CN1326260A - 具有同步功率转换的电源 - Google Patents

Abstract

一个电源,在正常运行操作方式中运行,并在待机备用过程,电源以操作的猝发方式运行。例如,当用于启动打开电源请求命令时,on/off控制信号应用到微处理器的输入端。微处理器监视猝发方式周期的延迟间隔的结束时刻,并产生同步控制信号,用于打开开关。在延迟时刻结束后,开关立即打开。打开的开关将运行方式负载耦连到电源的滤波电容上。

Description

具同步功率转换的电源

本发明涉及的电源具有猝发操作方式和正常运行操作方式。

典型的开关方式电源(SMPS)包括开关晶体管，开关晶体管耦连到功率转换变压器的原边绕组上，用于将输入电源电压周期性地供给原边绕组上。已知在正常运行操作方式下，并且在待机备用操作方式下操作SMPS。在正常运行操作方式中，变压器的副边绕组中以高频产生电流脉冲，并且电流脉冲被整流，周期性地补充滤波或整流电容中的电荷。在电容中产生的输出电源电压被连接向负载供能。

在正常运行操作方式中，SMPS以连续方式操作。在待机备用备用操作方式中，希望SMPS以猝发方式操作，来减少功率耗散。在猝发方式的给定周期内，高频电流脉冲产生在变压器的绕组中。电流脉冲后面是相对长的间隔，这里称之为延迟时间间隔(dead time interval)，它持续几毫秒的时间，其间不产生电流脉冲。

在微处理器中可以产生on/off(开/关)信号。微处理器参考一个电位，这个电位被称为与主电源电压绝缘的冷接地电位。这样，SMPS的控制电路可以包括一个部分，这部分不与主电源电压绝缘。变压器形成一个隔离屏障。

需要避免使用附加的隔离屏障，来将绝缘的微处理器的on/off控制信息，供给非绝缘的SMPS控制电路中，实现在连续方式和猝发方式之间的转换。

先进型的SMPS是零电压转换SMPS。在零电压转换SMPS中，当晶体管的主电流导电端之间的电压为零，来减小转换损失时，晶体管上的转换发生。在待机备用时，需要以猝发方式操作零电压转换SMPS。

零电压转换SMPS实施了本发明的一个特定方案，在零电压转换SMPS中，通过一个开关从滤波电容上断开运行方式负载，来启动待机备用方式。由此，运行方式负载停止消耗负载电流。因为运行方式负载电路是不导通的，在工作周期内，SMPS的反馈回路促使晶体管导通，其中工作周期实质比运行方式中的短。在晶体管的连续转换周期中，在待机备用时，短的工作周期促使零电压转换SMPS以猝发方式操作。

通过所述开关将运行方式负载耦连到滤波电容上，启动晶体管的操作，从猝发方式转换到运行方式。增加的负载电流被感应，并且在晶体管中导致一个增加的工作周期。增加的工作周期促使零电压转换SMPS在运行时以连续方式操作。这样，避免使用附加的隔离屏障，在连续方式和猝发方式之间进行转换。

在待机备用方式中，可以使用滤波电容电压来导通微处理器。在从猝发方式到运行方式操作的转换间隔期间，需要避免电容电压急剧减小。防止滤波电容的放电会避免可能的故障。例如如果电源电压过度减小，微处理器可能停止操作。

用户可以通过例如遥控器装置，发出打开电源命令。将运行负载耦连到电容上的开关如果被打开，在延迟时间间隔中，电容电压可能过度减小，这是因为没有产生电流脉冲而致。

在实现一个本发明的方案的过程中，响应用户发出的打开电源命令，微处理器产生同步的on/off控制信号，来打开开关。在延迟时间间隔结束后，与延迟时间间隔的结束同步，开关立即打开，将运行方式负载耦连到滤波电容上。

