JP4432454B2 - 過電流制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、過電流制御装置に関し、特に負荷電流の瞬時電流が平均電流よりも大きなス
イッチング電源の出力電流制御回路に好適に利用できるものである。

従来のスイッチング電源装置の過電流制御装置においては、出力負荷に異常があり短絡
などの事態が発生しても、スイッチング電源が破壊しないように出力電流をある一定値以
上流れないように電流制御回路を使用することが一般的である。

出力負荷電流は、その負荷形態により様々で、中には平均電流よりも多い瞬時的なピー
ク電流が流れるものがある。一般的に数十マイクロ秒から数百マイクロ秒周期でスイッチ
ングする素子に対して、このピーク電流は数ｍＳから数十ｍＳすなわち数十から数千パル
スに及ぶ場合がある。

このような負荷電流の流れるスイッチング電源は瞬時ピーク電流がスイッチングトラン
ジスタ、トランス、整流ダイオード等のスイッチング素子に流れると、そのピーク電流を
定常的な連続負荷として供給できるような規模の大きな電源が必要となるため、平均電流
より多い瞬時ピーク電流は整流コンデンサに蓄積された電荷で負荷電流を供給し、スイッ
チング素子には流れないようにすることが多い。

この場合、平均電流と瞬時ピーク電流との差が大きければ大きいほど前述の整流コンデ
ンサの容量は大きいものが必要となるため、整流コンデンサに電荷の蓄積がない起動時に
はスイッチング素子から見ると負荷短絡と同様の状態が継続するため、ますます電流制御
回路が重要となってくる。

そこでスイッチングトランジスタに流れる電流を直接検知し電流制御を行った場合には、
入力電圧が変動すると検知電流が変化するため、安定な電流制御を行うことが出来ない。
この場合には出力負荷に直列に電流検知手段を設けざるを得ないが、平均電流より多い瞬
時ピーク電流は許容して流すことができ、平均電流よりも多く電流が連続的に流れる場合
もスイッチング素子に規定電流以上の電流が流れないように電流制御を行う必要がある。

このため、瞬時ピーク電流よりもさらに電流が流れると動作する電流制御回路と、瞬時
電流以下平均電流以上の電流で動作する電流制御回路とを合わせ持ち、後者の電流制御回
路にはタイマーを設けることにより、連続的な平均電流近傍の過電流に対しても対応して
いる。（例えば、特許文献１参照。）
スイッチング電源回路で、電圧検出手段をチョークコイルの抵抗成分による電圧効果に
より電流量を検出して過電流保護を行うことが記載されている。（特許文献２）
特開２００１−１１９９３３号公報 特開平６−２６９１５９号公報

しかしながら、従来の構成では、電流制御回路が平均電流近傍用と、瞬時電流近傍用と
の２つ必要なだけでなく、前述のように平均電流と瞬時電流の差が大きな場合には電源内
部の整流コンデンサの容量の大きいものが必要なため、電源起動時には負荷短絡と同様の
事態となり、スイッチング素子が破壊に至る可能性がある。さらにこの問題を解決するた
めには第３の電流制御回路が必要であるという課題を有していた。

また、従来例では電流制御回路に誤差増幅器を用いているが、この場合応答速度を早く
しないと負荷短絡時のスイッチング素子破壊を招くため、高速動作可能な誤差増幅器を選
択する必要があるため、非常に高価なものになるという課題を有していた。

本発明は、以上の従来の課題を解決するもので、簡潔な構成により平均電流よりも多い
瞬時電流が流れる負荷電流を有するスイッチング電源においてスイッチング素子にストレ
スのない過電流制御装置を提供することを目的とする。

前記課題を解決するために、本発明の過電流制御装置は、トランジスタをスイッチング
することにより矩形波が印加されるトランスと、そのトランスの２次側出力を直流電圧に
整流するための整流ダイオードと平滑コンデンサを有し、負荷電流を検出して、直流負荷
電圧を定電圧化するためにスイッチング周波数を変化するスイッチング電源装置の過電流
制御装置において、
過電流の検知手段を、前記トランスの２次側にてトランスと前記平滑コンデンサの間に
備えたこと、
かつ、本発明の過電流制御装置は、前記電流検知手段からの電位変位を抵抗を介して、
温度補償されたエミッタ電位を有するＮＰＮトランジスタのエミッタ電極に接続し、前記
ＮＰＮトランジスタの基準正電位に抵抗を介してプルアップされるコレクタをＰＮＰトラ
ンジスタのベース電極に接続し、前記ＰＮＰトランジスタのコレクタ電極は、アース電位
に接続され、エミッタ電極は抵抗とコンデンサの直列接続されてアース電位に接続される
とともに、前記ＰＮＰトランジスタのエミッタ電位変化に基づいて前記スイッチング電源
装置の出力スイッチングトランジスタを制御すること、
を特徴としたものである。

