のオン時に出力トランスTに蓄積さ
れていたエネルギーは出力巻線N2 を介して放出され
る。このエネルギーである電圧がダイオードD1 で整流
され、また、コンデンサC3 にて平滑されて、負荷に電
力が供給されることになる。
放電していくと、トランジスタQ2はオフし、スイッチ
ング素子Q1 がオンする。スイッチング素子Q1 がオン
すると、再び出力トランスTの1次巻線NP に電圧が印
加されて、出力トランスTにエネルギーを蓄積する。
が立ち上がってくると、コンデンサC2 はスイッチング
素子Q1 のオフ期間に出力トランスTの帰還巻線NB に
発生する電圧により電荷が逆方向に充電される。そのた
め、電荷が空っぽのときよりも長い充電時間が必要とな
り、スイッチング素子Q1 のオン期間は長くなる。そし
て、出力電圧が立ち上がった後は、フォトカプラPC1
のフォトトランジスタPTも遮断状態から能動状態にな
って、フォトトランジスタPTのコレクタ電流がコンデ
ンサC2 の充電時間を制御し、所定の出力電圧に応じた
スイッチング素子Q1 のオン期間を得るようになる。
電圧は、抵抗R7 とR8 とで常時分圧して検出されてお
り、この分圧した検出電圧とシャントレギュレータIC
1 が有する基準電圧とを比較している。そして、出力電
圧の変動量をシャントレギュレータIC1 で増幅し、フ
ォトカプラPC1 の発光ダイオードPDに流す電流を変
化させて、発光ダイオードPDの発光量に応じてフォト
カプラPC1 のフォトトランジスタPTのインピーダン
スを変化させ、コンデンサC2 の充電時定数を変えるこ
とで、出力電圧が一定となるように制御を行う。
は主に抵抗R5 、ダイオードD2 、フォトカプラPC1
のフォトトランジスタPTを介して充電される。また、
コンデンサC2 の充電電荷は、抵抗R3 を介して放電さ
れる。
プラPC1 の発光ダイオードPDに電流が多く流れて、
フォトトランジスタPTのインピーダンスが下がるため
に、コンデンサC2 の充電時定数が短くなり、トランジ
スタQ2 を早くオンさせて、スイッチング素子Q1 をオ
フとして該スイッチング素子Q1 のオン期間を短くし、
出力電圧を低下させるように制御する。また、出力電圧
が低下した場合には、上記の逆の動作を行って、出力電
圧を上昇させるように制御を行い、出力電圧が一定とな
るように定電圧制御をする。
の場合の制御は以下のようにして行われる。すなわち、
出力電流が増加していくと、フォトカプラPC1 の発光
ダイオードPDに流れる電流が絞られていく。そのた
め、フォトトランジスタPTに流れる電流も絞られて、
コンデンサC2の充電時間が長くなる。従って、トラン
ジスタQ2 をオンさせるまでの時間が長くなってスイッ
チング素子Q1 のオン期間が大きくなり、出力電流を多
く流そうとする。
電流がゼロとなって遮断状態となった後は、コンデンサ
C2 の充電は抵抗R3 側のみとなり、スイッチング素子
Q1のオン期間はコンデンサC2 と抵抗R3 による時定
数により決まる値以上に増大することができず、出力電
流は限界となる。また、コンデンサC2 の電荷の放電も
抵抗R3 を介して行われる。更に負荷インピーダンスが
下がると出力電圧も下がり始めるが、出力電圧が下がる
と、スイッチング素子Q1 のオフ期間に出力トランスT
の帰還巻線NB に発生する電圧も下がる。そのため、コ
ンデンサC2 に逆方向に蓄積される電荷が減って、スイ
ッチング素子Q1 のオン時のコンデンサC2 の充電時間
が短くなり、スイッチング素子Q1 のオン期間が短くな
る。
にゼロ(短絡)になるまで、スイッチング素子Q1 のオ
ン期間が短くなり続けるので、出力電流に対する出力電
圧は抑制されて、所謂フの字カーブを描いて過電流保護
制御が働く。
報)においては、インバータ回路の入力電圧V1 の変動
により過電流保護の動作点が比例してシフトするという
問題がある。これは、スイッチング素子Q1 のオン期間
中のコンデンサC2 の充電経路と、スイッチング素子Q
1 のオフ期間中のコンデンサC2 の放電経路とが、共に
抵抗R3 を介して行っているためである。つまり、コン
デンサC2 の充電経路と放電経路とが同一の構成として
いるからである。
に示す回路である。この回路の例として、特公平4−9
034号公報が挙げられる。すなわち、図4に示すよう
に、抵抗R3 と並列に、抵抗R9 とツエナーダイオード
