CN100442646C - Dc-dc变换器中用于减少备用功率和改善负载调节的开关脉冲串方法和装置 - Google Patents

Dc-dc变换器中用于减少备用功率和改善负载调节的开关脉冲串方法和装置 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种用于通过在空载时用较长的关断时间保持减小的占空比，同时保持输出电压摆动接近于满载电平，来为振铃扼流变换器减小备用功率和改善空载到满载调节的电路和相应方法。该减小的占空比防止来自相对于满载电平更高的摆动的输出电压，从而提供开路反馈环系统中的良好的空载和满载输出调节。该电路和方法通过使用由齐纳二极管驱动的关断晶体管来增加主开关的关断时间，从而甚至用非常小的控制电流也能保持导通和延长主开关的关断时间，以提供低空载开关频率和占空比。该电路和方法优选地仅使用成本较低的基本分立变换器组件而不是成本更高的集成电路来实现这些优点。

Description

DC-DC变换器中用于减少备用功率和改善负载调节的开关脉冲串方法和装置
相关甲请
本申请要求2003年7月29号提交的第60/491,176号的美国临时申请的优先权，其作为参考结合在本文中。
技术领域
本发明涉及功率变换器，更具体地涉及DC-DC变换器的用于减少备用功率和改善空载到满载调节的电路和相应的方法。
背景技术
很多使用低功率变换器的电子设备典型地不具有通/断开关，并经常被永久地“插进”墙上插座。例如，当设备断电并且电池被充满时，低功率变换器的“备用”功率消耗使公共电力供应承受相当大的负载。这种关系已经促成关于外部电源效率的欧洲委员会管理法规，例如，在2005年之前，承诺其签署者达到300mW的最大空载功率消耗。因此，环境和经济上的考虑使得需要较大地降低低功率变换器的备用功率。除降低备用功率外，还需要保持功率变换器的良好的负载调节，使得在待机和满载时的输出电压之间的差别达到最小。
设计用于开环运行的常规的低功率变换器典型地显示出不佳的输出电压调节和在空载时的相当高的功率损耗。为了克服该缺点，现有技术的变换器已经实现了改善输出电压负载调节和降低备用功率消耗的集成电路。图1示出了设计用于开环运行的现有技术的功率变换器10。在输入终端12和14上，来自外部AC电源(未示出)的输入AC电压典型地通过二极管电桥8被转换成DC功率。如图1所示，功率变换器10是DC-DC振铃扼流变换器(下文中称作RCC)。如本技术领域中公知的，在常规RCC中，主开关被连接到变压器的初级绕组，输出通过自激振荡被提供给次级绕组。在额定负载上，主开关的导电时间被延长，以提供固定的负载电流。在备用功率较低或空载条件下，需要的负载电流是最小的，所以按照惯例，增加主开关的频率以相应地缩短导电时间。但是，当增加主开关的转换频率时，功率变换器的转换损耗也增加。因此，常规功率变换器具有不合乎需要的高空载备用功率消耗。
如图1所示，功率变换器10包括具有初级绕组66、次级绕组68、以及辅助绕组20的变压器56。初级绕组66的一端被连接到输入DC电压所耦合的输入终端12。初级绕组66的另一端连接到主开关46的集电极。主开关46典型地是NPN晶体管，如图1中所示。可替代地，主开关46可以是MOSFET或其它适合的开关元件。主开关46的发射极通过电阻器44连接到负极输入终端14。次级绕组68的输出端通过包括以常规方法连接的二极管58和电容器60的整流/平滑电路连接到变换器10的输出终端62和64。
在运行中，在主开关46的通电期间，能量存储在初级绕组66中。主开关46的通电时间由连接到主开关46基极，即它的控制输入端，的信号控制。辅助绕组20具有与初级绕组66相同的极性。辅助绕组20的一端连接到负极输入终端14。电阻器22在主开关46的基极与辅助绕组20的另一端之间与电容器24串连。
开关30连接在输入终端14和主开关46的控制输入端之间。开关30典型地是NPN晶体管，其发射极连接到输入终端14。电容器32跨接在晶体管30的基极和发射极两端。电阻器42串连在晶体管30的基极和电阻器44与主开关46发射极的联接点之间。电容器36与电阻器38并联在节点75和输入终端14之间。电阻器26与二极管34串连在节点75和辅助绕组20的端子之间。二极管34的阳极连接到节点75，阴极连接到电阻器26。齐纳二极管40的阳极连接到节点75，阴极连接到主开关46的基极。功率变换器10包括串连在输入终端12和主开关46的控制输入端之间的起动电阻器18。