本発明の過電流保護装置によれば、平均電流の何倍もの瞬時電流が流れる負荷に対して
も、１つの電流保護装置で、スイッチング素子にダメージを与えることのないスイッチン
グ電源を提供することができる。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は、本発明の第１の実施例における過電流制御装置を示すものである。

図１において、１次側は直流電源Ｂ１につながるスイッチングトランスＴ１の一次巻き
線Ｌ１とそれにつながるスイッチングトランジスタＱ１のコレクタとからなる。スイッチ
ングトランジスタＱ１のエミッタは直流電源Ｂ１の負極に接続される。スイッチングトラ
ンジスタＱ１のベースは、帰還回路Ｕ１により周波数もしくはパルス幅を制御した矩形波
が入力される。

二次側にはスイッチングトランスＴ１を介して電力が伝達され、二次巻き線Ｌ２に巻き
線比に応じた矩形波が発生する。二次巻き線Ｌ２の一端にはダイオードＤ１のアノードが
接続され、カソードには平滑コンデンサＣ１の正極と負荷につながる。コンデンサＣ１の
負極は電流検出抵抗Ｒ１を介してスイッチングトランスＴ１の他端につながると同時に負
荷の接地電位につながる。

電流検出素子Ｒ１の位置は、スイッチングトランスＴ１の2次巻き線Ｌ２と平滑コンデ
ンサＣ１の間に配置するが、ダイオードＤ１のアノード電極と２次巻き線Ｌ２との間、ダ
イオードＤ１のカソード電極とコンデンサＣ１の間の配置しても同じである。

また、図１は、半波整流回路方式の例を示しているが、全波整流方式の場合も同様であ
る。例えば、図５の場合において２次巻き線Ｌ２とコンデンサＣ１の間に電流検出素子Ｒ
１を配置する。

このときの動作波形を図２と図３を用いて説明する。図３において、負荷電流はＩＬ、
負荷の平均電流はＩａｖ、電解コンデンサＣ２の両端電圧をＶｃ、検出抵抗Ｒ１に流れる
電流をＩｒ１、電流制御閾値電流をＩｔｈとして説明する。

定常的な負荷電流が流れているときは、図２のａの期間となる。この場合には、スイッ
チング電源の供給電力は負荷電流に等しい電流が供給される電力となり、すなわち、図３
での二次側での電力の供給は、ａの電流の流れのループが支配的な動作となる。

次に瞬時ピーク電流が流れると、過電流を抑制する電流を制御する動作となりスイッチ
ングトランスＴ１からの電流は制限され、電源からの供給電流よりも負荷電流のほうが大
きくなるので、整流コンデンサＣ１に充電された電荷を放電して負荷電流を補おうとする。
図３ではｂの電流の流れのループが支配的となる。そのために平滑コンデンサＣ１の電圧
Ｖｃは、降下し始める。このときの降下電圧は、平滑コンデンサ電圧をＶｃ、負荷電流を
ＩＬ、印加時間をｔ、平滑コンデンサ容量をＣとすると
Ｖｃ＝ＩＬ×ｔ／Ｃ
であらわされるので、所定の電圧範囲に平滑コンデンサ電圧Ｖｃを維持するためには、上
記式より導かれる平滑コンデンサの容量が必要となる。

その後、瞬時ピーク電流が流れなくなると、電源は定電流状態のまま平滑コンデンサへ
の充電を続ける。図３ではｃの電流の流れのループが支配的となる。このようにして、電
源は平均電流から大きくかけ離れた電力を供給することなく、瞬時的な電流に対応するこ
とができる。

このようにスイッチング電源は瞬時的な負荷電流に追従することなく、瞬時的な負荷電
流の変化を積分化した電流が流れる。このことにより、平均電流値を基準にした電源設計
が可能となり、瞬時ピーク電流を無視した小型の電源設計が可能となる。

検出抵抗Ｒ１のトランス側の端子は抵抗Ｒ１００を解してＮＰＮトランジスタＱ１０
０のエミッタとコンデンサＣ１００につながる。Ｃ１００の他端は接地電位となる。トラ
ンジスタＱ１００のベースはＰＮＰトランジスタＱ１０１のエミッタと抵抗Ｒ１０１につ
ながり、Ｒ１０１の他端は正電位の基準電圧Ｂ１００につながる。トランジスタＱ１０１
のコレクタは負電位の基準電圧Ｂ１０１につながり、ベースは基準電圧Ｂ１０１を抵抗Ｒ
１０２、Ｒ１０３で接地電位との間で分圧された電圧につながり、接地電位との間に電圧
安定化のためのコンデンサＣ１０１が接続される。

