JPH0638520A - Ｄｃ−ｄｃコンバータの過電流保護回路 - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータの過電流保護回路Info
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- JPH0638520A JPH0638520A JP20605992A JP20605992A JPH0638520A JP H0638520 A JPH0638520 A JP H0638520A JP 20605992 A JP20605992 A JP 20605992A JP 20605992 A JP20605992 A JP 20605992A JP H0638520 A JPH0638520 A JP H0638520A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 過電流や短絡時等の異常に発振を停止させて
スイッチング素子の破壊を防止し、また回路の劣化を防
止して信頼性を向上させること。 【構成】 出力電圧低下検出回路４のトランジスタＱ4
のベースに、入力電圧と出力電圧の差分を抵抗Ｒ7 とＲ
8 とで分割して印加する。通常状態では、トランジスタ
Ｑ4 はオフ状態となっている。過電流や短絡等の異常時
において、出力電流が増加し、出力電圧の絶対値が下が
ってくると、トランジスタＱ4 のベースは０．６Ｖを越
えてオンする。トランジスタＱ4 がオンすると、トラン
ジスタＱ2はオフするので、スイッチングトランジスタ
Ｑ1 がオフとなって発振を停止する。従って、出力は遮
断されて回路が保護される。
スイッチング素子の破壊を防止し、また回路の劣化を防
止して信頼性を向上させること。 【構成】 出力電圧低下検出回路４のトランジスタＱ4
のベースに、入力電圧と出力電圧の差分を抵抗Ｒ7 とＲ
8 とで分割して印加する。通常状態では、トランジスタ
Ｑ4 はオフ状態となっている。過電流や短絡等の異常時
において、出力電流が増加し、出力電圧の絶対値が下が
ってくると、トランジスタＱ4 のベースは０．６Ｖを越
えてオンする。トランジスタＱ4 がオンすると、トラン
ジスタＱ2はオフするので、スイッチングトランジスタ
Ｑ1 がオフとなって発振を停止する。従って、出力は遮
断されて回路が保護される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電源部に用いられ、ブ
ロッキング発振を利用した自励発振方式のＤＣ−ＤＣコ
ンバータの過電流保護回路に関するものである。
ロッキング発振を利用した自励発振方式のＤＣ−ＤＣコ
ンバータの過電流保護回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図５は、従来の自励発振式反転型コンバ
ータ（負出力）の基本回路図を示し、図６は、その具体
回路図を示すものである。スイッチング素子用のトラン
ジスタＱ1 、トランスＴ、コンデンサＣ2 及び抵抗Ｒ3
等でブロッキング発振回路が構成され、その出力はダイ
オードＤ1 で整流され、コンデンサＣ3 で平滑されて直
流電圧（負出力）が出力される。上記スイッチングトラ
ンジスタＱ1 は制御回路１によりオン期間が制御されて
所定の周波数で発振を行うものであり、この制御回路１
は、トランジスタＱ2 、起動用の抵抗Ｒ1 等で構成され
ている。
ータ（負出力）の基本回路図を示し、図６は、その具体
回路図を示すものである。スイッチング素子用のトラン
ジスタＱ1 、トランスＴ、コンデンサＣ2 及び抵抗Ｒ3
等でブロッキング発振回路が構成され、その出力はダイ
オードＤ1 で整流され、コンデンサＣ3 で平滑されて直
流電圧（負出力）が出力される。上記スイッチングトラ
ンジスタＱ1 は制御回路１によりオン期間が制御されて
所定の周波数で発振を行うものであり、この制御回路１
は、トランジスタＱ2 、起動用の抵抗Ｒ1 等で構成され
ている。
【０００３】ＤＣ−ＤＣコンバータの定電圧制御を行う
べく、出力端間には出力電圧を検出する抵抗Ｒ5 とＲ6
が接続されており、この抵抗Ｒ5 とＲ6 の接続点に生じ
る出力電圧に応じた電圧を誤差増幅回路２に送ってい
る。そして、この誤差増幅回路２の出力を制御回路１に
送り、トランジスタＱ2 を制御してスイッチングトラン
ジスタＱ1 のオン期間を制御することで、定電圧化を図
っている。上記誤差増幅回路２は、ツエナーダイオード
ＺＤ1 、トランジスタＱ3 及び抵抗Ｒ4 等で構成されて
いる。出力電圧とツエナーダイオードＺＤ1 のツエナー
電圧とを比較してトランジスタＱ3 によりトランジスタ