在延迟时间间隔中，当不产生电流脉冲时，运行方式负载从滤波电容上断开连接。这样，滤膜电容没有过度放电。结果是，在延迟时间间隔中电源电压没有减小。进一步，在延迟时间间隔后立即产生的每个电流脉冲，补充滤膜电容中的电荷。

例如，假设第一次尝试时负载电流的增加，不足以禁止猝发方式的操作。在后面的延迟时间间隔过程中，微处理器将促使开关关闭。结果，防止滤膜电容放电。第一次尝试后，在延迟时间间隔结束时，微处理器促使开关在第二次尝试时打开。此时，负载电流足够高，使猝发方式的操作停止，并开始连续运行方式。

实施本发明方案的一种开关方式电源，包括一个输出级，所述输出级用于在正常运行操作方式中产生输出电源脉冲，并在待机备用备用操作方式下，在猝发方式周期的第一部分产生输出电源脉冲。在猝发方式周期的第二部分，输出电源脉冲被禁止。控制信号和on/off信号产生，其中控制信号指示猝发方式周期的第一和第二部分之一发生。在操作的待机备用和运行方式之间的转换中，响应on/off信号和控制信号，并且耦连到输出级的开关，在猝发方式周期的预定时刻，选择地导通运行方式负载电路。

图1显示的电源实施了本发明的一个方案，在待机备用时，电源以猝发方式操作；

图2a、2b和2c显示的波形用于解释图1的电路在运行方式下的操作；

图3a和3b显示的波形用于解释图1的电路在待机备用时以猝发方式的操作；

图4a、4b和4c显示的波形用于解释图1的电路从猝发方式转换到正常运行操作方式。

图1显示了一个调谐的SMPS100，它实施了本发明的一方案。在图1中，作为晶体管开关而操作的N型金属氧化物半导体(MOS)功放晶体管Q3，使它的漏极通过变压器T1的原边绕组L1，耦连到输入电源的接线端20上，输入电源为直流(DC)电源RAW B+。变压器T1作为隔离变压器，用于提供热接地电位-冷接地电位(hot ground-cold ground)的隔离屏障。电源RAW B+从例如滤波电容上得到，其中滤波电容耦连到桥式整流器，而桥式整流器将主电源电压整流，主电源电压没有在图中显示。

晶体管Q3的源极通过电流传感器或取样电阻R12，耦连到非隔离的热接地电位上。阻尼二极管D6作为开关，并联到晶体管Q3上，并且阻尼二极管D6与晶体管Q3包含在相同的包装容器中，形成双向开关22。电容C6并联到二极管D6上，并且串联到绕组L1上，当开关22不导通时，电容C6与绕组L1的电感一起形成谐振电路21。

变压器T1的副边绕组L2耦连到峰值整流二极管D8的阳极上，并且耦连到隔离的冷接地电位上，用于在滤波电容C10中产生输出电压VOUT，其中滤波电容C10耦连到二极端D8的阴极上。在正常运行操作方式中，电压VOUT通过串联的运行负载开关401，耦连到运行负载电路302上。开关401由控制信号RUN/STBY控制，控制信号RUN/STBY实施了本发明的方案，并且控制信号RUN/STBY由微处理器412产生，用于在运行方式中将开关401保持在打开状态。

误差放大器23响应电压VOUT和参考电压VREF。光耦连器IC1包括发光二极管。光耦连器IC1的晶体管发射极，通过电阻R4耦连到负的DC电压V3上。光耦连器IC1的晶体管集电极，耦连到电容C3上。光耦连器IC1用于隔离。当电压VOUT比参考电压VREF大时，光耦连器IC1的误差集电极电流IE指示它们之间的量，以及它们之间相差的量。

比较器晶体管Q2具有基极，基极通过电阻R11，耦连到晶体管Q3的源极与电流传感器电阻R12之间的连接点上。晶体管Q2将它的基极电压VBQ2与误差电压VEQ2比较，其中误差电压VEQ2在晶体管Q2的发射极形成。电压VBQ2包括的第一部分与晶体管Q3中的源极-漏极电流ID成比例。DC电压V2通过电阻R6耦连到晶体管Q2的基极上，来形成电压VBQ2的第二部分，这部分电压形成在电阻R11的两端。

