JPH08163866A

JPH08163866A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JPH08163866A
Application number: JP33038494A
Authority: JP
Inventors: Kiyokazu Nagahara; 清和永原
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1994-12-07
Filing date: 1994-12-07
Publication date: 1996-06-21

Abstract

(57)【要約】【構成】定電圧制御用の制御電流Ｉ_C のラインの電位
に基づいて、制御系が異常時（過電流、過電圧）に対応
する状態変化を示した場合に制御回路１の発振動作を停
止させることのできる動作検出回路６を設けて、電流検
出抵抗や過電圧検出のための回路を設けなくとも過電流
／過電圧に対する保護回路が動作するように構成する。【効果】部品点数の削減が実現され、特に電流共振形
コンバータの場合、過負荷時にスイッチング周波数を引
き上げるための回路が不要となり有効である。また、出
力電力が異なるような回路に対しても同様の定数の部品
による動作検出回路で対応できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば過電流や出力電
圧上昇などの異常動作に対応するための保護回路を備え
たスイッチング電源回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図４の回路図は、例えば過負荷により出
力電流が増加したような場合に対応して動作する保護回
路が設けられたスイッチング電源回路をブロック的に示
すものであり、この場合には２つのスイッチング素子を
ハーフブリッジ方式により結合した他励式による電流共
振型コンバータを備えた構成とされている。この図にお
いてＡＣは商用の交流電源を示し、Ｄ₁ は入力された交
流電源ＡＣを全波整流して出力するブリッジ整流回路で
ある。Ｃｉは平滑コンデンサを示し、上記ブリッジ整流
回路Ｄ₁ からの全波整流出力を整流平滑化して整流平滑
電圧Ｅｉを得る。

【０００３】Ｑ₁ 、Ｑ₂ はハーフブリッジ式のスイッチ
ングコンバータを形成するスイッチング素子で、この場
合にはＭＯＳ−ＦＥＴトランジスタとされ、図のように
直列に接続されて、後述する電流検出抵抗Ｒ_D を介して
平滑コンデンサＣｉの正極側とアース間に接続されてい
る。これらスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ は、それぞれの
ゲート端子が制御回路１に接続されており、この制御回
路１から出力される駆動パルスにより交互にオン／オフ
となるようなスイッチング動作が行われる。

【０００４】Ｔはスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のスイッ
チング出力を二次側に伝送するための出力トランスＴ
で、この出力トランスＴの一次巻線Ｎ₁ の一端はスイッ
チング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のソース・ドレインの接続点に接
続されて、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のスイッチング
出力が一次巻線Ｎ₁ に供給されるようにしている。また
この場合、他端は共振コンデンサＣ_1A，Ｃ_1Bの接続点に
接続されている。ここで、Ｃ_1A及びＣ_1Bは共振コンデ
ンサであり、これら共振コンデンサＣ_1A及びＣ_1Bは、ス
イッチング素子Ｑ₁ のドレインとアース間に対して直列
に接続される。そして、これら共振コンデンサＣ_1A、Ｃ
_1B及び一次巻線Ｎ₁ を含む出力トランスＴの漏洩インダ
クタンス成分により共振回路を形成しており、これによ
って、スイッチング素子に流れる電流を共振波形とする
電流共振型のスイッチング動作によるスイッチングコン
バータが形成される。

【０００５】また、上記出力トランスＴには巻線Ｎ₃ が
巻回されており、この巻線Ｎ₃ に対して、図のようにダ
イオードＤ₄ とコンデンサＣ₄ からなる整流平滑回路が
接続され、ここで得られる直流電圧Ｖ_CCが、制御回路１
の電源として用いられると共に後述する過電圧検出用の
比較検出回路５に供給されるようになっている。

【０００６】出力トランスＴの二次側では、一次巻線Ｎ
₁ により二次巻線Ｎ₂ に誘起された電圧が整流ダイオー
ドＤ₂ 、Ｄ_2Aにより両波整流され、平滑コンデンサＣ₂
により直流出力電圧Ｅ₀ に変換されて出力される。