Ｑ2 のベース電流を制御し、スイッチングトランジスタ
Ｑ1 のベース電流を制御して該スイッチングトランジス
タＱ1 のオン期間を制御して出力電圧を定電圧化してい
る。
べく、出力端間には出力電圧を検出する抵抗Ｒ5 とＲ6
が接続されており、この抵抗Ｒ5 とＲ6 の接続点に生じ
る出力電圧に応じた電圧を誤差増幅回路２に送ってい
る。そして、この誤差増幅回路２の出力を制御回路１に
送り、トランジスタＱ2 を制御してスイッチングトラン
ジスタＱ1 のオン期間を制御することで、定電圧化を図
っている。上記誤差増幅回路２は、ツエナーダイオード
ＺＤ1 、トランジスタＱ3 及び抵抗Ｒ4 等で構成されて
いる。出力電圧とツエナーダイオードＺＤ1 のツエナー
電圧とを比較してトランジスタＱ3 によりトランジスタ
Ｑ2 のベース電流を制御し、スイッチングトランジスタ
Ｑ1 のベース電流を制御して該スイッチングトランジス
タＱ1 のオン期間を制御して出力電圧を定電圧化してい
る。
【０００４】今、電源が投入されると、抵抗Ｒ1 を介し
てトランジスタＱ2 が駆動され、このトランジスタＱ2
の駆動によりスイッチングトランジスタＱ1 のベース電
流が流れだし、トランスＴの主巻線Ｎｐに電流が流れ
る。この主巻線Ｎｐに流れる電流により電圧が発生し、
また、トランスＴの正帰還巻線Ｎｆには、スイッチング
トランジスタＱ1 のベース電流を引き込む方向（増加す
る方向）に電圧が発生する。この正帰還巻線Ｎｆに発生
する電圧によりスイッチングトランジスタＱ1 のベース
電流が増加すると共に、主巻線Ｎｐにも起電力が発生す
る。そして、スイッチングトランジスタＱ1 が飽和する
と、先程ベース電流が流れて充電されていたコンデンサ
Ｃ2 の電荷によりスイッチングトランジスタＱ1 のベー
スは逆バイアスされてスイッチングトランジスタＱ1 は
急激にオフする。上記の動作が繰り返されることによ
り、ブロッキング発振が持続する。
てトランジスタＱ2 が駆動され、このトランジスタＱ2
の駆動によりスイッチングトランジスタＱ1 のベース電
流が流れだし、トランスＴの主巻線Ｎｐに電流が流れ
る。この主巻線Ｎｐに流れる電流により電圧が発生し、
また、トランスＴの正帰還巻線Ｎｆには、スイッチング
トランジスタＱ1 のベース電流を引き込む方向（増加す
る方向）に電圧が発生する。この正帰還巻線Ｎｆに発生
する電圧によりスイッチングトランジスタＱ1 のベース
電流が増加すると共に、主巻線Ｎｐにも起電力が発生す
る。そして、スイッチングトランジスタＱ1 が飽和する
と、先程ベース電流が流れて充電されていたコンデンサ
Ｃ2 の電荷によりスイッチングトランジスタＱ1 のベー
スは逆バイアスされてスイッチングトランジスタＱ1 は
急激にオフする。上記の動作が繰り返されることによ
り、ブロッキング発振が持続する。
【０００５】上記のようにブロッキング発振が生じ、ス
イッチングトランジスタＱ1 がスイッチングを繰り返
す。そして、スイッチングトランジスタＱ1 のオン時に
主巻線Ｎｐにエネルギーが蓄積され、スイッチングトラ
ンジスタＱ1 のオフ時に出力側に放出される。この例で
は出力側に負電圧（−Ｖｏ）が出力される。出力電圧
は、誤差増幅回路２によってツエナーダイオードＺＤ1
のツエナー電圧による内部基準電圧と比較され、その差
分が増幅され、制御回路１へと伝達される。制御回路１
は、送られてきた情報に基づいて、上述のようにスイッ
チングトランジスタＱ1 のオン時間を調整し、出力電圧
を一定に保つようにしている。
イッチングトランジスタＱ1 がスイッチングを繰り返
す。そして、スイッチングトランジスタＱ1 のオン時に
主巻線Ｎｐにエネルギーが蓄積され、スイッチングトラ
ンジスタＱ1 のオフ時に出力側に放出される。この例で
は出力側に負電圧（−Ｖｏ）が出力される。出力電圧
は、誤差増幅回路２によってツエナーダイオードＺＤ1
のツエナー電圧による内部基準電圧と比較され、その差
分が増幅され、制御回路１へと伝達される。制御回路１
は、送られてきた情報に基づいて、上述のようにスイッ
チングトランジスタＱ1 のオン時間を調整し、出力電圧
を一定に保つようにしている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図８は出力
電流の保護回路がない場合の自励型ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力特性を示している。すなわち、トランスＴの主
巻線Ｎｐに蓄積されるエネルギーには限界があるため、
出力電流を増やしていくと出力電圧は低下していく。こ
の場合、条件によってはスイッチングトランジスタＱ1
