JPH04217861A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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Abstract
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Description
た電流モード制御形のスイッチング電源装置に関する。
には一次側の電流を検出する定電流制御帰還ループを有
するものと、二次側の電流を検出する定電流制御帰還ル
ープを有するものとがあり、二次側の電流を検出するタ
イプのものは、一般に二次側の電流は一次側よりも多い
ため電流検出器が大型になるとともに、一次側のスイッ
チング素子に加わった過大電流の検出が遅れるため、ス
イッチング素子の保護が困難であるという難点がある。 このような理由から一次側の電流を検出するタイプのも
のが有効である。
流モード制御形スイッチング電源装置の従来例を示し、
このスイッチング電源装置は定電流制御帰還ループ及び
定電圧制御帰還ループを備え、直流入力電圧源1は一次
側と二次側とを絶縁するトランス2の一次巻線に印加さ
れ、一次巻線にはスイッチング素子3が直列に接続され
ており、スイッチング素子3のスイッチングによりトラ
ンス2の二次巻線に誘起された電圧はダイオード及びコ
ンデンサからなる整流平滑回路4で整流平滑され、出力
端子+V,−V間に接続された負荷5に一定の直流出力
電圧Voを供給する。
3と直流入力電圧源1との間に挿入接続された抵抗から
なる電流検出器6により傾きを有する電流パルスが検出
され、この電流検出信号Vsにレベルシフト用の直流電
源7から出力される直流電圧VD を重畳させた電流検
出信号VA を電流コンパレータ8の非反転入力端子に
印加する。一方、定電圧制御帰還ループは、前記出力端
子間に抵抗9とフォトカプラ10の発光ダイオード10
aとシャントレギュレータ11との直列回路を接続し、
シャントレギュレータ11のリファレンスに直流出力電
圧Voを抵抗12,13で分圧した出力検出電圧を印加
する第1の出力電圧検出回路14が接続されている。フ
ォトカプラ10のフォトトランジスタ10bは基準電圧
供給端子Vref とアース間に抵抗R1 と直列接続
された抵抗R2 に並列接続されている。そして、直流
出力電圧Voを抵抗12,13により分圧した出力検出
電圧とシャントレギュレータ11の基準電圧との差異に
応じて、発光ダイオード10aの発光量が変化すること
によりフォトトランジスタ10bのインピーダンスが変
化し、これによって設定される抵抗R1,R2 の接続
点の電圧検出信号VB を電流コンパレータ8の反転入
力端子に印加するようにして構成される。
と電圧検出信号VB とを比較し、電流検出信号VA
の検出パルスが電圧検出信号VBのレベルに達すると電
流コンパレータ8からリセット信号をフリップフロップ
回路15のリセット端子Rに供給する。フリップフロッ
プ回路15では、発振回路16からのクロック信号がフ
リップフロップ回路15のセット入力端子Sに供給され
ると出力端子QをHレベルに立上げ、電流コンパレータ
8からのリセット信号がリセット入力端子Rに供給され
ると出力端子Qの出力を立下げて、電流検出信号VA
の電流ピーク値と電圧検出信号VB の電圧レベルとが
一致するようにスイッチング素子3のパルス導通幅を制
御している。前記電流コンパレータ8、フリップフロッ
プ回路15及び発振回路16は制御用IC17に内蔵さ
れている。
出力端子+V,−V間が短絡してトランス2の二次側が
過電流状態となった場合、直流出力電圧Voは所定の電
圧レベル以下に達し、フォトカプラ10の発光ダイオー
ド10aは発光しなくなり、フォトトランジスタ10b
のインピーダンスが高くなるため、電流コンパレータ8
に印加される電圧検出信号VB の電圧レベルは上昇し
て、VB =(Vref ×R2 )/(R1 +R2
)に固定される。
電流も過電流状態によって増加するため、電流検出信号
VA の電圧は上昇し、電圧検出レベルVB の電圧レ
ベルに達するまでの時間が短くなる。このため、フリッ
プフロップ回路15からスイッチング素子3へ出力され
るパルスの導通時間は短くなり、直流出力電圧Voを急
速に低下させて負荷5及びスイッチング素子3を保護す
ることができる。
は、二次側の電流を直接検出していないため、過電流状
態になった時、次式から出力電圧Voが低下すると出力
電流Ioが上昇するという問題がある。 Vi×Ii=(Vo×Io)/η 但し、Viは入力電圧,Iiは入力電流,Voは出力電
圧,Ioは出力電流,ηは効率である。
素子3に供給されるパルスの導通幅は、フリップフロッ
プ回路15によるラッチ遅れ時間等により完全に零にす
ることができないため、直流出力電圧Voが零付近まで
低下してもスイッチング素子3の導通パルス幅は所定の