D3 との直列回路を接続したものである。このように従
来の回路に、抵抗R9 とツエナーダイオードD3 との直
列回路を追加することで、スイッチング素子Q1 のオン
期間中のコンデンサC2 の充電経路を抵抗R3 とし、ま
た、スイッチング素子Q1 のオフ期間中のコンデンサC
2の放電経路を抵抗R9 、ツエナーダイオードD3 とし
ている。
期間中のコンデンサC2 の充電経路と、スイッチング素
子Q1 のオフ期間中のコンデンサC2 の放電経路を変え
ることで、インピーダンスを変え、特に放電を充分に行
うようにして、入力電圧V1の大小の差による過電流保
護の動作点の差を調整している。
回路においては、コンデンサC2 の放電を充分に行う経
路(抵抗R9 、ツエナーダイオードD3 )がある為に、
スイッチング素子Q1 のスイッチング動作や、過電流保
護の動作に要する電流が大きく、同時にスイッチング素
子Q1 のスイッチングに要する時間が大きいので、スイ
ッチング素子Q1のドレイン・ソース間の電圧VDSの波
形がなまり、スイッチングロスの原因となっている。ま
た、負荷短絡時の損失が大きい等の問題があるために、
コンデンサC4 ,C2 の選定が非常に困難であるという
問題があった。
あって、スイッチング素子のオフ期間中にコンデンサの
放電をあえて自然に行わせることで、入力電圧の差によ
る過電流保護の動作点の差を自在に調整することを目的
としたスイッチング電源装置を提供するものである。
力巻線及び帰還巻線を有する出力トランスと、上記出力
トランスの1次巻線に一端が接続され帰還巻線に制御端
子を接続した発振用のスイッチング素子と、出力トラン
スの出力巻線に接続された整流回路と、この整流回路の
出力側に設けられ出力電圧を検出する電圧検出回路と、
この電圧検出回路からの信号を受けて出力電圧の定電圧
制御と出力電流の過電流制御を行う制御回路とを備え、
該制御回路を、上記スイッチング素子の制御端子とアー
ス間に並列に接続した制御用トランジスタと、上記電圧
検出回路の信号量に応じてインピーダンスを変化させる
インピーダンス要素と、上記制御用トランジスタのベー
ス・エミッタ間に接続され、上記インピーダンス要素の
充電時定数によりスイッチング素子のオン時に充電され
て上記制御用トランジスタをオンしてスイッチング素子
をオフさせると共に、該スイッチング素子のオフ時には
上記出力トランスの帰還巻線により発生する電圧により
上記充電方向とは逆方向に充電されるコンデンサと、出
力電流の過電流時において上記インピーダンス要素の値
が大となった時にスイッチング素子のオン、オフ時に応
じて上記コンデンサを所定の時定数で充電したり放電さ
せる第1の抵抗と、この第1の抵抗と並列に接続され、
正方向と逆方向でインピーダンスが変わるツエナーダイ
オード及び第2の抵抗との直列回路とで構成したリンギ
ング・チョーク・コンバータ方式のスイッチング電源装
置において、上記第1の抵抗及び、第2の抵抗とツエナ
ーダイオードとの直列回路を介してコンデンサの電荷が
それぞれ放電される放電経路に該放電を阻止する方向に
ダイオードを設けたものである。
おいては、スイッチング素子のオン期間中のコンデンサ
の充電経路は、ダイオードを介して第1の抵抗及び、第
2の抵抗とツエナーダイオードの2経路となり、スイッ
チング素子のオフ期間中のコンデンサの放電経路は、上
記ダイオードにより第1の抵抗や、第2の抵抗及びツエ
ナーダイオードを介しての放電はできず、自然放電とし
ている。このように、スイッチング素子のオン期間中
に、ダイオードを介して第1の抵抗及び、第2の抵抗と
ツエナーダイオードの回路でコンデンサの充電を行うこ
とのみで入力電圧の大小の差による過電流保護の動作点
の差を自在に調整することができるものである。また、
過電流保護は、スイッチング素子のオン期間にコンデン
サを充電することのみで調整しているので、コンデンサ
の強制的な放電は必要なく、コンデンサには電荷が残っ
ているのでスイッチング素子のスイッチング動作や過電
流保護の動作には微少電流で充分である。そして、スイ
ッチング素子のターンオフが従来に比較して急峻にな
る。以上の2点によりスイッチング電源の高効率化を図
ることができる。また、以上の効果を保ちつつ従来通
り、第1の抵抗や第2の抵抗の値を適宜設定すること
で、過電流保護の動作点の調整は自由に行うことができ
る。
する。図1に本発明のスイッチング電源装置の具体回路