の発熱、更には破壊に至ることになる。
電流の保護回路がない場合の自励型ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力特性を示している。すなわち、トランスＴの主
巻線Ｎｐに蓄積されるエネルギーには限界があるため、
出力電流を増やしていくと出力電圧は低下していく。こ
の場合、条件によってはスイッチングトランジスタＱ1
の発熱、更には破壊に至ることになる。
【０００７】これを防止する方法として、従来、図７及
び図６に示すように、出力側の主回路に抵抗Ｒｓを挿入
し、この抵抗Ｒｓに流れる電流を電圧に変換する電流−
電圧変換回路３を設け、この電流−電圧変換回路３の出
力で制御回路１を制御するものである。すなわち、ＤＣ
−ＤＣコンバータの出力電流を上記抵抗Ｒｓで検出して
電圧に変換し、一定電流値以上となった場合、トランジ
スタＱｓをオンして制御回路１を動作させ、スイッチン
グトランジスタＱ1 がリニア動作して出力電圧を低下さ
せるという保護型式がよく使われてきた。この方式の場
合、図９に示すような垂下型の出力特性となり、スイッ
チングトランジスタＱ1 は保護されるものの、特に、短
絡時には一定電流値Ｉｓが流れ続けるので、場合によっ
ては回路の劣化につながるという問題がある。
び図６に示すように、出力側の主回路に抵抗Ｒｓを挿入
し、この抵抗Ｒｓに流れる電流を電圧に変換する電流−
電圧変換回路３を設け、この電流−電圧変換回路３の出
力で制御回路１を制御するものである。すなわち、ＤＣ
−ＤＣコンバータの出力電流を上記抵抗Ｒｓで検出して
電圧に変換し、一定電流値以上となった場合、トランジ
スタＱｓをオンして制御回路１を動作させ、スイッチン
グトランジスタＱ1 がリニア動作して出力電圧を低下さ
せるという保護型式がよく使われてきた。この方式の場
合、図９に示すような垂下型の出力特性となり、スイッ
チングトランジスタＱ1 は保護されるものの、特に、短
絡時には一定電流値Ｉｓが流れ続けるので、場合によっ
ては回路の劣化につながるという問題がある。
【０００８】本発明は上述の点に鑑みて提供したもので
あって、過電流や短絡時等の異常に発振を停止させてス
イッチング素子の破壊を防止し、また回路の劣化を防止
して信頼性を向上させることを目的としたＤＣ−ＤＣコ
ンバータの過電流保護回路を提供するものである。
あって、過電流や短絡時等の異常に発振を停止させてス
イッチング素子の破壊を防止し、また回路の劣化を防止
して信頼性を向上させることを目的としたＤＣ−ＤＣコ
ンバータの過電流保護回路を提供するものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、ブロッキング
発振を利用した自励発振方式のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、過負荷や短絡時等の異常時に出力電圧の低下を
検出し、出力電圧値が所定値以下となった場合に上記ス
イッチング素子の発振を停止させる出力電圧低下検出回
路と、入力電源の投入時における起動時のみ上記出力電
圧低下検出回路の動作を停止させる起動時検出動作停止
回路とを備えたものである。
発振を利用した自励発振方式のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、過負荷や短絡時等の異常時に出力電圧の低下を
検出し、出力電圧値が所定値以下となった場合に上記ス
イッチング素子の発振を停止させる出力電圧低下検出回
路と、入力電源の投入時における起動時のみ上記出力電
圧低下検出回路の動作を停止させる起動時検出動作停止
回路とを備えたものである。
【００１０】
【作用】本発明により、過負荷や短絡等の異常が発生し
た場合には、出力電圧低下検出回路が出力電圧の低下を
検出してスイッチング素子の発振を停止させることで、
スイッチング素子の破壊を防止でき、また、過電流や短
絡電流が流れ続けることがないため、回路を劣化させる
こともない。従って、信頼性を向上させることができ
る。しかも、入力電源投入の起動時は、出力電圧が低下
しているものの、起動時検出動作停止回路により出力電
圧低下検出回路の動作を停止させているので、起動時に
スイッチング素子の発振が停止するという誤動作もな
く、安全且つ確実に出力を保護することができる。
た場合には、出力電圧低下検出回路が出力電圧の低下を
検出してスイッチング素子の発振を停止させることで、
スイッチング素子の破壊を防止でき、また、過電流や短
絡電流が流れ続けることがないため、回路を劣化させる
こともない。従って、信頼性を向上させることができ
る。しかも、入力電源投入の起動時は、出力電圧が低下