【０００７】２は、例えばシャントレギュレータ等で構
成される電圧検出回路であり、直流出力電圧Ｅ₀ と所定
の基準電圧を比較してその誤差に応じたレベルの電流を
増幅回路３に出力する。増幅回路３は、例えばフォトカ
プラなどにより構成されて、電圧検出回路２から入力さ
れた電流を増幅して、定電圧制御のための制御信号Ｓ_C
として制御回路１に供給する。制御回路１では上記制御
信号に基づいて、スイッチング周波数を変化させること
で、次に説明するアッパーサイド制御により定電圧制御
を行うようにしている。

【０００８】図７の曲線Ａは、上記共振コンデンサ
Ｃ_1A、Ｃ_1B及び一次巻線Ｎ₁ の漏洩インダクタンス成分
により形成される共振回路の共振インピーダンス値を示
しており、最もインピーダンスの低い周波数ｆ₀ が上記
共振回路の共振周波数となる。なお、この回路の共振周
波数ｆ₀ は、一次巻線Ｎ₁ の漏洩インダクタンス成分を
Ｌとすると、ｆ₀ ＝１／２π｛Ｌ（Ｃ_1A＋Ｃ_1B）｝^1/2 で表される。例えば、直流出力電圧Ｅ₀ が上昇した場合
には、電圧検出回路２から増幅回路３を介して供給され
る制御信号Ｓ_C が変化し、制御回路１はスイッチング周
波数が高くなるように、つまり、周波数ｆ₂ 側に近付け
るように変化させる。これにより、出力トランスＴの一
次側のインピーダンスが高くなり、出力トランスＴに流
れるドライブ電流が小さくなることにより、直流出力電
圧Ｅ₀ の上昇が抑制されることになる。また、直流出力
電圧Ｅ₀ が何らかの原因で低下した場合には、制御回路
１はスイッチング周波数を低下させるように、つまり共
振周波数ｆ₀ 側に近いｆ₁ となるように変化させてドラ
イブ電流を増加させて直流出力電圧Ｅ₀ を大きくする。
このように、共振回路の共振インピーダンス曲線の周波
数ｆ₁ 〜ｆ₂ の領域、つまり共振インピーダンス曲線の
共振周波数ｆ₀ よりも右側（アッパーサイド）を使用し
て定電圧化を図ることで、いわゆるアッパーサイド制御
が行われる。

【０００９】また、図４においては、過電流検出のため
に設けられる比較検出回路４が設けられ、図のようにス
イッチング素子Ｑ₂ のソースとアース間に流れる電流を
電流検出抵抗Ｒ_D により両端電圧Ｖ_D として検出して監
視している。例えば、過負荷や短絡などにより直流出力
電圧Ｅ₀ のラインに流れる電流Ｉ_Oが増加すると、スイ
ッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ に流れるスイッチング電流もこ
れに伴って増加するため、電流検出抵抗Ｒ_D に流れる電
流Ｉ_D も増加することになる。これによって、電流検出
抵抗Ｒ_D の両端電圧Ｖ_D が上昇するが、比較検出回路４
では入力された電圧Ｖ_D と所定の基準電圧値とを比較し
て、例えば電圧Ｖ_D が所定の基準電圧値を越えた場合に
は、制御回路１では例えば内部の保護回路を動作させ
て、スイッチング動作を停止させる、あるいはスイッチ
ング周波数を適宜可変するようにして回路を保護してい
る。なお、実際には比較検出回路４においては、電流検
出抵抗Ｒ_D の両端電圧Ｖ_Dを直接、基準電圧値と比較す
るのではなく、検出結果を得るまでにある程度の時間差
を持たせるために、例えば積分して得られる電圧値と基
準電圧値とを比較するように構成されていてもよい。

【００１０】比較検出回路５は、例えば直流出力電圧Ｅ
₀ の異常な上昇を検出するために設けられるものであ
る。ここで、直流出力電圧Ｅ₀ が定電圧制御系のオープ
ン、制御回路部品等の破壊などの原因により無制御状態
となり、異常な上昇を示したような場合、この上昇電圧
に応じて巻線Ｎ₃ に励起された交番電圧を整流した直流
電圧Ｖ_CCも上昇することになる。比較検出回路５では入
力された直流電圧Ｖ_CCが、内部の所定の基準電圧を越え
た場合に検出信号を制御回路１に供給する。これに応じ
て、制御回路１では内部の保護回路を動作させ、例えば
スイッチング動作を停止させるなどの制御を行う。

