JPH09266669A - 高圧発生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電源投入時のラッシュ電流に依存せず、且つ
異常時の過大電流に対して発熱溶断型回路素子を確実に
溶断させて回路の保護を図ることができる安価で信頼性
の高い高圧発生回路を提供する。 【解決手段】 電源投入時、ＤＣ電源１からラッシュ電
流が平滑回路２のコンデンサ２２に流れるが、コンデン
サ２２の後に接続されている発熱溶断型回路素子である
ヒューズ抵抗１４には流れない。その後、制御回路５の
制御によりトランジスタ４がスイッチングを始めると、
高圧トランス３の１次励磁巻線側にスイッチング電流が
流れることにより、２次励磁巻線側に高電圧が発生して
通常状態になる。このような状態の時、制御回路５の異
常によりトランジスタ４がオンし放しになると、過大電
流がＤＣ電源１からヒューズ抵抗１４を通って前記１次
励磁巻線側に流れるが、この時、ヒューズ抵抗１４は発
熱溶断して、過大電流の前記１次励磁巻線側への流入を
遮断する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はＤＣ電源から供給さ
れる電流をスイッチングして高圧トランスにより高電圧
に昇圧して出力する高圧発生回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来この種の高圧発生回路は画像形成装
置等に用いられ、その構成は、ＤＣ電源から供給される
直流電流を平滑フィルタによって平滑した後、高圧トラ
ンスの１次側の励磁巻線を介してスイッチング用トラン
ジスタに入力するようにし、このトランジスタをオンオ
フしてスイッチングすることにより、前記高圧トランス
の１次側の励磁巻線にスイッチング電流を流して、前記
高圧トランスの２次側の励磁巻線に高圧を発生させるも
のである。前記平滑フィルタは抵抗とコンデンサとから
構成されているが、抵抗をヒューズ抵抗等の発熱溶断型
回路素子としている。これにより、高圧トランスの励磁
巻線のショートやスイッチング用トランジスタの制御回
路の異常によりトランジスタがオン状態のままとなった
場合等に、前記ＤＣ電源側から高圧トランスの１次励磁
巻線及びトランジスタ側に過大電流が流れ込むが、この
過大電流により前記平滑回路を構成する発熱溶断型回路
素子を溶断させてこの過大電流を即時に遮断することに
よって、前記トランジスタ等の回路の構成部品の破壊を
防止するようにしている。

【０００３】ところで、平滑フィルタの抵抗を発熱溶断
型回路素子とする構成では、電源投入時、前記ＤＣ電源
側から平滑フィルタにコンデンサ充電によるラッシュ電
流が流入し、このラッシュ電流が発熱溶断型回路素子を
流れるため、発熱溶断型回路素子がラッシュ電流で溶断
しないように、発熱溶断型回路素子のラッシュ電流耐量
が問題となる。ここで、発熱溶断型回路素子の機能は、
上記した回路の異常による前記ＤＣ電源側から流れ込む
過大電流により発熱溶断して、この過大電流が回路側に
流れ込むのを遮断することにより、回路の構成部品の破
損を防止することにある。

【０００４】通常、電源投入時のラッシュ電流は、通電
時間が短いとはいえ前記異常時の過大電流よりも大きい
ため、このラッシュ電流により発熱溶断型回路素子が発
熱溶断する恐れがあり、発熱溶断型回路素子の上記した
機能を実現する上での信頼性を損なうものである。又、
ＤＣ電源の特性即ち、出力インピーダンス、垂下特性…
及びＤＣ電源から平滑フィルタまでの布線インピーダン
ス等によって、ラッシュ電流は変化し規定しにくいもの
である。従って、電源投入時のラッシュ電流の流入部に
発熱溶断型回路素子を用いることは、この発熱溶断型回
路素子のラッシュ電流耐量がＤＣ電源特性に依存するた
め、ラッシュ電流により絶対に溶断しない発熱溶断型回
路素子を決める際に流動的な要素が生じ、従って、その
回路保護動作上の信頼性に乏しく、信頼性の高い回路設
計を行うことを困難且つ不都合にしていた。