しているものの、起動時検出動作停止回路により出力電
圧低下検出回路の動作を停止させているので、起動時に
スイッチング素子の発振が停止するという誤動作もな
く、安全且つ確実に出力を保護することができる。
【００１１】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。図１は本発明の保護回路を備え、ブロッキング発
振を利用した自励発振方式のＤＣ−ＤＣコンバータのブ
ロック回路図を示し、図２は図１の具体回路図を示して
いる。尚、ＤＣ−ＤＣコンバータ自体の動作は従来例と
同じなので、要旨の部分について詳述する。すなわち、
図５に示す従来の回路に、出力電圧の低下を検出すると
共に、出力電圧の低下時にスイッチングトランジスタＱ
1 の発振を停止させる出力電圧低下検出回路４と、この
出力電圧低下検出回路４が起動時に誤動作するのを防止
する起動時検出動作停止回路５とを加え、自励式のＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて、その本来の出力垂下特性を
利用し、安全且つ確実に出力を保護するシャットダウン
型の過電流保護回路を設けたものである。
する。図１は本発明の保護回路を備え、ブロッキング発
振を利用した自励発振方式のＤＣ−ＤＣコンバータのブ
ロック回路図を示し、図２は図１の具体回路図を示して
いる。尚、ＤＣ−ＤＣコンバータ自体の動作は従来例と
同じなので、要旨の部分について詳述する。すなわち、
図５に示す従来の回路に、出力電圧の低下を検出すると
共に、出力電圧の低下時にスイッチングトランジスタＱ
1 の発振を停止させる出力電圧低下検出回路４と、この
出力電圧低下検出回路４が起動時に誤動作するのを防止
する起動時検出動作停止回路５とを加え、自励式のＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて、その本来の出力垂下特性を
利用し、安全且つ確実に出力を保護するシャットダウン
型の過電流保護回路を設けたものである。
【００１２】図２に示すように、出力電圧低下検出回路
４はトランジスタＱ4 、抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 とで構成され、
また、起動時検出動作停止回路５は抵抗Ｒ7 とコンデン
サＣ4 とで構成されている。ここで、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力電流が何らかの異常（例えば、短絡、過負
荷）で増加した場合、図８に示すように出力電圧の絶対
値は下がってくる。予め回路定数にて決められた電圧値
以下になると、出力電圧低下検出回路４が動作し、制御
回路１に信号を送り、スイッチングトランジスタＱ1 を
オフさせて回路を保護するものである。また、上記起動
時検出動作停止回路５は、起動時に「出力電圧が低下し
た」として出力電圧低下検出回路４が誤って判断しない
ように、起動時のみ出力電圧低下検出回路４の動作を停
止させる機能を持たせているものである。
４はトランジスタＱ4 、抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 とで構成され、
また、起動時検出動作停止回路５は抵抗Ｒ7 とコンデン
サＣ4 とで構成されている。ここで、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力電流が何らかの異常（例えば、短絡、過負
荷）で増加した場合、図８に示すように出力電圧の絶対
値は下がってくる。予め回路定数にて決められた電圧値
以下になると、出力電圧低下検出回路４が動作し、制御
回路１に信号を送り、スイッチングトランジスタＱ1 を
オフさせて回路を保護するものである。また、上記起動
時検出動作停止回路５は、起動時に「出力電圧が低下し
た」として出力電圧低下検出回路４が誤って判断しない
ように、起動時のみ出力電圧低下検出回路４の動作を停
止させる機能を持たせているものである。
【００１３】すなわち、出力電圧低下検出回路４のトラ
ンジスタＱ4 のベースには、入力電圧と出力電圧の差分
を抵抗Ｒ7 とＲ8 とで分割して印加している。そして、
通常状態では、トランジスタＱ4 のベース電圧は、約
０．６Ｖ以下になるように抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 の値を調整し
て設定しており、該トランジスタＱ4 は通常状態ではオ
フ状態になっている。過電流や短絡等の異常時におい
て、出力電流が増加し、図３に示すように、出力電圧の