【００１１】また、上記したような保護回路は１石型の
スイッチングコンバータにも適用される。図５に示すス
イッチング電源回路は、フライバック方式コンバータと
されており、図４と同一部分は同一符号を付して説明を
省略する。この場合には１石のスイッチング素子Ｑ₁ を
制御回路１が駆動することでスイッチング動作が行わ
れ、また、出力トランスＴの二次側においては整流ダイ
オードＤ₂ 及びコンデンサＣ₂ により二次巻線Ｎ₂ に励
起された交番電圧を整流平滑化することで直流出力電圧
Ｅ_O が得られるようにされている。

【００１２】また、図６に示す回路例においては、出力
トランスＴの二次側巻線Ｎ₂ に対して図のようにダイオ
ードＤ₂ 及びＤ_2Aが接続され、更にダイオードＤ₂ 及び
Ｄ_2Aのアノードの接続点と平滑コンデンサＣ₂ の正極間
にチョークコイルＬ₁ が接続されて、フォワード方式コ
ンバータによるスイッチング電源回路とされている。な
お、図４及び図５と同一部分は同一符号を付して説明を
省略する。

【００１３】そして、上記図５及び図６に示したフライ
バック方式あるいはフォワード方式の両者においても、
過電流の検出のために電流検出抵抗Ｒ_D が設けられてい
る。そして、図４で説明したのと同様に、電流検出抵抗
Ｒの両端電圧Ｖ_D に基づいて比較検出回路４で過電流を
検出した場合には、制御回路１内の保護回路を動作させ
るように構成することが知られている。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、例えば図４
に示したハーフブリッジ方式による電流共振型スイッチ
ング電源回路では、実際には負荷に対して過電流が流れ
ると、出力トランスＴにおける漏洩インダクタンスが通
常状態より小さくなる。従って、この漏洩インダクタン
スと共振コンデンサＣ_1A，Ｃ_2Bとにより形成される共振
回路は、通常時には図７に示した共振インピーダンス曲
線Ａの共振条件を有していたものが、過電流時には図７
の破線で示す、共振周波数がｆ₀ より高いｆ₃ となるよ
うな共振インピーダンス曲線Ｂに変化する。

【００１５】ところが、共振回路が上記共振インピーダ
ンス曲線Ｂの共振条件となる過電流時においても、定電
圧制御としては周波数ｆ₁ 〜ｆ₂ の範囲でスイッチング
周波数を可変するように動作することから、この際、周
波数ｆ₁ 〜ｆ₀ の範囲は、共振インピーダンス曲線Ｂの
共振周波数ｆ₃ より左側、即ちローアーサイドに入るこ
とになる。この領域では本来の作用とは逆にインピーダ
ンスが高くなるために電力供給が不十分となり、スイッ
チング素子Ｑ₂ に流れる電流も抑制される。従って、電
流検出抵抗Ｒ_D の両端電圧は過電流のレベルに対応する
ものではなくなり、適正な過電流検出がなされなくなる
という問題が生じる。

【００１６】そこで対策として、過電流時に急峻に降下
する直流出力電圧Ｅ_O を検出できるように回路を負荷し
て電圧検出回路２を構成し、このように構成された電圧
検出回路２において過電流を検出した場合には、増幅回
路３を介して制御回路１に供給する制御信号により、例
えば強制的にスイッチング周波数をｆ₄ まで上げて共振
カーブの右側へ移動させて後、共振インピーダンス曲線
Ｂの共振周波数となる周波数ｆ₃ まで戻すというような
方法が考えられている。このようにすれば、過電流時に
はスイッチング周波数が共振インピーダンス曲線Ｂのア
ッパーサイド領域にあることから、適正な過電流検出が
可能となり適正な保護動作が実現される。しかし、この
場合には、上記のような直流出力電圧Ｅ_O の降下により
過電流状態であることを検出する検出回路に加え、スイ
ッチング周波数を強制的に移動させるための回路が必要
になって回路構成が複雑化し、製造コストや小型／軽量
化の観点からは不利となる。特に上記過電流状態のため
の検出回路は部品の定数設定などが複雑なため、回路設
計なども難しいものにしている。また、保護回路とし
て、出力電圧の異常時における上昇を検出するための過
電圧検出回路も、過電流検出系の回路とは別に必要とな
る。更に、図５あるいは図６に示すフライバック方式コ
ンバータ、フォワード方式コンバータ等を備えたスイッ
チング電源回路では、特に出力電力が大きくなるのに従
って、電流検出抵抗Ｒ_D が大型化する。また、何らかの
原因で電流検出抵抗Ｒ_D の端子がオープンとなった場
合、電圧Ｖ_D が高電位になり制御回路１を破壊すること
もある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は、出来る
だけ簡単な回路構成で過電流や過電圧を検出して回路の
保護をすることのできるスイッチング電源回路を得るこ
とを目的としたもので、特に電流共振型のスイッチング
電源回路については、過負荷となって共振回路の共振条
件が変化しても適正に過電流を検出できるようにするこ
のため、二次側に得られる直流出力電圧レベルを検出し
て得られた電圧検出信号に基づいて定電圧制御を図るよ
うにされた定電圧制御系を備えると共に、異常動作時に
おいて回路を保護するように動作する保護回路が備えら
れているスイッチング電源回路において、上記電圧検出
信号の状態変化により回路が異常動作していることを検
出した場合には、保護回路を動作させるように構成され
た動作検出回路を設けることとした。そしてこの動作検
出回路は、電圧検出信号の状態変化により、負荷電流の
過電流状態を検出可能とされ、また、直流出力電圧の過
電圧状態を検出可能に構成することとした。また、スイ
ッチングコンバータとしては電流共振型、フライバック
方式、及びフォワード方式を備えて構成することとし
た。