DC电压V2还通过电阻R5耦连到反馈滤波电路上，来形成电流源，对电容C3充电，其中反馈滤波电路由电容C3形成。误差电流IE耦连到电容C3上，用于对电容C3放电。二极管D5耦连到晶体管Q2的发射极和地线之间。二极管D5将电压VEQ2限制在二极管D5的正向电压上，并且限制晶体管Q3中的最大电流。

晶体管Q2的集电极耦连到晶体管Q1的基极上，并且晶体管Q1的集电极耦连到晶体管Q2的基极上，来形成正回授开关31。晶体管Q3的控制电压VG在晶体管Q1的发射极形成，晶体管Q1的发射极形成正回授开关31的输出端，并且晶体管Q1的发射极通过电阻R10耦连到晶体管Q3的栅极上。

变压器T1的副边绕组L3通过电阻R9耦连，用于产生交流(AC)电压V1。电压V1通过电容C4和电阻R8，交流耦连到晶体管Q1的发射极上，来产生晶体管Q3的驱动电压。交流耦连的电压VG通过集电极电阻R7耦连到晶体管Q2的集电极和晶体管Q1的基极上。电压V1还通过二极管D2整流，来产生电压V3，并且通过二极管D3整流，来产生电压V2。

当电源RAW B+打开时，电阻R3使电容C4充电，其中电阻R3耦连到电源RAW B+的源极与电容C4的接线端之间，电容C4远离绕组L3。当晶体管Q3的栅极上的电压VG超过MOS晶体管Q3的临界电压时，晶体管Q3导通，促使晶体管Q3的漏极电压VD减小。结果，电压V1变为正值，并且电压VG增强，以正反馈方式保持晶体管Q3完全打开。

图2a-2c显示的波形，对于解释图1中调谐的SMPS的操作是有用的。图1和图2a-2c中相似的符号和数字指示相似的项目或功能。

在图2c中，在给定周期T的间隔t0-t10期间，图1中导通的晶体管Q3的电流ID上升。结果，在绕组L1中，电流IL1的相应非谐振电流脉冲部分上升，并且以磁能的形式存储在电感中，其中电感与变压器T1的绕组L1相关联。在图2c的时刻t10，图1的电压VBQ2，包括从电阻R12两端的电压中得到的上升部分，电压VBQ2超过正回授开关31的触发电平，用于打开晶体管Q2，其中触发电平由电压VEQ2确定。电流在晶体管Q1的基极中流动。这样，正回授开关31在晶体管Q3的栅极上应用低阻抗。结果，图2a中的栅极电压VG减小到接近零伏特的水平上，并且截止图1的晶体管Q3。当晶体管Q3截止时，图2b中的漏极电压VD增加，并且促使图1中的电压V1减小，其中电压V1从绕组L3中获得。存储在栅极-源极电容CG中的电荷保持锁住方式操作，直到图2a的时刻t20为止。

需要一定的电压才能保持图1中足够的集电极电流，当电压VG变得小于这个电压时，晶体管Q2基极的正向导通停止，结果，正回授开关31的锁住操作方式被释放。然后，继续减小的电压V1，促使图2a的电压VG的负相部分40，将图1的晶体管Q3保持在截止状态。

当晶体管Q3关闭时，在图2b的间隔t10-t20中，漏极电压VD如所示增加。图1的电容C6限制电压VD增加的比例，在电压VD精确地增供给零电压以上之前，使晶体管Q3完全不导通。由此，转换损失和发射的转换噪声减小。在图2b的间隔t10-t30中，当图1的晶体管Q3关闭时，包括电容C6和绕组L1的谐振电路21振荡。电容C6限制电压VD的峰值电平。这样，不需要缓冲器二极管和电阻，使效率增加并且转换噪声减小。