絶対値が下がってくると（この実施例の場合は、負出力
電圧であるから値そのものは上がってくる）、トランジ
スタＱ4 のベースは０．６Ｖを越えてオンする。トラン
ジスタＱ4 がオンすると、トランジスタＱ2 はオフする
ので、スイッチングトランジスタＱ1 はオフする。スイ
ッチングトランジスタＱ1 がオフすることで発振が停止
する。従って、出力は遮断されて回路が保護される。
ンジスタＱ4 のベースには、入力電圧と出力電圧の差分
を抵抗Ｒ7 とＲ8 とで分割して印加している。そして、
通常状態では、トランジスタＱ4 のベース電圧は、約
０．６Ｖ以下になるように抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 の値を調整し
て設定しており、該トランジスタＱ4 は通常状態ではオ
フ状態になっている。過電流や短絡等の異常時におい
て、出力電流が増加し、図３に示すように、出力電圧の
絶対値が下がってくると（この実施例の場合は、負出力
電圧であるから値そのものは上がってくる）、トランジ
スタＱ4 のベースは０．６Ｖを越えてオンする。トラン
ジスタＱ4 がオンすると、トランジスタＱ2 はオフする
ので、スイッチングトランジスタＱ1 はオフする。スイ
ッチングトランジスタＱ1 がオフすることで発振が停止
する。従って、出力は遮断されて回路が保護される。
【００１４】図３に示すように、出力電圧が下がってき
てＫ点を少し越えた時点で、上記トランジスタＱ4 がオ
ンとなるように設定している。そして、再度、入力電源
が投入され、回路がリセットされるまで、保護回路は動
作したままである。このように、過電流、短絡等の異常
時において、発振が停止し、異常が取り除かれて、再
度、電源が投入されるまで動作しないので、非常に信頼
性が高い。また、回路の起動時は、起動時検出動作停止
回路５の抵抗Ｒ7 、コンデンサＣ4 によって、トランジ
スタＱ4 のベース電圧には徐々に電圧が加わるので、抵
抗Ｒ7 、コンデンサＣ4 で決まる時定数の時間内に出力
電圧が立ち上がりを完了すれば、出力電圧低下検出回路
４が誤動作することはない。
てＫ点を少し越えた時点で、上記トランジスタＱ4 がオ
ンとなるように設定している。そして、再度、入力電源
が投入され、回路がリセットされるまで、保護回路は動
作したままである。このように、過電流、短絡等の異常
時において、発振が停止し、異常が取り除かれて、再
度、電源が投入されるまで動作しないので、非常に信頼
性が高い。また、回路の起動時は、起動時検出動作停止
回路５の抵抗Ｒ7 、コンデンサＣ4 によって、トランジ
スタＱ4 のベース電圧には徐々に電圧が加わるので、抵
抗Ｒ7 、コンデンサＣ4 で決まる時定数の時間内に出力
電圧が立ち上がりを完了すれば、出力電圧低下検出回路
４が誤動作することはない。
【００１５】このように、従来方式の場合、図９、図３
に示すＫ点（過負荷）の状態が続いた場合、スイッチン
グトランジスタＱ1 が発熱して破壊に至る危険性が高い
が、本発明による方式では、発熱→スイッチングトラン
ジスタＱ1 のドライブ能力不足→出力電圧低下→保護回
路動作というパターンになるので安全である。また、保
護回路（出力電圧低下検出回路４、起動時検出動作停止
回路５）は、トランジスタ、コンデンサ、抵抗等の簡単
な回路で実現できるので、安価に構成することができ
る。
に示すＫ点（過負荷）の状態が続いた場合、スイッチン
グトランジスタＱ1 が発熱して破壊に至る危険性が高い
が、本発明による方式では、発熱→スイッチングトラン
ジスタＱ1 のドライブ能力不足→出力電圧低下→保護回
路動作というパターンになるので安全である。また、保
護回路（出力電圧低下検出回路４、起動時検出動作停止
回路５）は、トランジスタ、コンデンサ、抵抗等の簡単
な回路で実現できるので、安価に構成することができ
る。
【００１６】（実施例２）図４は他の実施例を示し、ト
ランスＴ1 を用いたＲＣＣ（リンギング・チョーク・コ
ンバータ）方式である。図２とは使用するトランジスタ
の種類が異なっているが、保護回路の原理は全く同一で
ある。トランスＴ1 は一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 、正
帰還巻線Ｎ3 で構成され、一次巻線Ｎ1 の一端にスイッ
チングトランジスタＱ1 が接続されている。スイッチン
グトランジスタＱ1 のベースにはコンデンサＣ2 及び抵
抗Ｒ2 を介して正帰還巻線Ｎ3 に接続され、また、スイ
ッチングトランジスタＱ1 のベース・エミッタ間には制
御用トランジスタＱ2 が接続されている。ここで、制御