【０００５】そこで、上記不都合を回避するために、高
圧トランスの一次側励磁巻線に流れる電流を検知し、こ
の電流が所定値を超えると、スイッチング用トランジス
タの駆動制御回路を制御してトランジスタをオフ状態に
することにより、ＤＣ電源から過大電流が回路側に流れ
ないようにする方法もあるが、この方法を採用すると、
検出回路、エラーアンプ、ラッチ回路等を必要とするた
め、電源回路の回路規模が大きくなると共に回路のコス
トが上昇する等の不都合があった。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】以上のような従来の高
圧発生回路のように、ＤＣ電源の平滑フィルタ内の発熱
溶断型回路素子により、回路の異常等により前記ＤＣ電
源から流入する過大電流を遮断するような方法を採るも
のでは、電源投入時、平滑フィルタに流れるラッシュ電
流に対する発熱溶断型回路素子のラッシュ電流耐量が問
題となり、しかも、ラッシュ電流はＤＣ電源の諸特性に
より変化し規定しにくいため、電源投入時のラッシュ電
流の流入部に発熱溶断型回路素子を用いることは、この
発熱溶断型回路素子のラッシュ電流耐量がＤＣ電源特性
に依存するため、ラッシュ電流により絶対に溶断しない
発熱溶断型回路素子を決める際に流動的な要素が生じ、
従って、その回路保護動作上の信頼性に乏しく、信頼性
の高い回路設計を行うことを困難且つ不都合にしてい
た。

【０００７】また、回路を構成する高圧トランスの１次
側の励磁巻線に流れる電流を検知し、検知電流が所定値
を超えると、スイッチングトランジスタの動作を停止す
る等の制御を行うことにより、過大電流から回路を保護
する方法を採るものでは、検出回路、エラーアンプ、ラ
ッチ回路等を必要するため、回路規模が大きくなると共
に、回路のコストが上昇する等の不都合があった。

【０００８】そこで本発明は上記のような課題を解決す
るためになされたもので、電源投入時のラッシュ電流に
依存せず、しかも異常時の過大電流に対して発熱溶断型
回路素子を確実に溶断させて回路の保護を図ることがで
きる安価で信頼性の高い高圧発生回路を提供することを
目的としている。

【０００９】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、ＤＣ
電源から供給される直流電流を平滑する平滑回路と、前
記ＤＣ電源から流入する過大電流により発熱溶断する発
熱溶断型回路素子と、前記平滑回路により平滑された前
記直流電流をスイッチングするスイッチング回路と、こ
のスイッチング回路によりスイッチングされた電流を１
次励磁巻線に流し、２次励磁巻線に高電圧を発生する高
圧トランスとを有する高圧発生回路において、前記発熱
溶断型回路素子を前記平滑回路と前記高圧トランスの１
次励磁巻線との間に直列に挿入したことを特徴とする。

【００１０】請求項２の発明は、前記発熱溶断型回路素
子をヒューズ抵抗としたことを特徴とする。

【００１１】請求項３の発明は、前記平滑回路を抵抗と
コンデンサとにより構成し、且つ前記平滑回路を構成す
る抵抗の消費電力の定格電力比を前記ヒューズ抵抗の消
費電力の定格電力比より小さくすることを特徴とする。

【００１２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。図１は本発明の一実施の形態の構
成を示した回路図である。図において、１は被昇圧直流
電圧を発生するＤＣ電源、２はＤＣ電源１から入力され
る直流電流を平滑する平滑フィルタで、抵抗２１、コン
デンサ２２より構成される。３は１次側励磁巻線に入力
されるスイッチング電流を昇圧して２次側励磁巻線から
出力する高圧トランス、４は直流電流をスイッチンング
して高圧トランス３の１次側励磁巻線にスイッチング電
流１００を流すトランジスタ、５はトランジスタ４を駆
動制御する制御回路で、エラーアンプ１２から出力され
るエラー信号に基づいてトランジスタ４をスイッチング
させるスイッチンング制御信号（パルス信号）５０を発
生するＰＷＭ（パルス幅変調）回路５１とこのＰＷＭ回
路５１から出力されるスイッチング制御信号５０をトラ
ンジスタ４のベースに出力するバッファ回路５２により
構成される。