図を示す。尚、図4に示す従来と同じ要素には同一の記
号を付して説明を省略し、本発明の要旨の部分について
詳述する。また、定電圧制御の動作も従来と同じなの
で、その動作の説明は省略し、過電流保護の動作点付近
の動作について説明する。
の回路にダイオードD4 とD5 とを追加したものであ
る。すなわち、抵抗R9 側にダイオードD4 のカソード
を接続し、ダイオードD4、抵抗R9 (第2の抵抗)、
ツエナーダイオードD3 からなる直列回路によりコンデ
ンサC2 を充電するようにし、ダイオードD4 によりコ
ンデンサC2 の電荷の放電は阻止している。
ードを接続し、ダイオードD5 と抵抗R3 (第1の抵
抗)の直列回路によりコンデンサC2 を充電するように
し、コンデンサC2 の電荷の放電はダイオードD5 によ
り阻止している。このようにダイオードD4 ,D5 を追
加することで、スイッチング素子Q1 のオフ期間中のコ
ンデンサC2 の放電経路は作らないようにしている。
ンジスタPTが遮断状態となった過電流保護の動作開始
付近においては、スイッチング素子Q1 のオン期間中の
コンデンサC2 の充電経路は、ダイオードD5 、抵抗R
3 の直列回路、及びダイオードD4 、抵抗R9 、ツエナ
ーダイオードD3 の直列回路の2経路となる。そして、
スイッチング素子Q1 のオフ期間中のコンデンサC2 の
放電経路は、上記ダイオードD4 ,D5 の存在により上
記直列回路を介しての放電はできず、自然放電としてい
る。
期間中に、ダイオードD5 、抵抗R3 の直列回路、及び
ダイオードD4 、抵抗R9 、ツエナーダイオードD3 の
直列回路でコンデンサC2 の充電を行うことのみで(抵
抗R3 ,R9 の値を適宜設定することで)、入力電圧の
大小の差による過電流保護の動作点の差を自在に調整す
ることができる。
1 のオン期間にコンデンサC2 を充電することのみで調
整しているので、コンデンサC2 の強制的な放電は必要
なく、コンデンサC2 には電荷が残っているのでスイッ
チング素子Q1 のスイッチング動作や過電流保護の動作
には微少電流で充分である。そして、スイッチング素子
Q1 のターンオフが従来に比較して急峻になる。以上の
2点によりスイッチング電源の高効率化を図ることがで
きる。また、以上の効果を保ちつつ従来通り、抵抗
R3 ,R9 の値を適宜設定することで、過電流保護の動
作点の調整は自由に行うことができる。
施例では、抵抗R3 とR9 の一端を共通接続して、この
共通接続点とダイオードD4 のカソードとを接続して、
ダイオードを1つにしたものである。本実施例において
も、スイッチング素子Q1 のオン期間中のコンデンサC
2 の充電経路は、ダイオードD4 、抵抗R3 と、ダイオ
ードD4 、抵抗R9 、ツエナーダイオードD3 の2経路
であり、スイッチング素子Q1 のオフ期間中のコンデン
サC2 の放電はダイオードD4 により阻止して自然放電
を行わせている。このようにダイオードD4 を1つとし
ても、先の実施例と同様の効果を得ることができる。
グ素子Q1 としてFETを用いた場合について説明した
が、スイッチング素子にトランジスタを用いたRCC方
式のスイッチング電源回路にも本発明を適用することが
できるものである。
付近においては、スイッチング素子のオン期間中のコン
デンサの充電経路は、ダイオードを介して第1の抵抗及
び、第2の抵抗とツエナーダイオードの2経路となり、
スイッチング素子のオフ期間中のコンデンサの放電経路
は、上記ダイオードにより第1の抵抗や、第2の抵抗及
びツエナーダイオードを介しての放電はできず、自然放
電としている。このように、スイッチング素子のオン期
間中に、ダイオードを介して第1の抵抗及び、第2の抵
抗とツエナーダイオードの回路でコンデンサの充電を行
うことのみで入力電圧の大小の差による過電流保護の動
作点の差を自在に調整することができるものである。ま
た、過電流保護は、スイッチング素子のオン期間にコン
デンサを充電することのみで調整しているので、コンデ
ンサの強制的な放電は必要なく、コンデンサには電荷が
残っているのでスイッチング素子のスイッチング動作や
過電流保護の動作には微少電流で充分である。そして、
スイッチング素子のターンオフが従来に比較して急峻に
なる。以上の2点によりスイッチング電源の高効率化を
図ることができる。また、以上の効果を保ちつつ従来通