回路１は、起動用の抵抗Ｒ1 とトランジスタＱ2 とで構
成されている。
ランスＴ1 を用いたＲＣＣ（リンギング・チョーク・コ
ンバータ）方式である。図２とは使用するトランジスタ
の種類が異なっているが、保護回路の原理は全く同一で
ある。トランスＴ1 は一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 、正
帰還巻線Ｎ3 で構成され、一次巻線Ｎ1 の一端にスイッ
チングトランジスタＱ1 が接続されている。スイッチン
グトランジスタＱ1 のベースにはコンデンサＣ2 及び抵
抗Ｒ2 を介して正帰還巻線Ｎ3 に接続され、また、スイ
ッチングトランジスタＱ1 のベース・エミッタ間には制
御用トランジスタＱ2 が接続されている。ここで、制御
回路１は、起動用の抵抗Ｒ1 とトランジスタＱ2 とで構
成されている。
【００１７】また、出力電圧低下検出回路４は抵抗
Ｒ5 ，Ｒ6 、トランジスタＱ5 等で構成され、起動時検
出動作停止回路５は抵抗Ｒ7 とコンデンサＣ6 とで構成
されている。
Ｒ5 ，Ｒ6 、トランジスタＱ5 等で構成され、起動時検
出動作停止回路５は抵抗Ｒ7 とコンデンサＣ6 とで構成
されている。
【００１８】通常状態においては、トランジスタＱ5 は
オフ状態であり、制御用のトランジスタＱ2 は誤差増幅
回路２からの信号により制御されている。過電流、短絡
等の異常状態においては、出力電圧が低下するため、ト
ランジスタＱ5 がオンする。このトランジスタＱ5 がオ
ンすることで、トランジスタＱ2 がオンとなり、スイッ
チングトランジスタＱ1 はオフとなる。従って、スイッ
チングトランジスタＱ1 は発振を停止し、回路を保護す
る。
オフ状態であり、制御用のトランジスタＱ2 は誤差増幅
回路２からの信号により制御されている。過電流、短絡
等の異常状態においては、出力電圧が低下するため、ト
ランジスタＱ5 がオンする。このトランジスタＱ5 がオ
ンすることで、トランジスタＱ2 がオンとなり、スイッ
チングトランジスタＱ1 はオフとなる。従って、スイッ
チングトランジスタＱ1 は発振を停止し、回路を保護す
る。
【００１９】
【発明の効果】本発明は上述のように、ブロッキング発
振を利用した自励発振方式のＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、過負荷や短絡時等の異常時に出力電圧の低下を検
出し、出力電圧値が所定値以下となった場合に上記スイ
ッチング素子の発振を停止させる出力電圧低下検出回路
と、入力電源の投入時における起動時のみ上記出力電圧
低下検出回路の動作を停止させる起動時検出動作停止回
路とを備えていることにより、過負荷や短絡等の異常が
発生した場合には、出力電圧低下検出回路が出力電圧の
低下を検出してスイッチング素子の発振を停止させるこ
とで、スイッチング素子の破壊を防止でき、また、過電
流や短絡電流が流れ続けることがないため、回路を劣化
させることもない。従って、信頼性を向上させることが
できる。しかも、入力電源投入の起動時は、出力電圧が
低下しているものの、起動時検出動作停止回路により出
力電圧低下検出回路の動作を停止させているので、起動
時にスイッチング素子の発振が停止するという誤動作も
なく、安全且つ確実に出力を保護することができるとい
う効果を奏するものである。
振を利用した自励発振方式のＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、過負荷や短絡時等の異常時に出力電圧の低下を検
出し、出力電圧値が所定値以下となった場合に上記スイ
ッチング素子の発振を停止させる出力電圧低下検出回路
と、入力電源の投入時における起動時のみ上記出力電圧
低下検出回路の動作を停止させる起動時検出動作停止回
路とを備えていることにより、過負荷や短絡等の異常が
発生した場合には、出力電圧低下検出回路が出力電圧の
低下を検出してスイッチング素子の発振を停止させるこ
とで、スイッチング素子の破壊を防止でき、また、過電
流や短絡電流が流れ続けることがないため、回路を劣化
させることもない。従って、信頼性を向上させることが
できる。しかも、入力電源投入の起動時は、出力電圧が
低下しているものの、起動時検出動作停止回路により出
力電圧低下検出回路の動作を停止させているので、起動
時にスイッチング素子の発振が停止するという誤動作も
なく、安全且つ確実に出力を保護することができるとい
う効果を奏するものである。
【図１】本発明の実施例の自励型ＤＣ−ＤＣコンバータ
のブロック回路図である。
のブロック回路図である。
【図２】本発明の実施例の図１に示す具体回路図であ
る。
る。