【００１８】

【作用】上記構成によると、本発明では定電圧制御系の
検出信号に基づいて異常動作を判断するようにされるこ
とから、電流検出用の抵抗器を省略しても負荷に過電流
が流れていることを検出することが可能になる。特に電
流共振型のアッパーサイド制御が行われるスイッチング
電源回路においては、過負荷時に共振条件が変化しても
適正に過電流検出が可能になる。また、上記過電流の検
出だけでなく直流出力電圧の過電圧の検出を行って保護
回路を動作させることも可能になる。

【００１９】

【実施例】図１は本発明の実施例とされるスイッチング
電源回路の構成を示している。この実施例の回路は、ハ
ーフブリッジ方式による電流共振型とされており、図４
と同一部分は同一符号を付して説明を省略する。この図
の電圧検出回路２は、シャントレギュレータＳＲと、直
流出力電圧Ｅ_Oとアース間に直列接続された外付けの抵
抗Ｒ₄ 、Ｒ₅ により構成される。なお、シャントレギュ
レータＳＲは、例えばよく知られているように内部に基
準電圧を有しているＩＣ部品ＴＬ４３１（商品名）など
を用いることができる。このシャントレギュレータＳＲ
はアノードが二次側アース点に接地され、カソードはフ
ォトカプラＰＣ（増幅回路３）のフォトダイオードＰ_D
のカソードに対して接続されている。そして、直流出力
電圧Ｅ_O を抵抗Ｒ₄ 、Ｒ₅ により分圧した制御電圧Ｖ₅
によりシャントレギュレータＳＲのカソード側に引き込
まれる電流Ｉ_R の制御を行うものである。

【００２０】増幅回路３は図のようにフォトカプラＰＣ
により構成され、フォトカプラＰＣのフォトダイオード
Ｐ_D のアノードは抵抗Ｒ₆ を介して直流電圧Ｅ₁ のライ
ンと接続される。なお、この直流電圧Ｅ₁ は出力トラン
スＴに巻装された巻線Ｎ₄ に励起された交流電圧を半波
整流ダイオードＤ₄ 及び平滑コンデンサＣ₄ により整流
平滑化して得ている。フォトカプラＰＣにおいてフォト
トランジスタＰ_T のコレクタはダイオードＤ₅ を介して
制御回路１に接続されるとともに、ダイオードＤ₆ を介
して後述する動作検出回路６に接続されており、コレク
タ電流を制御電流Ｉ_C として制御回路１及び動作検出回
路６に対して供給するようにされる。巻線Ｎ₃ とダイオ
ードＤ₃ 及びコンデンサＣ₃ の整流平滑回路により得ら
れる直流電圧Ｖ_CCは、例えば制御回路１の供給電源とし
て用いられている。