【００１３】６はトランジスタ４のコレクタに発生する
逆電圧を吸収する逆電圧吸収用ダイオード、７は高圧ト
ランス３の１次励磁巻線のインダクタンスと直列共振回
路を形成し、前記１次励磁巻線の電流遮断時の共振条件
を決定するする共振用コンデンサ、８は高圧トランス３
の２次励磁巻線に発生する高圧誘導電流を整流する整流
ダイオード、９は整流ダイオードにより整流された電流
を平滑する平滑用コンデンサ、１０は高圧トランス３の
２次側から図示されない負荷に流れる負荷電流の大きさ
を検出するための電流検出用抵抗、１１はエラーアンプ
に基準電圧を与える基準電圧源、１２は電流検出用抵抗
１０により検出された電圧と基準電圧との差に基づいた
エラー信号２００を算出して制御回路５に出力するエラ
ーアンプ、１３は高圧トランス３の２次側に発生した高
圧直流電圧を負荷側に出力する高圧出力端子、１４は平
滑フィルタ２と高圧トランス３の１次励磁巻線との間に
挿入された例えばヒューズ抵抗のような発熱溶断型回路
素子である。

【００１４】次に本実施の形態について説明する。電源
オン時、ＤＣ電源１から供給される直流電流は平滑フィ
ルタ２により平滑され、発熱溶断型回路素子１４を通っ
て高圧トランス３の１次励磁巻線に入力される。この１
次励磁巻線を通った前記電流はトランジスタ４のコレク
タに入力される。又、この電源オン時に、制御回路５の
ＰＷＭ回路５１はスイッチング制御信号５０を発生し、
これをバッファ５２を介してトランジスタ４のベースに
出力するため、トランジスタ４がオンオフしてスイッチ
ングする。これにより、高圧トランス３の１次励磁巻線
のインクダクタンスと共振コンデンサにより形成される
直列共振回路の共振周波数に対応した周波数のスイッチ
ング電流が前記１次励磁巻線及びトランジスタ４を通し
て流れる。

【００１５】これにより、高圧トランス３の２次励磁巻
線には高電圧が発生し、この高電圧がダイオード８によ
って整流されると共にコンデンサ９によって平滑され
て、直流高電圧となり、これが高圧出力端子１３から外
部の図示されない負荷に出力される。この負荷に供給さ
れる高電圧直流電流は抵抗１０を通るため、この抵抗１
０の両端には、外部に供給された負荷電流の大きさに比
例した電圧が発生する。従って、この電圧は前記負荷電
流の検出値といえ、この検出電圧がエラーアンプ１２に
入力される。エラーアンプ１２は入力された検出電圧を
基準電圧発生源１１から入力される基準電圧と比較し、
その差分に対応するエラー信号２００を算出して、これ
を制御回路５のＰＷＭ回路５１に出力する。

【００１６】ＰＷＭ回路５１は入力されたエラー信号２
００に基づいて前記差分が零になるようにスイッチング
制御信号５０を発生して、トランジスタ４のベースに出
力する。これにより、トランジスタ４のオン、オフのデ
ューティ比が変化されて高圧トランス３の１次励磁巻線
に流れる電流の大きさが制御され、高圧トランス３の２
次励磁巻線に流れる電流が前記基準電圧で決まる一定の
電流に制御される。

【００１７】通常、上記した制御回路５はトランジスタ
４をスイッチングする制御を行っているが、ここで、制
御回路５に異常が生じ、スイッチング制御信号５０がハ
イレベルになりぱなしになって、トランジス４をオン状
態のままにしてしまう異常が発生した場合を想定してみ
る。このような状態になると、高圧トランス３の１次励
磁巻線のインピーダンスが急激に下がり、ＤＣ電源１か
ら平滑フィルタ２、発熱溶断型回路素子１４を介して過
大電流が高圧トランス３の１次励磁巻線及びトランジス
タ４側に流れ込む。この時、発熱溶断型回路素子１４は
前記過大電流により即時に発熱溶断して、この過大電流
が高圧トランス３の１次励磁巻線及びトランジスタ４側
に流れ込むのを遮断するため、高圧トランス３の１次励
磁巻線及びトランジスタ４がこの過大電流によって損傷
されることが未然に防止される。