在图2b的时刻t30之前，电压VD的减小促使图1的电压V1变为正电压。在图2b的时刻t30，电压VD接近于零伏特并且为负值，促使图1的阻尼二极管D6打开，并且将图2b中的电压VD箝制在大约零伏特的水平上。这样，图1中的谐振电路21显示了振荡的半个周期。在图2b的时刻t30后，因为前述图1中电压V1的极性改变，图2a的电压VG增加为正值。

后面晶体管Q3的打开延迟一个延迟时间，直到图2b中的时刻t30以后为止，在时刻t30，电压VD变为接近于零伏特的水平，延迟时间由电阻R8和栅极电容CG的时间常数决定。这样，导致最小的打开损失，并且转换噪声减小。

通过改变滤波电容C3的电压VEQ2，实现电压VOUT的负反馈控制。当电压VOUT大于电压VREF时，电流IE使电容C3放电，并且减小电压VEQ2。这样，比较器晶体管Q2的临界电平减小。结果，晶体管Q3中电流ID的峰值减小，并且传送给负载电路的功率减小，其中负载电路没有画出。另一方案，当电压VOUT小于电压VREF时，电流IE为零，并且电阻R5中的电流使电压VEQ2增加。结果，晶体管Q3中电流ID的峰值增加，并且传送给负载电路的功率增加，其中负载电路没有画出。这样，晶体管Q3的控制电路根据电压VEQ2，提供晶体管Q3中电流ID的工作周期调制，其中控制电路包括正回授开关31。

调谐的SMPS100根据电流-脉冲控制的电流脉冲，以电流方式控制而操作。在图2c的间隔t0-t10期间，电流ID的电流脉冲在图1的晶体管Q3中流动，当到达图1中晶体管Q2的临界电平时，电流脉冲在图2c的时刻t10结束，其中图1中晶体管Q2的临界电平由电压VEQ2确定，并且通过误差电流IE建立，形成误差信号。误差信号实际控制电流ID的电流脉冲的峰值电流，其中电流ID在绕组L1的电感中流动。控制电路以正反馈的方式立即修正，用于输入电压B+的电压变化，而不使用误差放电器23的动态范围。以这种方式，可以得到电流方式控制的优点和调谐的SMPS的优点。

图3a和3b显示了图1中电压V30在接线端30的波形，这对解释SMPS100在待机备用时以猝发方式操作是有用的。当晶体管Q3打开时，电压V30大约等于栅极电压VG，栅极电压VG控制晶体管Q3。当图1的晶体管Q3中发生转换操作时，在图3a的猝发方式周期tA-tC中，图3b中电压V30的波形包括的时间，超过活动间隔tA和tB。在相对长的延迟间隔tB-tC内，在图1的晶体管Q3中没有发生转换周期。在图1、2a、2b、2c、3a和3b中相似的符号和数字，指示相似的项目或功能。

在图3b中的时刻tA结束的延迟间隔内，图1的电容C4通过电阻R3以上升的方式充电，来形成正电压VC4，充电的速率由R3和C4的时间常数决定。在时刻tA，正电压V30到达图1中晶体管Q3的临界电平上。结果，在晶体管Q3中产生高频转换周期。在间隔tA-tB期间，图3b中电压V30的正峰值电压V30PEAK，超过图1中晶体管Q3的临界电平。这样，高频转换周期在晶体管Q3中继续。在晶体管Q3的每个转换周期中，如前所述，晶体管Q1打开。这样，电容C4被轻微放电。晶体管Q1的放电电流超过电阻R3的充电电流。这样，电压VC4下降。在趋于减小图3b中正峰值电压V30PEAK的方向上，电压VC4的电平改变电压V1。在时刻tAB，正峰值电压V30PEAK减小到一个值，这个值小于图1中晶体管Q3的临界电平。晶体管Q3中的转换操作在时刻tB停止，并且接着是下一个延迟间隔tB-tC。从图3a的时刻tB到时刻tC，如前面所述，电容C4通过电阻R3充电。

