JPH0697841B2 - 電力スイッチング回路 - Google Patents

電力スイッチング回路

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JPH0697841B2
JPH0697841B2 JP2035065A JP3506590A JPH0697841B2 JP H0697841 B2 JPH0697841 B2 JP H0697841B2 JP 2035065 A JP2035065 A JP 2035065A JP 3506590 A JP3506590 A JP 3506590A JP H0697841 B2 JPH0697841 B2 JP H0697841B2
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Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はスイッチ・モード・コンバータに係り、さらに
詳細には切換え時におけるコンバータの電流波形の先端
スパイク（leading edge spikes）を抑制するための回
路に関する。
［従来技術の説明］ スイッチング電力コンバータは、電源から負荷へ電力を
供給する電力スイッチのデューティ比を制御することに
より調節を行う。ある調節過程において、オン・サイク
ル中に電力スイッチを通過して流れる電流は電力スイッ
チに直列に接続された検出装置によってモニタされる。
コンバータの誘導性負荷のために、電流波形は徐々に増
加する傾斜（ランプ）波形を有する。ランプ波形が所定
のしきい値に到達すると、電力スイッチはオフ状態にバ
イアスされ、これによりコンバータの出力を調節する。
切換えられる電力電流の波形はしばしば、電力コンバー
タ内の種々の寄生リアクタンスが原因でランプ波形の立
上り時に大きなスパイクを含むことがある。このような
リアクタンスには、コンバータの電力変圧器の漏洩イン
ダクタンス、巻線間容量及び他の部品寄生リアクタンス
が含まれうる。電力スイッチのオン時間の終了は波形が
しきい値に到達したことに基づくので、もしスパイクが
このしきい値に到達した場合には、このスパイクが電力
スイッチのオン時間を早めに終了させることになろう。
従って、電力スイッチのオン時間の早期終了を防止する
ために、先端スパイクは適切に抑制されなければならな
い。この不都合が大きくなるのは、電流波形の立上り及
び立下り間の振幅差が大きくない軽負荷においてであ
る。これらの条件において、立上りスパイクは電力スイ
ッチをオフ状態にバイアスさせてこれによりコンバータ
はサイクル・スキッピングとして知られる低周波発振を
示すようになる。これによりコンバータの調節動作は止
まり、場合によっては可聴騒音を発生するようになる。
立上りスパイクによる電力スイッチのオン時間の早期終
了を防止する技術としては従来から受動回路網があっ
た。例えば、高周波初期スパイクをブロックまたは分路
するための低減フィルタ回路や初期スパイクの間に電力
スイッチをオフにするバイアス回路を瞬間的に抑止状態
にするための信号遅延回路などである。これらの技術は
調節フィードバック・ループのループ応答に不利な影響
を与えることがあり、従って多くの応用例にとって好ま
しくない。
能動回路網を用いた方法が米国特許明細書第4,672,518
号に示され、そこには電流モード型調節を用いたスイッ
チング・モード・コンバータが開示されている。即ち、
電流モード制御用比較器に与えられるランプ信号を負荷
変動に応答して変化させることによって負荷の広範囲に
わたって動作の安定性を改善するために能動回路が含ま
れている。この方法は回路コストが重要となるような応
用には適さないであろう。
［発明の概要］ 本発明によるスイッチング・モード・コンバータの実施
態様は、検出されたスイッチ電流の先端スパイクを減衰
させるためにランプ信号の波形整形を行う受動回路網を
含む。受動パルス発生回路網は、発生ランプに応答し
て、検出電流波形に重ね合わされたときにその波形の先
端スパイクを有効に消去するような適切なタイミングと
極性とを有するパルスを発生する。
好ましい実施例においては、受動パルス発生回路網は、
調節回路の制御チップによって供給されるランプ・パル
スを微分するRC回路網であり、かつこの回路網は微分さ
れた信号を検出電流信号に重ね合わせるように接続され
ている。
［実施例］ 第１図には、電流モード制御またはピーク電流制御調節
によって調節されるスイッチング・モード・コンバータ
が示されている。この例示的実施態様はフライバック型
コンバータであるが、本発明は他の型式のコンバータに
も適用可能である。
第１図のフライバック・コンバータにおいては、２つの
入力端子101及び102に直流電圧が与えられる。この直流
電圧は、電力スイッチ105を介して電力変圧器110の一次
巻線109に接続されている。電力スイッチ105がオンにバ
イアスされて導通状態であるとき、一次巻線109内に流
れる電流によって変圧器の磁化した（magnetizing）イ
ンダクタンス内にエネルギーが蓄積される。このエネル
ギーは、整流ダイオード115が導通状態にバイアスされ