最少幅のままとなり、電流検出信号VA 及び電圧検出
信号VB の波形は図5に示すようになる。つまり、電
圧検出信号VB はすでに固定されているために、この
電圧検出信号VB の電圧レベルに対し直流電源7によ
って予め直流電圧VD が重畳された電流検出信号VA
の電流ピーク値が高くなって一致しなくなり、スイッ
チング素子3のパルス幅を制御することができなくなる
。このとき、直流出力電圧Vo及び出力電流Ioは図6
の特性線に示すように、直流出力電圧Voが零付近まで
低下すると出力電流Ioは増加して、理想的な定電流垂
下特性(図6破線参照)に対して過電流垂下におけるト
ランス2の二次側短絡電流(図6実線参照)が大きくな
り、このトランス2の二次側にある負荷5や各回路素子
等が破壊されるという問題を生じていた。
の他に二次側の電流を検出することも考えられるが、こ
れは2個の電流検出器を必要とし大形でコスト高になる
。また、過電流状態になったとき間欠発振または周波数
可変を行うことのできる制御用ICを用いることも考え
られるが、間欠発振は立上がりが困難であり、周波数可
変は出力電圧に応じて行うことができないため、安定性
に欠けるという問題がある。
力電圧が零付近まで達しても、理想的な定電流垂下特性
を得ることができるスイッチング電源装置を提供するこ
とを目的とする。
安定化するための帰還回路として、トランスの一次側の
電流を検出する電流検出器と、出力電圧を検出する第1
の電圧検出回路とを備え、前記電流検出器から出力され
る電流検出信号と前記電圧検出回路から出力される電圧
検出信号とを電流コンパレータにより比較し、この比較
結果に基づいてスイッチング素子の導通パルス幅を制御
するスイッチング電源装置において、第2の電圧検出回
路により出力電圧を検出し、この電圧検出レベルに応じ
て電圧/周波数変換回路により前記スイッチング素子の
駆動パルスの周波数を可変させて、少なくとも過電流領
域においてパルス幅制御と周波数制御とを併用させるこ
とにより前記スイッチング素子のデューティを小さくで
きるように構成されるものである。
圧が低下しても第2の電圧検出回路で検出された出力電
圧レベルに応じて電圧/周波数変換回路によりスイッチ
ング素子の駆動パルスの周波数が低くなる周波数変調制
御がパルス幅制御に併用されて行われスイッチング素子
のデューティは小さくなる。
て説明する。図1は本発明の一実施例を示すスイッチン
グ電源装置の回路構成図であり、図4に示す部分と同一
部分に同一符号を付し同一箇所の説明を省略する。
、以下に説明する回路が付加されている。これは、出力
電圧Voを検出する第2の電圧検出回路18を備えてい
る。この電圧検出回路18は出力端子+VラインとGN
Dライン間に抵抗19と抵抗20の直列回路を接続し、
この抵抗19と抵抗20の接続点を演算増幅器21の非
反転入力端子に接続し、この演算増幅器21の反転入力
端子とGNDラインとの間に抵抗22を接続し、演算増
幅器21の反転入力端子と出力端子との間に負帰還用抵
抗23を挿入接続して構成されている。電圧検出回路1
8の出力側には電圧/周波数変換回路24を内蔵したI
Cからなる発振器25が接続されており、この発振器2
5の出力側には+VccラインとGNDライン間に抵抗
26とNPN型トランジスタ27との直列回路と、PN
P型トランジスタ28と抵抗29との直列抵抗とが並列
に接続され、トランジスタ27のベースが抵抗30を介
して発振器25の出力端子に接続され、トランジスタ2
7のエミッタとトランジスタ28のベースが抵抗31と
スピードアップコンデンサ32とからなるスピードアッ
プ回路を介して接続されている。一方、制御用IC17
には発振回路16の周期を設定するためのタイミング容
量端子CTが備えられており、このタイミング容量端子
CTとGNDラインとの間には抵抗33とコンデンサ3
4とを直列接続した時定数回路が接続されている。そし
て、前記トランジスタ28のコレクタと抵抗29の接続
点をコンデンサ35を介して抵抗33とコンデンサ34
の接続点に接続している。さらに、抵抗20には周波数
可変動作を行う範囲の電圧上限値を設定するためのツェ
ナダイオード36が並列に接続されているとともに、演
算増幅器21の出力端子とGNDライン間には周波数可
変動作を行う範囲の電圧下限値を設定するための下限電
圧設定回路37が接続され、この下限電圧設定回路37
は基準電圧38とGNDラインとの間に抵抗39と抵抗
40とが直列に接続され、この抵抗39と抵抗40の接
続点と演算増幅器21との間にダイオード41を接続し
て構成される。
よりトランス2の一次側に流れる電流が電流検出器6に
より検出されて電流検出信号VS が出力されるととも
に、定電圧制御帰還ループにより出力電圧Voが電圧検
出回路14により検出されて、この電流検出信号と電圧
検出信号とに基づき図4と同様な電流モード制御を行っ