例如，当用户通过遥控器装置，启动电源关闭请求命令时，其中遥控器装置未画出，控制信号ON/OFF应用到微处理器412的输入端412a上。图1的微处理器412产生低电平状态下的控制信号RUN/STBY，用于关闭运行负载开关401。关闭的开关401将图1的运行方式负载电路302从滤波电容C10上断开连接，用于启动并保持操作的待机备用状态的猝发方式。由此，负载电路302被关闭，并且负载电路302中的负载电流IL2停止。另一方案，耦连到电容C10上的负载电路303，在待机备用方式中包括导通的级。

当负载电路302断开连接时，电容C10的充电电流IDOUT3小。因为当负载电路302关闭时，图1中电容C10的充电电流IDOUT3小，在实质短于运行方式的工作周期内，反馈回路促使晶体管Q3导通。在晶体管Q3的连续转换周期内，短的工作周期促使SMPS100在待机备用中，以猝发方式操作。

如前面所述，SMPS100包括运行方式下的零电压转换特征，和待机备用方式下的猝发方式特征。两个特征都利用了SMPS100的自振方案。

根据需要延迟间隔tB-tC的长度，选择电阻R3和电容C4的值。选择电阻R8的值，用于保证以猝发方式操作。如果电阻R8的值太大，晶体管Q1中的放电电流会太小，并且图3b中电压V30的峰值电压V30PEAK将不减小，而低于图1的晶体管Q3的临界电平。通过选择电阻R8的足够小的值，当短的工作周期产生在晶体管Q3的连续转换周期中时，保证猝发方式操作。

图4a、4b和4c显示的波形，对解释图1的SMPS100从待机备用方式转换到运行方式是有用的。在图1、2a、2b、2c、3a、3b、4a、4b和4c中相似的符号和数字，指示相似的项目或功能。在给定的猝发方式周期t1-t3中，在图4c的猝发部分t1-t2期间，图1中的绕组L2中产生的脉冲407，在包络检测器402中被整流，用于在图1的电容405中形成包络检测的脉冲信号408。包括检测器402包括电阻403，电阻403耦连到变压器T1的绕组L2的部分，与整流二极管404的阳极之间。整流二极管404的阴极耦连到滤波电容405上，电容405与电阻406并联。在绕组L2中形成的脉冲在二极管404中整流，用于在电容405中形成包络检测的信号408。信号408通过分压器耦连到微处理器412上，其中分压器包括电阻409和电阻410。

在待机备用方式下，并在转换到运行方式的过程中，图4c显示了信号408的波形。到运行方式的转换在时刻t3开始。在延迟间隔t2-t3之外，脉冲信号408形成逻辑高电平。在延迟间隔t2-t3期间，图1的猝发方式脉冲407消失，而图4c的信号408在逻辑低电平上。

例如，当用户通过遥控器装置，启动电源打开请求命令时，其中遥控器装置未画出，适当状态的控制信号ON/OFF应用到微处理器412的输入端412a上。在延迟间隔t2-t3期间，在关于图4c的信号408的非同步时刻，例如在图4b的时刻t8，图4b控制信号ON/OFF可以发生。结果，图1的微处理器412开始搜索包络检测的信号408从低电平-高电平的转换，在图4c的时刻t3发生。在图4c的时刻t3后，图1的微处理器412立即产生高电平状态的同步控制信号RUN/STBY，用于打开开关401。应该理解同步控制信号RUN/STBY的产生，可以通过使用专用的逻辑电路而交替地完成，其中专用的逻辑电路响应包络检测的信号408和控制信号ON/OFF。可以使用这样的硬件解决方法，来代替在微处理器412的程序控制下，产生信号RUN/STBY。