【図３】本発明の保護回路による出力特性を示す図であ
る。
る。
【図４】本発明の他の実施例のＲＣＣ方式の具体回路図
である。
である。
【図５】従来例の自励型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本回
路図である。
路図である。
【図６】従来例の図５の具体回路図である。
【図７】保護回路を備えた他の従来例のブロック回路図
である。
である。
【図８】従来の保護回路がない場合の自励型ＤＣ−ＤＣ
コンバータの出力特性を示す図である。
コンバータの出力特性を示す図である。
【図９】従来の保護回路を備えた場合の過電流保護特性
を示す図である。
を示す図である。
１ 制御回路 ２ 誤差増幅回路 ４ 出力電圧低下検出回路 ５ 起動時検出動作停止回路 Ｑ1 スイッチングトランジスタ
Claims (1)
- 【請求項１】 ブロッキング発振を利用した自励発振方
式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、過負荷や短絡時等
の異常時に出力電圧の低下を検出し、出力電圧値が所定
値以下となった場合に上記スイッチング素子の発振を停
止させる出力電圧低下検出回路と、入力電源の投入時に
おける起動時のみ上記出力電圧低下検出回路の動作を停
止させる起動時検出動作停止回路とを備えたことを特徴
とするＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20605992A JPH0638520A (ja) | 1992-07-09 | 1992-07-09 | Ｄｃ−ｄｃコンバータの過電流保護回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20605992A JPH0638520A (ja) | 1992-07-09 | 1992-07-09 | Ｄｃ−ｄｃコンバータの過電流保護回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0638520A true JPH0638520A (ja) | 1994-02-10 |
Family
ID=16517181
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20605992A Pending JPH0638520A (ja) | 1992-07-09 | 1992-07-09 | Ｄｃ−ｄｃコンバータの過電流保護回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0638520A (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6429631B2 (en) | 2000-02-29 | 2002-08-06 | Sharp Kabushiki Kaisha | Regulated power source circuit including an overcurrent detecting mechanism for eliminating loss in the output control element |
| US7713439B2 (en) | 2006-03-24 | 2010-05-11 | Nippon Oil Corporation | Wholly aromatic thermotropic liquid crystal polyester resin composition, injection molded article thereof, and optical device using the molded article |
| KR20100139105A (ko) | 2008-03-28 | 2010-12-31 | 제이엑스 닛코닛세키에너지주식회사 | 카메라 모듈용 액정 폴리에스테르 수지 조성물 |
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-
1992
- 1992-07-09 JP JP20605992A patent/JPH0638520A/ja active Pending
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| KR101533463B1 (ko) * | 2009-03-09 | 2015-07-03 | 엘지이노텍 주식회사 | 전원공급회로 |
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