てスイッチング素子3の導通パルス幅を可変制御する。 そして、この電流モード制御と同時にこれと併用して次
の周波数変調制御が行われる。これは、出力電圧Voを
抵抗19,20で分圧した出力検出電圧が演算増幅器2
1の非反転入力端子に印加され、抵抗23と抵抗22と
により設定される増幅率で増幅されて、出力検出電圧に
応じた電流が演算増幅器21から出力される。発振器2
5は演算増幅器21からの出力レベルに応じて可変した
周波数を有するパルスを出力する。この発振器25から
パルスが出力する毎にトランジスタ27がオン動作する
ことにより、スピードアップ用コンデンサ32の電荷が
放電してトランジスタ28が短時間オン動作し、これに
よりタイミング容量端子CTに接続されたコンデンサ3
4と抵抗33の接続点に、トリガパルス状に波形整形さ
れたリセット同期信号が供給され、コンデンサ34は強
制的に放電する。つまり、リセット同期信号が供給され
ると,この電圧がコンデンサ34の充電電圧に重畳され
ることにより、タイミング容量端子CTの電圧はリセッ
ト電圧を越えるため、制御用IC17はコンデンサ34
を強制的に放電させるものであり、これによって、発振
回路16から出力するパルスは電圧/周波数変換回路2
4により出力電圧Voレベルに応じた発振を行う発振器
25に同期する。この場合、演算増幅器21の抵抗23
,22の値を変えて増幅率を調節することにより、同一
の出力電圧Voレベルに対する演算増幅器21からの出
力レベルが変わるため、図2に示すように出力電圧Vo
とスイッチング周波数の特性線Lの傾きを自由に選定す
ることができる。さらに、ツェナダイオード36が抵抗
20に並列接続しているので、演算増幅器21の非反転
入力端子に印加される出力検出電圧がツェナ電圧を越え
ると、ツェナダイオード36を通じて電流が流れること
により、演算増幅器21からの出力レベルはツェナ電圧
に応じた上限値で固定され、これによって図3の特性線
Lにおける範囲Aのように、例えば出力電圧Voが3V
以上では300kHzの周波数で固定されたスイッチン
グ制御が行われる。また演算増幅器21の出力側には下
限設定回路37が接続されており、この回路37によっ
て発振器25には基準電圧38を抵抗39と抵抗40で
分圧したレベルの下限設定電圧が供給されるので、出力
電圧Voレベルが下限設定電圧以下に低下すると、発振
器25は下限設定電圧37から供給される一定の電圧に
基づき動作し、これにより図3の範囲Bのように例えば
出力電圧Voが1V以下では100kHzの周波数で固
定されたスイッチング制御が行われる。
電流モード制御を行って導通パルス幅を可変するととも
に、さらに第2の電圧検出回路18により検出された出
力電圧Voレベルに応じて電圧/周波数変換回路24に
より周波数が可変されたリセット同期パルスを制御用I
C17のタイミング容量端子CTに供給して、制御用I
C17の発振回路16を発振器25の発振周波数に同期
させるように構成しているので、過電流状態においてフ
リップフロップ回路15のラッチ遅れ等により導通パル
ス幅が最小で固定された場合においても、パルス周波数
が低下することによりスイッチング素子3のデューティ
を小さくすることができ、これによって図5の波線で示
す理想的な定電流垂下特性を得ることができ、トランス
2の二次側にある負荷5や回路素子の破壊が防止される
。また、出力電圧Voを検出し、この検出レベルに応じ
た周波数でスイッチング制御するため、出力電圧Voが
低下した場合における出力電流Ioの上昇を確実に防止
することができ、整流平滑回路4のダイオードの小型化
も図られる。 また、二次側に電流検出器を増設する必要もないため装
置の小型化も図られる。また、実施例の効果として抵抗
22,23の値を選択することにより図2に示すように
特性線Cの勾配を選択できるとともに、上限設定用のツ
ェナダイオード36と下限電圧設定回路37とによって
出力電圧Voに対する周波数変調制御の動作範囲を設定
できるので、電流モード制御に適応した周波数制御を容
易に実行することができる。
のではなく本発明の要旨の範囲内において種々の変形実
施が可能である。例えば、電流モード制御方式は各種タ
イプのものに適用することができる。また上限設定用ツ
ェナダイオードに代えて複数のダイオードを設けること
もでき、またこの周波数変調制御の動作範囲を設定する
上限設定部と下限設定部は必要に応じて設ければよく、
これを省略することもできる。また電流検出器は抵抗に
代えてカレントトランスを設けてもよい。
めの帰還回路として、トランスの一次側の電流を検出す
る電流検出器と、出力電圧を検出する第1の電圧検出回
路とを備え、前記電流検出器から出力される電流検出信
号と前記電圧検出回路から出力される電圧検出信号とを
電流コンパレータにより比較し、この比較結果に基づい
てスイッチング素子の導通パルス幅を制御するスイッチ