トランジスタＱ１００のコレクタは、基準電圧Ｂ１００に第一のプルアップ抵抗Ｒ１０
４を介して接続されるとともにトランジスタＱ３００を介して帰還回路Ｕ１へつながる。

トランジスタＱ１０１のエミッタは、基準電圧Ｂ１０１をＲ１０２、Ｒ１０３で分圧し
たベース電位からトランジスタＱ１０１のエミッタ−ベース間電圧分高い電位の基準電位
となるとなる定電圧特性を示す。一方トランジスタＱ１００のベースはこれと同電位であ
り、エミッタはこれよりエミッタ−ベース間電位だけ低い電位となる。

よって、負荷電流ＩＬが流れ、検出抵抗Ｒ１に電流が流れると抵抗Ｒ１のトランス側の
電位は、接地電位に比べて負荷電流ＩＬに応じた電位降下が発生する。この検出抵抗Ｒ１
には整流ダイオードＤ１等のスイッチングノイズや負荷からの高周波のスイッチングノイ
ズが存在するので、抵抗Ｒ１００とコンデンサＣ１００で低域通過フィルタを構成し、ト
ランジスタＱ１００のエミッタに接続されている。

負荷Ｌに流れる電流を検出抵抗Ｒ１で検出し、負荷電流ＩＬが所定の閾値Ｉｔｈを超え
て、その検出抵抗Ｒ１による降下電位がトランジスタＱ１００のベース電位以上になると、
トランジスタＱ１００のコレクタ電流が流れ始める。そして第一のプルアップ抵抗Ｒ１０
４でプルアップされているので、トランジスタＱ１００は定電流回路として動作し、コレ
クタ電位は降下しトランジスタＱ３００が導通し初め、帰還回路Ｕ１に出力電力を抑制す
るように作用し、電流制御回路として動作する。即ち、帰還回路Ｕ１はスイッチングトラ
ンジスタＱ１の出力電流を制限して電流制御回路動作を行うものである。

このとき、トランジスタのエミッタ−ベース間電圧の温度による電圧変化はＰＮＰトラ
ンジスタとＮＰＮトランジスタの接続のため、打ち消されて温度変化に対して非常に安定
した特性を持つこととなる。

また、トランジスタＱ３００のコレクタ−エミッタ間には抵抗Ｒ３００とコンデンサＣ
３００が直列に接続されており、負荷電流ＩＬが閾値Ｉｔｈを超えると、トランジスタＱ
３００がオンしＲ３００とＣ３００の時定数で帰還回路Ｕ１に作用し、スイッチング周波
数を高くすることで、スイッチングトランジスタＱ１からの供給電力を抑制する。検出抵
抗Ｒ１に流れる電流Ｉｒ１がＩｔｈ以下となると、トランジスタＱ３００がオフしても、
抵抗Ｒ３００とコンデンサＣ３００とＲ３０１の時定数でコンデンサＣ３００が充電され
るまで、電流制御作用が帰還回路Ｕ１に対して影響が継続することで、電流制御状態から
の復帰を緩やかに行い、制御回路の動作を安定させることができる。

これは、図１に示すいわゆるフライバック方式のコンバーターでは、図４に示す三角波
電流波形が電流検知抵抗Ｒ１に流れる。すなわち検知電流は時間とともにそのスイッチン
グ周期の間はＲ１に流れる電流は増加し続ける。そのため一旦検知電流が閾値Ｉｔｈを超
えると、その時点で電流制御動作を行っても問題は発生しないが、図１の回路図のトラン
スＴ１の１次巻き線Ｌ１とスイッチングトランジスタＱ１の間に共振コンデンサＣ３が挿
入される図５に示すような電流共振型コンバータの場合には、Ｒ３００、Ｃ３００が無い
と、図６に示す電流Ｉｒ１が電流検出抵抗Ｒ１に流れる。

前述したように、スイッチング素子の保護を目的とした電流制御の場合、電流制御の応
答はスイッチング周期よりも早い必要があるので、図６に破線で示す閾値Ｉｔｈを超える
電流Ｉｒ１が流れると、トランジスタＱ３００のエミッタ電圧Ｖｅは、図６下図に示す様
に直ちに下降する。それにより帰還回路に作用し、スイッチング周波数を高め、出力電流
は抑制されることとなる。そのことにより１パルス周期期間にＩｔｈ以上となった後再び
Ｉｔｈ以下となるため、１パルス周期の期間の時間内で電流制御が行われた後電流制御を
行わないという動作となる。本図において、Ｖｅｓより低下すると電流制御が働くことに
なる。この動作は、スイッチング周波数を変調することにより出力電力制御を行う回路に
おいてはスイッチング周波数が安定しないために、極めて不安定な動作となる。

そこで抵抗Ｒ３００とコンデンサＣ３００で時定数をもたすことにより、電流制御動作
への移行は短い時定数で早く行い、電流制御動作からは１パルス周期期間以上の時間の時
定数を持って復帰する。即ち、復帰に対しては、抵抗Ｒ３００とコンデンサＣ３００の時
定数を持たせて緩やかに電流制御動作から定常状態の制御である定電圧動作への移行を行
うものである。