【００２１】破線内に示す６は、負荷に流れる出力電流
の増加（過電流）及び出力電圧の上昇（過電圧）などの
動作状態を監視するために設けられる動作検出回路であ
る。この動作検出回路６は、制御回路１内に設けられる
エラーアンプＡ₁ とこれを駆動する抵抗Ｒ₁ 、Ｒ₂ 、Ｒ
₃ 、コンデンサＣ₅ 、及び基準電源Ｅ_R により構成され
る。基準電源Ｅ_R の正極端子とアース間には、抵抗Ｒ₁
とコンデンサＣ₅ が直列に設けられ、この抵抗Ｒ₁ とコ
ンデンサＣ₅ の接続点は、エラーアンプＡ₁ の非反転入
力端子に接続される。更に、このエラーアンプＡ₁ の非
反転入力端子に対してはダイオードＤ₆ のアノードを介
して制御電流Ｉ_C のラインが接続される。また、基準電
源Ｅ_R の正極端子とアース間には、抵抗Ｒ₂ 、Ｒ₃ の直
列接続が挿入され、これら抵抗Ｒ₂ 、Ｒ₃ の分圧点はエ
ラーアンプＡ₁ の反転入力端子に接続されている。

【００２２】ここで先ず、基準電源Ｅ_R の両端電圧をＶ
₁ 、抵抗Ｒ₂ とＲ₃ の分圧点の電位をＶ₂ とすると、Ｖ₂ ＝（Ｒ₃ ／Ｒ₂ ＋Ｒ₃ ）Ｖ₁ となる。そこで、この実施例の動作検出回路６では、上
記電位Ｖ₂ が基準電源Ｅ_R より低く、かつスイッチング
電源の制御が正常状態時は、抵抗Ｒ₁ とコンデンサＣ₅
の接続点の電位Ｖ₃ より高くなるように設定をする。エ
ラーアンプＡ₁ は反転入力端子の電位Ｖ₂ より非反転入
力端子の電位Ｖ₃ が高くなると、制御回路１では、スイ
ッチングのための発振を停止させるように内部の保護回
路を動作させるようにしている。そして、制御電流Ｉ_C
が流れるライン電位をＶ₄ とすれば、正常状態における
動作検出回路６の検出動作は次のようになる。

【００２３】正常時において、例えば直流出力電圧Ｅ_O
が一定電圧であると、電圧検出回路２における抵抗Ｒ
₄ 、Ｒ₅ により分圧された電圧によってシャントレギュ
レータＳＲは導通状態になっており、シャントレギュレ
ータＳＲには巻線Ｎ₄ から出力される電圧Ｅ₁ に対応し
た電流Ｉ_R が抵抗Ｒ₆ 、フォトカプラＰＣのフォトダイ
オードＰ_D を介して流れる。これによって、フォトダイ
オードＰ_D に反応するフォトトランジスタＰ_T のコレク
タ電流、つまり制御電流Ｉ_C が変化し、この電流変化が
ダイオードＤ₅ を介して制御回路１をコントロールす
る。すなわち、出力電圧Ｅ₁ （Ｅ_O ）が上昇するとスイ
ッチング周波数が低くなり、出力電圧Ｅ₁ （Ｅ_O ）が低
下するとスイッチング周波数を高くするアッパーサイド
制御による定電圧制御が行われる。ここで、エラーアン
プＡ₁ の比較電位であるＶ₃ は、Ｖ₃ ＝Ｖ₄ ＋Ｖ_F （Ｖ_F はダイオードＤ₆ の順方向
電圧）となるが、本実施例の回路では制御電流Ｉ_C のライン電
位Ｖ₄ は基準電源Ｅ_R の１／２程度の電位で制御をおこ
なっているため、上記した正常な制御状態では、Ｖ₃ ＜Ｖ₂ となって制御回路１はスイッチングのための発振動作が
行われる。

【００２４】一方、直流出力電圧Ｅ_O に対して接続され
た負荷ＲＬが短絡に近い低インピーダンス状態になり出
力電流が増加すると、電源回路においては出力トランス
Ｔで電力を十分に供給出来なくなり直流出力電圧Ｅ_O の
レベルが極端に下がることになる。すると、電圧検出回
路２における抵抗Ｒ₄ 、Ｒ₅ による直流出力電圧Ｅ_O の
分圧値が所定値より低くなってシャントレギュレータＳ
Ｒが非導通状態となる。これに伴って、フォトカプラＰ
ＣのフォトダイオードＰ_D には電流が流れなくなりフォ
トトランジスタＰ_T はカットオフとなる。すると、コン
デンサＣ₅ の電位が時定数Ｒ₁ 、Ｃ₅ によって上昇し、
一定期間後にＶ₃ ＝Ｖ₁ となる。つまり、エラーアンプＡ₁ の非反転入力端子の
比較電位Ｖ₃ と基準電源Ｅ_R の電位がほぼ等しくなる。
このため、エラーアンプＡ₁ の比較電位Ｖ₃ と、反転入
力端子の基準電位Ｖ₂ の関係はＶ₃ ＞Ｖ₂ になり、エラーアンプＡ₁ からは反転した検出信号が出
力される。これにより、制御回路１では発振を停止させ
てスイッチング動作が停止される。つまり、過電流保護
回路が動作することとなる。