ング電源装置において、第2の電圧検出回路により出力
電圧を検出し、この電圧検出レベルに応じて電圧/周波
数変換回路により前記スイッチング素子の駆動パルスの
周波数を可変させて、少なくとも過電流領域においてパ
ルス幅制御と周波数制御とを併用させることにより前記
スイッチング素子のデューティを小さくできるように構
成されることにより、過電流領域において直流出力電圧
が零付近まで達しても、理想的な定電流垂下特性を得る
ことができるスイッチング電源装置を提供することがで
きる。
グ周波数との関係を示すグラフである。
グ周波数との関係を示すグラフである。
及び電圧検出信号を示す波形図である。
を示す波形図である。
Claims (1)
- 【請求項1】 直流出力電圧を安定化するための帰還
回路として、トランスの一次側の電流を検出する電流検
出器と、出力電圧を検出する第1の電圧検出回路とを備
え、前記電流検出器から出力される電流検出信号と前記
電圧検出回路から出力される電圧検出信号とを電流コン
パレータにより比較し、この比較結果に基づいてスイッ
チング素子の導通パルス幅を制御するスイッチング電源
装置において、第2の電圧検出回路により出力電圧を検
出し、この電圧検出レベルに応じて電圧/周波数変換回
路により前記スイッチング素子の駆動パルスの周波数を
可変させて、少なくとも過電流領域においてパルス幅制
御と周波数制御とを併用させることにより前記スイッチ
ング素子のデューティを小さくできるように構成される
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2404273A JP3006775B2 (ja) | 1990-12-20 | 1990-12-20 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2404273A JP3006775B2 (ja) | 1990-12-20 | 1990-12-20 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04217861A true JPH04217861A (ja) | 1992-08-07 |
JP3006775B2 JP3006775B2 (ja) | 2000-02-07 |
Family
ID=18513958
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2404273A Expired - Lifetime JP3006775B2 (ja) | 1990-12-20 | 1990-12-20 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3006775B2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5529769A (en) * | 1994-12-20 | 1996-06-25 | Chesebrough-Pond's Usa Co., Division Of Conopco, Inc. | Cosmetic compositions containing betulinic acid |
JP2014007872A (ja) * | 2012-06-25 | 2014-01-16 | Omron Automotive Electronics Co Ltd | 充電装置 |
JP2019154209A (ja) * | 2018-03-06 | 2019-09-12 | 株式会社Soken | Dc・dcコンバータの制御装置 |
-
1990
- 1990-12-20 JP JP2404273A patent/JP3006775B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5529769A (en) * | 1994-12-20 | 1996-06-25 | Chesebrough-Pond's Usa Co., Division Of Conopco, Inc. | Cosmetic compositions containing betulinic acid |
JP2014007872A (ja) * | 2012-06-25 | 2014-01-16 | Omron Automotive Electronics Co Ltd | 充電装置 |
JP2019154209A (ja) * | 2018-03-06 | 2019-09-12 | 株式会社Soken | Dc・dcコンバータの制御装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP3006775B2 (ja) | 2000-02-07 |
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