【００１８】図２はＤＣ電源１から出力される直流電流
の経時変化例を示した特性図、図３は発熱溶断回路素子
１４をヒューズ抵抗とした場合の溶断特性例を示した特
性図であり、以下、これら図２、図３を用いて発熱溶断
回路素子（以降ヒューズ抵抗と称する）１４の動作につ
いて更に詳述する。図２において、電源投入時ｔ０、平
滑フィルタ２のコンデンサ２２の充電電流に起因するラ
ッシュ電流がＤＣ電源１から流入する。このラッシュ電
流のピーク値ＰはＤＣ電源１の特性、例えば出力インピ
ーダンス、垂下特性…及びＤＣ電源１から平滑フィルタ
２にまでの布線インピーダンスにより変化する。ラッシ
ュ電流出力後、ＤＣ電源１から通常動作時の電流、即
ち、図中、実線で示すような平均電流ｓが流れる。異常
時は通常動作時電流に比し大きな電流（過大電流）、即
ち、図中破線ａで示すような平均電流が流れる。

【００１９】図１に示す如く、本例では平滑フィルタ２
と高圧トランス３の１次励磁巻線との間に直列にヒュー
ズ抵抗１４を挿入したので、ヒューズ抵抗１４にはラッ
シュ電流が流れない。このため、通常動作時には、ヒュ
ーズ抵抗１４を溶断するような要因が無く、ヒューズ抵
抗１４が不用意に溶断することがない。従って、異常時
に、ヒューズ抵抗１４を流れる図２に示すような過大電
流ａにより、このヒューズ抵抗１４が発熱溶断して、こ
れ以降、前記過大電流がＤＣ電源側１から高圧トランス
３、トランジスタ４側に流れることを遮断して、高圧ト
ランス３、トランジスタ４を発熱損傷させることを防止
する。このため、ヒューズ抵抗１４のラッシュ電流耐量
を考慮することなく、即ち、ＤＣ電源特性等に依存する
ラッシュ電流とは無関係に前記異常時の過大電流による
ヒューズ抵抗１４の発熱溶断のみを考慮した設計が可能
となる。

【００２０】図３に示すように、ヒューズ抵抗１４の溶
断特性は定格電力比が大きくなると、溶断時間が指数関
数的に減少（早く溶断）する。従って、定格電力比がそ
れほど大きくない領域Ａ、又は、定格電力比がかなり小
さい領域Ｂだと溶断しにくくなり、当然、定格電力以下
の領域Ｃだと溶断しない。一方、ヒューズ抵抗１４は定
格電力及び抵抗値により上記のような溶断特性を任意に
選択することが可能であるため、図２に示す通常動作時
電流ｓでは溶断せず、異常時の過大電流ａに対してのみ
確実に溶断する溶断特性を持ったヒューズ抵抗を選択す
ることは容易である。

【００２１】以下、本回路に用いられるヒューズ抵抗１
４の具体的検討を図４、図５の実施例を用いて以下説明
する。図４において、本回路は、通常５Ｋｖ以上の高圧
出力を得る、所謂、フライバークコンバータであり、画
像形成装置においては、１次帯電器や転写帯電器等に直
流高圧を供給する場合に用いられる。この場合、通常、
平滑フィルタ２の抵抗２１は０．２２Ω〜２Ω程度が用
いられる。この例で、抵抗２１の抵抗値を０．５Ωその
定格電力を１Ｗ、ヒューズ抵抗１４の抵抗値を０．２Ω
その定格電力を１／４Ｗ、高圧トランス３の励磁巻線の
巻線抵抗を２Ωとすると、制御回路５の異常で、制御回
路５から出力されるスイッチング制御信号５０が常時ハ
イレベルとなると、トランジスタ４がオン状態のままと
なり、ヒューズ抵抗１４を通して高圧トランス３の１次
励磁巻線側に流れる電流は１０Ａとなる。この時、ヒュ
ーズ抵抗１４の消費電力は約２０Ｗとなる。