り、第1の抵抗や第2の抵抗の値を適宜設定すること
で、過電流保護の動作点の調整は自由に行うことができ
るという効果を奏するものである。
回路図である。
体回路図である。
ある。
図である。
Claims (1)
- 【請求項1】 1次巻線、出力巻線及び帰還巻線を有す
る出力トランスと、上記出力トランスの1次巻線に一端
が接続され帰還巻線に制御端子を接続した発振用のスイ
ッチング素子と、出力トランスの出力巻線に接続された
整流回路と、この整流回路の出力側に設けられ出力電圧
を検出する電圧検出回路と、この電圧検出回路からの信
号を受けて出力電圧の定電圧制御と出力電流の過電流制
御を行う制御回路とを備え、該制御回路を、上記スイッ
チング素子の制御端子とアース間に並列に接続した制御
用トランジスタと、上記電圧検出回路の信号量に応じて
インピーダンスを変化させるインピーダンス要素と、上
記制御用トランジスタのベース・エミッタ間に接続さ
れ、上記インピーダンス要素の充電時定数によりスイッ
チング素子のオン時に充電されて上記制御用トランジス
タをオンしてスイッチング素子をオフさせると共に、該
スイッチング素子のオフ時には上記出力トランスの帰還
巻線により発生する電圧により上記充電方向とは逆方向
に充電されるコンデンサと、出力電流の過電流時におい
て上記インピーダンス要素の値が大となった時にスイッ
チング素子のオン、オフ時に応じて上記コンデンサを所
定の時定数で充電したり放電させる第1の抵抗と、この
第1の抵抗と並列に接続され、正方向と逆方向でインピ
ーダンスが変わるツエナーダイオード及び第2の抵抗と
の直列回路とで構成したリンギング・チョーク・コンバ
ータ方式のスイッチング電源装置において、上記第1の
抵抗及び、第2の抵抗とツエナーダイオードとの直列回
路を介してコンデンサの電荷がそれぞれ放電される放電
経路に該放電を阻止する方向にダイオードを設けたこと
を特徴とするスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP05169707A JP3129036B2 (ja) | 1993-06-15 | 1993-06-15 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP05169707A JP3129036B2 (ja) | 1993-06-15 | 1993-06-15 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH077941A true JPH077941A (ja) | 1995-01-10 |
JP3129036B2 JP3129036B2 (ja) | 2001-01-29 |
Family
ID=15891383
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP05169707A Expired - Fee Related JP3129036B2 (ja) | 1993-06-15 | 1993-06-15 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3129036B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008042997A (ja) * | 2006-08-02 | 2008-02-21 | Tamura Seisakusho Co Ltd | 保護回路およびスイッチング電源装置 |
-
1993
- 1993-06-15 JP JP05169707A patent/JP3129036B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008042997A (ja) * | 2006-08-02 | 2008-02-21 | Tamura Seisakusho Co Ltd | 保護回路およびスイッチング電源装置 |
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Publication number | Publication date |
---|---|
JP3129036B2 (ja) | 2001-01-29 |
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