たとき、電力スイッチ105がオフ状態すなわち非導通状
態である間に二次巻線111から出力端子121及び122へ放
出される。
出力端子121及び122における出力電圧を調節するため
に、電力スイッチ105のデューティ・サイクルが制御さ
れる。出力端子121における出力電圧を検出するため
に、リード線129を介して検出及びフィードバック回路1
30が接続されている。出力電圧のその調節値からの偏差
を示す誤差電圧が発生されてその誤差電圧が接地アイソ
レータ網135を介してPWM電流モード制御回路140に接続
され、PWM電流モード制御回路140は駆動回路150とリー
ド線151とを介して電力スイッチ105の導電性を制御する
ように接続されている。これは周期的に電力スイッチ10
5をオンにする。
電力スイッチ105と直列に接続されている電流検出抵抗
器145の両端の電圧降下を検出するために、電力スイッ
チ105にリード線141を介して電流モード制御回路が接続
されている。そして、その誤差電圧がしきい値を設定
し、電流検出抵抗器145の両端の電圧波形（即ち、ラン
プ:ramp）がしきい値電圧を超えたときに電源スイッチ
はオフ状態にバイアスされる。
第２図は調節制御回路を表わす。同図に示すように、端
子201における出力電圧は、その一部の電圧を発生する
ための抵抗器203及び204からなる分圧器の中央タップ20
2で検出される。この検出電圧は誤差増幅器205の反転入
力206に与えられる。非反転入力207には基準電圧218が
与えられる。誤差増幅器205の誤差信号出力はアイソレ
ータ208を介して電流検出比較器210の反転入力209に与
えられる。検出された電流波形は電流検出比較器210の
非反転入力211に与えられる。比較器210の出力はフリッ
プフロップ回路240のリセット入力241に与えられる。リ
ード線244上のフリップフロップ回路240の出力は電圧ス
イッチの開閉を制御する。
電流検出抵抗器235（第１図における抵抗器145）から検
出電流波形が得られ、検出電流波形は電力スイッチの誘
導性負荷に起因する台形波形を有する。この抵抗器の両
端の電圧はフイルタコンデンサ236とリード線237とを介
して比較器210の非反転入力211に接続されている。
電力スイッチの周期的導通は発振回路250によって制御
され、一方リード線251上における発振回路250の出力は
電力スイッチ105をオン状態にバイアスするようにリー
ド線244上に駆動信号を供給するフリップフロップ回路2
40を周期的にセットする。電力スイッチ105は、リード
線237上の電流波形がリード線209上の誤差電圧より大き
くなってその電流波形がリード線241上の比較器210の出
力をもってフリップフロップ回路240をリセットさせて
電力スイッチ105をオフ状態にするまではオン状態のま
まである。
電力スイッチ105のオン時間の終了は、台形電流波形が
入力リード線209における比較器210への誤差電圧入力に
よって決定される所定しきい値に到達したときにそれに
応答して行われる。電流検出波形の立上りは比較器210
への誤差電圧入力を超える高いピークのスパイク電圧を
含みがちであるので、それは電力スイッチ105を早めに
オフ状態にさせる。この初期スパイクは、変圧器漏洩イ
ンダクタンス、変圧器巻線間容量、ダイオード・スイッ
チ回復特性及び回路レイアウトに基づくその他の誘導EM
Iを含む多くの原因によるものであろう。もしこれが効
果的に制御されないならば、電圧の初期スパイクが電力
スイッチのオン時間を早めに終了させることになる。軽
負荷においては初期スパイク電圧としきい値電圧におけ
る台形電圧波形との間の振幅差及び時間間隔は極めて小
さいので、この問題は軽負荷において厳しくなる。この
ような条件下では、終了条件における初期電圧スパイク
の作用はコンバータをサイクル・スキップさせる電力ス
イッチの低周波発振を誘導することになる。
先端スパイク電圧は、任意の先端スパイク電圧をゼロに
するように、濾波された検出電流波形上に発生信号を重
ね合わせることによって抑制される。電流検出抵抗器23
5の両端に検出される電流波形は初めにフィルタコンデ
ンサ236に与えられ、電圧スパイクを抑制するようにノ
ード273においてスパイク抑制波形が電流波形に重ね合
される。このスパイク抑制波形は、フリップフロップ回
路240を介して電力スイッチのオン時間を始動するその
出力の周波数の２倍のランプを供給する発振器250の出
力に応答して発生される。発振器250はランプ発生器260
を駆動し、ランプ発生器260の出力は並列接続の抵抗器2
71とコンデンサ272とを含む波形整形回路270に与えられ
る。ランプ波形はコンバータ切換え速度の２倍の周波数
で波形整形回路を駆動する。波形整形回路はランプを微
分して電圧波形を形成し、電圧波形はノード273におい
て検出電流波形上に重ね合わされ、かつ初期スパイク電
圧を消去するように動作する。加算によって得られた波
形は初期電圧スパイクを持たず、かつこのような形で電
流比較器210の非反転入力211に与えられる。この例示実
施態様における発生ランプはコンバータ周波数の２倍の
周波数を有するが、コンバータ周波数で発生されたラン