【００２２】本ヒューズ抵抗１４の溶断特性（某メーカ
の技術資料による）は定格電力比３０倍であり、上記異
常時、ヒューズ抵抗１４の定格電力比は（２０÷１／
４）で、約８０倍となり、即時溶断することになる。一
方、通常時の電源電流値は約０．５Ａ（実効値）で、こ
の時のヒューズ抵抗１４の消費電力は５０ｍＷ程度でま
ったく問題はない。又、抵抗２１は異常時、消費電力は
約５０Ｗとなるが、ヒューズ抵抗１４が異常時、即時溶
断するため、わずかに発熱しても、その特性を損ねるも
のではないことが確認されている。但し、ヒュース抵抗
１４が発熱溶断する前に、平滑フィルタ用抵抗２１が発
熱損傷しないように、ヒューズ抵抗１４と平滑フィルタ
用抵抗２１の異常時の消費電力の定格電力比に、（ヒュ
ーズ抵抗１４の定格電力比）＞（平滑フィルタ用抵抗２
１の定格電力比）となる関係をもたせる必要がある。

【００２３】図５において、本回路は、通常３Ｋｖ以下
の高圧出力を得るための回路であり、基本的に入力電圧
に対して高圧トランス３の巻線数比倍の出力電圧を得る
もので、平滑フィルタ２から出力される直流電圧はヒュ
ーズ抵抗１４を介して高圧トランス３の１次励磁巻線の
中間タップに印加され、トランジスタ４のスイッチング
で発生したスイッチング電流は電流回生ダイオード１５
を通って１次励磁巻線の一端に環流されて、高圧トラン
ス３の２次励磁巻線に上記巻線数比倍の電圧を発生する
ものである。本例のような高圧発生回路は画像形成装置
の現象器の直流バイアス源等に使用され、このような場
合、通常、平滑フィルタ２の抵抗２１は、２．２Ω〜３
３Ω程度が用いられる。この例で、抵抗２１の抵抗値を
１０Ωその定格電力を１／２Ｗ、ヒューズ抵抗１４の抵
抗値を５６Ωその定格電力を１／４Ｗ、高圧トランス３
の１次励磁巻線の巻数抵抗を３Ωとすると、制御回路５
の異常で制御回路５から出力されるスイッチング制御信
号５０が常時ハイレベルになると、ヒューズ抵抗１４を
通して高圧トランス３の１次励磁巻線側に流れる電流は
０．３５Ａとなる。

【００２４】この時、ヒューズ抵抗１４の消費電力は約
６．８Ｗとなる。本ヒューズ抵抗１４の溶断特性（某メ
ーカの技術資料による）は定格電力比１２倍であり、上
記のような異常時、ヒュース抵抗１４の定格電力比は約
２７倍となり、即時溶断することになる。一方、通常時
の電源電流値は約１０ｍＡ（実効値）で、この時のヒュ
ーズ抵抗１４の消費電力は約１００ｍＷ程度で全く問題
はない。又、抵抗２１は異常時、消費電力は約１．２Ｗ
となるが、ヒューズ抵抗１４が異常時、即時溶断するた
め、僅かに発熱してもその特性を損ねるものではないこ
とが確認されている。但し、図４で説明したのと同様の
理由により、ヒューズ抵抗１４と平滑フィルタ用抵抗２
１の異常時の消費電力の定格電力比に、（ヒューズ抵抗
１４の定格電力比）＞（平滑フィルタ用抵抗２１の定格
電力比）なる関係をもたせる必要がある。