【００２５】また、直流出力電圧Ｅ_O の安定化が無制御
状態になる場合、例えば原因としては、定電圧制御系に
おいて電圧検出回路２、フォトカプラＰＣなどの部品が
破壊される、あるいはこれら定電圧制御系のラインなど
がオープンになることなどが挙げられるが、このような
異常状態になると上記と同様に、エラーアンプＡ₁ の非
反転入力端子の比較電位Ｖ₃ と反転入力端子の基準電位
Ｖ₂ は、Ｖ₃ ＞Ｖ₂ となる関係が生じることになってエラーアンプＡ₁ から
反転した検出信号が出力され、制御回路１では発振動作
を停止させることになる。この発振停止によって直流出
力電圧が０になると、巻線Ｎ₃ の整流出力Ｖ_CCも０にな
り。制御回路１の動作を停止する。そして、図示しない
が起動回路により再起動されるまでは、この発振動作停
止状態が継続されるようにすることが好ましい。

【００２６】このように、本実施例では電流共振型のス
イッチング電源回路において、定電圧制御系において制
御回路１に供給される制御電流Ｉ_C の状態変化により異
常動作の有無を監視することのできる動作検出回路６を
設けることで、過電流及び制御系のトラブルによる過電
圧に対する保護回路が動作するように構成している。こ
れによって、図４〜図６にて説明したような電流検出抵
抗Ｒｉを省略しても短絡などの過電流に対する保護動作
を行わせることが可能となる。また、電流検出抵抗Ｒｉ
を用いると、電力消費が増大すると共に電源回路の出力
電力に応じて定数を変更する必要も生じるが本実施例の
場合には、共通の定数の部品より構成した動作検出回路
６により対応することが可能であり、例えば回路設計に
際しても省力化を図ることができる。

【００２７】また、本実施例の回路においてはアッパー
サイド制御により定電圧化を図る構成とされているが、
例えばこの構成であっても、本実施例の場合にはスイッ
チング電流の検出ではなく、制御電流Ｉ_C のラインの状
態変化に基づいて保護回路を動作させるため、例えば、
電流共振型とされていても過電流時に変化する共振回路
の共振条件に合わせてスイッチング周波数を強制的に引
き上げる必要はなくなる。例えば、過電流時にスイッチ
ング周波数を上げる構成の場合、スイッチング周波数を
上げるための回路に加え、通常時の電圧検出回路２とは
別に過電流時の直流出力電圧Ｅ_O の降下を検出するため
の検出回路などが必要となるが、本実施例の場合には必
要ない。つまり、この実施例では電圧検出回路２及び増
幅回路３などは従来と同等の部品により構成し、動作検
出回路６のみを付加すればよいこととなる。

【００２８】なお、本実施例では動作検出回路６により
過電流のみでなく、制御系回路の故障による過電圧状態
も検出して保護回路を動作することができることから、
図４に示したような過電圧検出用の比較検出回路５に加
え、この比較検出回路５に検出用直流電圧Ｖ_CCを供給す
るための巻線Ｎ₃ 、ダイオードＤ₃ 、コンデンサＣ₃な
どの部品も省略することも可能となる。

【００２９】図２の回路図は他の実施例をブロック的に
示しており、先に図５に示したフライバック方式コンバ
ータによるスイッチング電源回路に対して本発明を適用
したものとされ、図１及び図５と同一部分は同一符号を
付して説明を省略する。なお、ここでは電圧検出回路２
及び増幅回路３はブロック的に示されているが、例えば
実際には、図１に示した構成とされていればよい。そし
て、この実施例の場合にも電流検出抵抗Ｒｉなどを用い
ずに、直流電圧Ｅ_O の状態変化を動作検出回路６により
検出して、過電流あるいは過電圧の状態となれば制御回
路１における保護回路を動作させることが可能となる。