プも同様に本発明の態様化に適していることがわかる。
第３図の信号波形を参照しながら回路の動作を説明する
ことにより、本発明は容易に理解されよう。
まず、最初に時刻T1（第３図においては小文字のｔを使
用する）の前では電力スイッチ内に電流が流れていな
い。T1において発振器250の出力がランプ発生器260をト
リガして時刻T2まで伸長する負勾配のランプ電圧波形を
T1において始動する。同時に発振器250はフリップフロ
ップ240を設定して電力スイッチ105を導通させるための
駆動信号を発生させる。検出された電圧波形303は電源
スイッチがオン状態になるときに初期スパイク電圧304
を有する。このスパイク電圧は回路寄生リアクタンスに
応答して発生される。この電圧波形303はノード273にお
いて、ランプ信号301の負勾配波形から波形整形回路270
によって微分されて得られた（スパイク電圧の極性と）
反対極性のパルスと加算され、これにより初期スパイク
電圧304を負パルス電圧306で置換えた合成電圧波形305
を形成する。この電圧波形が電流比較器210の非反転入
力211に与えられる。時刻T2の後に曲線305の標準台形波
形はその増加形状をとり、出力電圧の電圧調節要求によ
って指定された時刻である点307においてしきい値電圧
に到達したとき、電源スイッチのオン時間が終了する。
加算電流波形の負の程度は、電流比較器210の負電圧能
力を超過しないように制限されなければならない。比較
器210を過大な負電圧から保護するために、比較器210の
非反転入力にダイオードクランプ275が接続されてい
る。
波形305のオフセットレベル308はランプ309の正勾配電
圧の微分によるものである。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明の原理の実施態様を示す電力コンバー
タの略図； 第２図は、第１図に示す回路内に使用された調節制御器
の略図；及び、 第３図は、第１図及び第２図の回路内で発生する信号波
形を示す。 101,102……入力端子 121,122……出力端子 105……電力スイッチ 130……検出回路 140……制御回路 145,235……検出抵抗器 210……比較器 260……ランプ発生器 270……微分回路 271……コンデンサ（微分回路内） 272……抵抗器（微分回路内） 275……電圧クランプ

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】エネルギー源に接続される入力端子（101,
    102）と、 負荷に接続される出力端子（121,122）と、 前記入力端子から出力端子へ電力変圧器（110）を介し
    て流れるエネルギー量を制御する電力スイッチ（105）
    と、 出力端子の電圧（206）を検出する出力電圧検出回路（1
    30）と、 前記電力スイッチ（105）を通過する電流を比例波形と
    して検出する電流波形検出回路（145）と、 前記電流波形検出回路（145）からの出力を受けて、前
    記電力スイッチ（105）の駆動回路（150）を制御する制
    御回路（140）と、 からなる電力スイッチング回路において、 前記出力電圧検出回路（130）は、出力端子の電圧（20
    6）を検出し、基準信号（218）との偏差を出力し、 前記制御回路（140）は、 前記電流波形検出回路（145）からの比例波形（211）と
    前記出力電圧検出回路（130）からの出力信号（209）と
    を比較する比較器（210）を有し、 前記比例波形を前記比較器（210）に入力する前に、前
    記比例波形とは反対極性のパルス信号を発生し、それを
    前記電流波形検出回路（145）の出力と加算することに
    よって、前記電力スイッチ（105）のオン状態への始動
    の際の前記比例波形内のスパイク信号を消去する ことを特徴とする電力スイッチング回路。
  2. 【請求項２】前記制御回路（140）は、 前記電力スイッチ（105）のスイッチングと同期したラ
    ンプ発生器（260）と、 このランプ発生器のランプ出力を微分する微分回路（27
    0）とを含み、 これにより、前記微分回路の出力（237）が、電流波形
    検出回路（145,235）の出力（211）に加算される、 ことを特徴とする請求項１に記載の回路。
  3. 【請求項３】前記微分回路（270）は、 並列に接続された抵抗器（271）とコンデンサ（272）と
    を含むことを特徴とする請求項２に記載の回路。
  4. 【請求項４】前記電流波形検出回路は、前記電力スイッ
    チ（105）と直列に接続された抵抗である ことを特徴とする請求項３に記載の回路。
  5. 【請求項５】前記比較器（210）の比例波形を受入れる
    入力端（211）に電圧クランプ（275）を有する こと特徴とする請求項４に記載の回路。
JP2035065A 1989-02-17 1990-02-15 電力スイッチング回路 Expired - Lifetime JPH0697841B2 (ja)

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