【００２５】本実施の形態によれば、ＤＣ電源１から供
給される直流電流を平滑する平滑フィルタ２と高圧トラ
ンス３の１次励磁巻線との間にヒューズ抵抗１４が直列
に挿入されているので、電源オン時の、ＤＣ電源１から
流入されるラッシュ電流は平滑フィルタ２のコンデンサ
２２の所まで流れ、ヒューズ抵抗１４を流れることがな
いため、電源投入時のラッシュ電流に基づくＤＣ電源特
性及び布線インピーダンス等の要因を考慮することな
く、平滑フィルタ２の抵抗２１の抵抗値、ヒューズ抵抗
１４の抵抗値、高圧トランス３の１次励磁巻線の抵抗
値、異常時にＤＣ電源１から高圧トランス３の１次励磁
巻線側に流れる過大電流の大きさ及びヒューズ抵抗１４
の溶断特性を考慮するだけで、異常時の過大電流のみに
より即時溶断して回路の保護を確実に図ることができる
ヒューズ抵抗１４を容易に選択することができる。これ
により、過大電流に対するヒューズ抵抗１４を用いた回
路の保護設計を容易にし、しかも、通常時、ヒューズ抵
抗１４をラッシュ電流が流れないため、ヒューズ抵抗１
４がラッシュ電流により溶断してしまうという可能性を
皆無とすることができ、高圧発生回路の過大電流保護の
信頼性の向上を図ることができる。又、本例は上記効果
を得るために、安価なヒューズ抵抗１４を用い、複雑高
価な能動回路を用いていないため、回路を安価に抑える
ことができる。

【００２６】尚、上記実施の形態で説明した高圧発生回
路の他に、種々の形態の高圧発生回路があるが、本発明
をそのいずれの回路にも適用して、即ち、ＤＣ電源から
供給される直流電流を平滑する平滑フィルタと高圧トラ
ンスの１次励磁巻線との間にヒューズ抵抗等の発熱溶断
型回路素子を直列に挿入することで、上記実施の形態と
同様の効果を得ることができる。

【００２７】

【発明の効果】以上記述した如く請求項１又は２の発明
の高圧発生回路によれば、ＤＣ電源から供給される直流
電流を平滑する平滑回路と高圧トランスの１次励磁巻線
との間に発熱溶断型回路素子を直列に挿入したことによ
り、電源投入時の前記ＤＣ電源から流入するラッシュ電
流を考慮に入れることなく、異常時の過大電流に対して
のみ確実に溶断する発熱溶断型回路素子を用いて回路を
容易に設計することができる、このため、電源投入時の
ラッシュ電流に依存せず、且つ異常時の過大電流に対し
て発熱溶断型回路素子を確実に溶断させて、回路の保護
を信頼性高く安価に図ることができる。

【００２８】請求項３記載の発明の高圧発生回路によれ
ば、過大電流による平滑回路の抵抗の破損を防止するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の高圧発生回路の一実施の形態の構成を
示した回路図である。

【図２】ＤＣ電源より高圧発生回路に供給される直流電
流の経時変化を示した特性図である。

【図３】発熱溶断型回路素子（ヒューズ抵抗）の溶断特
性図である。

【図４】図１に示した高圧発生回路の実施例を示した回
路図である。

【図５】図１に示した高圧発生回路の他の実施例を示し
た回路図である。

【符号の説明】

１ ＤＣ電源 ２ 平滑フィルタ ３ 高圧トランス ４ トランジスタ ５ 制御回路 １４ 発熱溶断型回路素子（ヒューズ抵抗） ２１ 抵抗 ２２ コンデンサ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ＤＣ電源から供給される直流電流を平滑
   する平滑回路と、 前記ＤＣ電源から流入する過大電流により発熱溶断する
   発熱溶断型回路素子と、 前記平滑回路により平滑された前記直流電流をスイッチ
   ングするスイッチング回路と、 このスイッチング回路によりスイッチングされた電流を
   １次励磁巻線に流し、２次励磁巻線に高電圧を発生する
   トランスとを有する高圧発生回路において、前記発熱溶
   断型回路素子を前記平滑回路と前記トランスの１次励磁
   巻線との間に直列に挿入したことを特徴とする高圧発生
   回路。
2. 【請求項２】 前記発熱溶断型回路素子をヒューズ抵抗
   としたことを特徴とする請求項１記載の高圧発生回路。
3. 【請求項３】 前記平滑回路を抵抗とコンデンサとによ
   り構成し、且つ前記平滑回路を構成する抵抗の消費電力
   の定格電力比を前記ヒューズ抵抗の消費電力の定格電力
   比より小さくすることを特徴とする請求項２記載の高圧
   発生回路。