なお、このときの動作を図６と同様に、図７に示す。図７において、過電流を検出する
と、スイッチング周波数が高くなり過電流を抑制する電流制御モードになるが、この電流
制御モードから、緩やかに定常状態である定電圧制御モードに移行していく。このように、
電流制御動作を持続し、かつ動作後も緩やかに周波数変調動作を行うため動作の安定性を
もたらすことができる。

即ち、過電流を検出すると、スイッチング周波数が高くなり、次に低くなり、また高く
なりというスイッチング周波数の不安定動作をなくすことができる。本発明においては、
過電流を検出すると、一旦スイッチング周波数が高くなるが、その後は、所定の時定数を
有して、電流制御状態から定常状態の定電圧動作への移行を緩やかにして、緩やかに定常
状態のスイッチング周波数に戻っていくので、スイッチング周波数変調動作が安定になる。

本発明にかかる電流制御装置は、本発明の過電流保護装置によれば、平均電流の何倍も
の瞬時電流が流れる負荷に対しても、１つの過電流保護装置で、スイッチング素子にダメ
ージを与えることがなく、負荷電流の瞬時電流が平均電流よりも大きなスイッチング電源
の出力電流制御回路等として有用である。

本発明の実施例における過電流制御装置の回路構成図 本発明の実施例における負荷電流、平滑コンデンサ電圧、電源供給電流の動作波形を説明するための図 本発明の実施例における電流動作の概略を説明するための図 フライバック方式のコンバーターでの検知抵抗電流波形を説明するための図 電流共振型コンバーターの概略の回路図 時定数回路Ｒ３００、Ｃ３００がない場合の過電流検出時（図５の回路における）の動作波形を説明するための図 時定数回路Ｒ３００、Ｃ３００を挿入した場合の過電流検出時（図５の回路における）の動作波形を説明するための図

符号の説明

Ｂ１ 入力直流電源
Ｔ１ スイッチングトランス
Ｌ１ スイッチングトランスの一次巻き線
Ｌ２ スイッチングトランスの二次巻き線
Ｑ１ スイッチングトランジスタ
Ｕ１ 帰還回路
Ｄ１、Ｄ２ 二次側整流ダイオード
Ｃ１ 二次側平滑コンデンサ
Ｒ１ 電流検出抵抗
Ｃ３ 共振コンデンサ
Ｒ１００ 低域通過フィルタ抵抗
Ｃ１００ 低域通過フィルタコンデンサ
Ｑ１００ ＮＰＮトランジスタ
Ｑ１０１ ＰＮＰトランジスタ
Ｒ１０１ プルアップ抵抗
Ｂ１００ 正電位の基準電圧
Ｂ１０１ 負電位の基準電圧
Ｒ１０２、Ｒ１０３ 負電位の基準電圧の分圧抵抗
Ｃ１０１ 電圧安定化コンデンサ
Ｒ１０４ 第一のプルアップ抵抗
Ｑ３００ ＰＮＰトランジスタ
Ｒ３００ 電流制御動作の応答用の時定数抵抗
Ｒ３０１ 帰還回路への抵抗
Ｃ３００ 電流制御動作の応答用の時定数コンデンサ
ＩＬ 負荷電流
Ｉｔｈ 電流制御動作を開始する閾値電流
Ｉａｖ 負荷の平均電流
Ｖｃ 電解コンデンサＣ２の両端電圧
Ｉｒ１ 検出抵抗Ｒ１に流れる電流

Claims (1)

1. トランジスタをスイッチングすることにより矩形波が印加されるトランスと、そのトラ
   ンスの２次側出力を直流電圧に整流するための整流ダイオードと平滑コンデンサを有し、
   負荷電流を検出して、直流負荷電圧を定電圧化するためにスイッチング周波数を変化する
   スイッチング電源装置の過電流制御装置において、
   過電流の検知手段を、前記トランスの２次側にてトランスと前記平滑コンデンサの間に
   備え、
   前記電流検知手段からの電位変位を抵抗を介して、温度補償されたエミッタ電位を有す
   るＮＰＮトランジスタのエミッタ電極に接続し、前記ＮＰＮトランジスタの基準正電位に
   抵抗を介してプルアップされるコレクタをＰＮＰトランジスタのベース電極に接続し、前
   記ＰＮＰトランジスタのコレクタ電極は、アース電位に接続され、エミッタ電極は抵抗と
   コンデンサの直列接続されてアース電位に接続されるとともに、前記ＰＮＰトランジスタ
   のエミッタ電位変化に基づいて前記スイッチング電源装置の出力スイッチングトランジス
   タを制御すること、
   を特徴とする過電流制御装置。

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