【００３０】また、図３の回路図は更に他の実施例をブ
ロック的に示しており、この場合には、図６に示したフ
ォワード式のスイッチング電源回路に対して本発明を適
用したものである。なお、図１、図２、図６と同一部分
は同一符号を付して説明を省略する。この実施例におい
ても、上記図２で述べたと同様に、動作検出回路６によ
り過電流及び過電圧保護回路を動作させることができ
る。そして、上記図２及び図３の回路に設けられる動作
検出回路６は、例えば先に示した図１の動作検出回路６
の構成と全く同様であり、このように本発明において
は、方式などの異なる電源回路に対しても同様の回路構
成により対応することが可能である。また、フォトカプ
ラＰＣに供給される直流出力電源と、電圧検出回路２に
供給される直流出力電源は同一の二次側巻線により得る
ことも可能である。

【００３１】なお、本発明の構成は上記各実施例に示し
た方式や回路構成のスイッチング電源回路に限定される
ものではなく、各種タイプのスイッチング電源回路に対
しても適用が可能である。

【００３２】

【発明の効果】以上説明したように本発明のスイッチン
グ電源回路は、ほぼ従来と同様の回路構成に対して定電
圧制御のための制御信号の状態変化により回路の異常状
態を検出可能な動作検出回路を設けることで、過電流検
出のための電流検出抵抗や、過電圧検出用の回路を省略
することが可能となり、それだけスイッチング電源回路
の部品点数を削減したり、部品を共通化するなどして小
型化及び低コスト化を図ることが可能になるという効果
を有している。特に、電流共振型スイッチング電源にお
いてアッパーサイド制御により安定化を図っている構成
に対しては、過負荷時にスイッチング周波数を強制的に
引き上げるための構成が無くとも適正に過電流を検出可
能になるため有効となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例としての電流共振型スイッチン
グ電源回路を示す回路図である。

【図２】他の実施例としてのスイッチング電源回路を示
す回路図である。

【図３】更に他の実施例としてのスイッチング電源回路
を示す回路図である。

【図４】従来の電流共振型スイッチング電源回路を示す
回路図である。

【図５】従来のフライバック方式コンバータによるスイ
ッチング電源回路を示す回路図である。

【図６】従来のフォワード方式コンバータによるスイッ
チング電源回路を示す回路図である。

【図７】電流共振型スイッチング電源回路において、共
振回路のインピーダンス−周波数特性を示す図である。

【符号の説明】

１制御回路２電圧検出回路３増幅回路６動作検出回路Ｑ₁ 、Ｑ₂ スイッチング素子ＳＲシャントレギュレータＰＣフォトカプラＰ_D フォトダイオードＰ_T フォトカプラＩ_C 制御電流Ｒ₁ 、Ｒ₂ 、Ｒ₃ 抵抗Ｃ₅ コンデンサＥ_R 基準電源Ａ₁ エラーアンプＲＬ負荷

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】二次側に得られる直流出力電圧レベルを
検出して得られた検出信号に基づいて定電圧制御を図る
ようにされた定電圧制御系を備えると共に、異常動作時
において回路を保護するように動作する保護手段が備え
られているスイッチング電源回路において、上記検出信号の状態変化を直流出力電圧に基づいて検出
する電圧検出手段と、該電圧検出手段から出力される検
出信号により、回路が異常動作していることを検出した
場合には、上記保護手段を動作させるように構成された
動作検出手段を設けたことを特徴とするスイッチング電
源回路。
【請求項２】上記動作検出手段は、所定の基準電圧と
上記直流出力電圧レベルに対応した制御電圧を比較する
比較回路により構成されていることを特徴とする請求項
１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】上記電圧検出手段は、シャントレギュレ
ータを備えて構成されていることを特徴とする請求項１
又は請求項２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】上記スイッチング電源回路は電流共振型
によって構成されていることを特徴とする請求項１又は
請求項２又は請求項３に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】上記スイッチング電源回路はフライバッ
ク方式とされていることを特徴とする請求項１又は請求
項２又は請求項３に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】上記スイッチング電源回路はフォワード
方式のスイッチングコンバータとされていることを特徴
とする請求項１又は請求項２又は請求項３に記載のスイ
ッチング電源回路。