在实现本发明的方案时，开关401打开，用于在图4c中的延迟间隔t2-t3的结束时刻t3后，立即将图1的运行方式电路302耦连到滤波电容C10上。在延迟间隔部分t8-t3，当不产生图1的电流脉冲IDOUT3时，运行方式负载电路302不能使电容C10放电。这样，在图4a的间隔t8-t3期间，图1的输出电源电压VOUT不减小。相反，在图4b的间隔t8-t3内，由于图1的开关401打开，因为图1的电流脉冲IDOUT3消失，如图4a中的虚线222所示，图4a的电压VOUT急剧减小。在图4a-4c的延迟间隔t2-t3后立即发生的每个电流脉冲IDOUT3，补充图1的电容C10。由此实现电源启动。

例如，假设在图4c的时刻t4，猝发方式部分中的负载电流IL2的幅值，在包络检测的信号408的低电平-高电平转换408U发生后，足以释放猝发方式操作。结果，包络检测的信号408的低电平-高电平转换408D发生，并且随后是另一个猝发方式的周期。

在实现本发明的进一步方案时，微处理器412在图4c的时刻t4后面的延迟间隔期间，将促使开关401关闭，这个延迟间隔未画出。结果，避免图1的滤波电容C10放电。在图4c的时刻t4后面，延迟间隔结束时(这个延迟间隔未画出)，当后面包络的检测信号408的低电平-高电平转换408U发生时(这个转换未画出)，图1的负载电流IL2的幅值足以释放猝发方式的操作。结果，SMPS100继续以连续运行方式操作。由此，实现第二次启动的尝试。

Claims (9)

1.一种开关方式电源，包括：

一个输出级，用于在待机备用操作方式期间，在正常运行操作方式中和在猝发方式周期的第一部分产生输出电源脉冲，而在所述猝发方式周期的第二部分中，所述输出电源脉冲被释放；

一种装置，用于产生控制信号，所述控制信号指示发生所述猝发方式周期的所述第一和第二部分之一；

一个开/关信号源；及

一种开关，响应所述开/关信号和所述控制信号，并耦连到所述输出级，在操作的所述待机备用和所述运行方式之间的转换期间，在猝发方式周期的预定时刻，选择地导通运行方式负载电路。

2.根据权利要求1的电源，其中在操作的所述运行方式的整个过程中，所述开关将所述输出级耦连到所述运行方式的负载电路中。

3.根据权利要求1的电源，其中所述输出级响应第一信号，第一信号指示所述输出电源脉冲的幅值，当所述幅值在值的范围之内时，用于在相应延迟间隔之间，以所述猝发方式产生所述输出电源脉冲，并当所述幅值在值的所述范围之外时，用于在所述延迟间隔之外，以操作的所述运行方式产生所述输出电源脉冲。

4.根据权利要求1的电源，其中与所述控制信号同步，所述开关在转换过程中导通所述运行方式电路。

5.根据权利要求1的电源，其中所述控制信号产生装置包括包络检测器。

6.根据权利要求1的电源，进一步包括滤波电容，其中所述输出级在所述滤波电容中产生电流脉冲，用于产生滤波的输出电源电压，并且其中所述开关在所述运行方式中，将所述滤波电容耦连到所述运行方式负载电路中，并且在所述待机备用过程中，以猝发方式将所述电容与所述运行方式负载电路断开连接。

7.根据权利要求1的电源，其中在所述第二部分，只要所述输出电源脉冲被释放，所述开关使所述运行方式负载电路与所述输出级断开连接，并且当开始产生所述输出电源脉冲时，将所述运行方式负载电路耦连到所述输出级。

8.根据权利要求1的电源，其中在操作的所述待机备用方式中，所述输出级耦连到待机备用方式负载电路上，用于导通所述待机备用方式负载电路。

9.根据权利要求1的电源进一步包括微处理器，微处理器响应所述开/关信号和所述控制信号，用于产生开关控制信号，开关控制信号耦连到所述开关的控制端上。

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