在运行中，在变换器10起动时，在输入终端上提供的输入DC电压使电容器16充电，电流流过为主开关46的基极充电的起动电阻器18。当主开关46的基极和发射极之间的电压差(Vbe)超过预定阈值时，典型是0.6V，主开关46被导通。因此，流过主开关46的电流连接到初级绕组66，并且能量被存储在这里。
主开关46的导电状态导致电压发展到电阻器44两端。电阻器两端的电压信号连接到开关30的基极。当基极上有足够的电荷时，开关30被转换成导电状态。开关30的导电状态导致开关46关断。因此，能量从初级绕组66转移到次级绕组68，并且辅助绕组20被充电。来自次级绕组68的能量通过由二极管58和电容器60形成的整流/平滑电路，连接到输出终端62、64。当来自次级绕组68的能量耗尽时，辅助绕组20两端的电压反向。通过辅助绕组20两端建立的电势，开关46被接通，使得该循环得以重复。
在变换器10的低负载或空载条件下，开关30对主开关46的转换的控制减小。对于变换器10在空载条件下的运行，能量变换是通过主开关46的转换动作完成的，主开关46是通过辅助绕组20两端电压电势的消失和建立来驱动的。根据下面公式大致地限制空载电平上的输出电压，Vo。
Vo＝(Ns/Nc)*(Vz40+Vbe)
其中Ns是次级绕组68的匝数，Nc是辅助绕组20的匝数，Vz40是稳压二极管40两端的电压。齐纳二极管40抽出辅助绕组20的一部分供电电流，以便于控制主开关46的基极电流，从而控制它的接通时间(Ton)，以便于更具体地根据下面的公式限制Vo，下面的公式将Vo表示为导通和关断时间的函数：
Vo＝(Ns/Np)*Vin*(Ton/Toff)
其中Vin是输入DC电压，Np是初级绕组66的匝数，Toff是主开关46的关断时间。
当齐纳二极管40两端的电压和电容器36两端的电压之间的电压差低于主开关46的合适的电平Vbe时，主开关46开始关断。在空载条件下，由于dt＝Lp(di)/Vin中的(di)非常小；其中Lp是初级绕组66的感应系数，所以开关进行得较快。主开关46的开关频率越高，功率变换器10的开关损耗就越高。因此，功率变换器10的空载备用功率消耗相当高，高于上面参考的300mW的欧洲委员会标准。另外，因为功率变换器10的主开关46的开关是不中断的，输出电压Vo随着负载减少持续上升，这是由于在辅助绕组20处减少的电压峰值使得齐纳二极管40将更准确。因此，功率变换器10空载和满载时的输出电压之间有很大差值。这样，除备用或空载时的实际功率消耗外，功率变换器10显示出不佳的电压调节。
因此，需要一种用于为振铃扼流变换器减少备用功率和改善空载到满载调节的电路和相应的方法。特别地，需要开环系统中的这种电路和方法。还需要用于通过使用简单的、低成本的分立组件来提供减少的备用功率和改善的调节的电路。
发明内容
本文通过提供一种用于为振铃扼流变换器减少备用功率和改善空载到满载调节的电路和相应的方法，来解决现有技术设备中存在的问题。本发明的电路和相应方法所具有的优点是，通过在这些条件期间提供低开关频率非突发式(non-bursting)操作或脉冲串模式(burstmode)操作，来充分降低空载和备用功率条件下的功率消耗，从而减少不期望的开关损耗。脉冲串模式(突发式(bursting))操作是开关模式中的操作，用于由不发生开关的较长间隔所分隔的预定时间。
本发明的另一个优点是，其通过保持在空载时具有较长关断时间的较短的占空比并同时保持输出电压靠近满载电平摆动，使用开路反馈环系统，来提供改善的空载到满载输出电压调节。本发明所提供的减少的占空比防止输出电压相对于满载电平向高摆动，从而即使在开路反馈环系统中也能提供良好的空载和满载输出调节。
本发明的再一个优点是，其通过使用齐纳二极管驱动的关断晶体管来增加主开关的关断时间，提供非常低的空载开关频率和占空比，从而即使基极电流很小也能保持导通并且延长了主开关的关断时间。
本发明的另外一个优点是，其通过使用较简单、低成本的分立组件，而不是成本较高的集成电路来提供上述优点。
概括说来，本发明提供一种使用第一开关控制流过变压器的初级绕组的电流，在开路反馈环系统中的功率变换器的低负载或空载条件下，提供空载到满载调节和减少功率消耗的方法，包括以下步骤：通过自激振荡提供到变压器的次级绕组的输出；经由齐纳二极管驱动的第二开关增加第一开关在空载时的关断时间；通过由变压器的辅助绕组充电的第一电容器保持齐纳二极管导通；和使用来自所述齐纳二极管的控制电流保持第二开关导通，以延长第一开关的关断时间，使得在空载时保持第一开关具有较长关断时间的减小的占空比，并减小功率变换器在低负载或空载条件下的输出电压和功率变换器在满载条件下的相应的输出电压之间的差别。
概括说来，本发明还提供具有第一和第二输入终端和两个输出终端的DC-DC变换器，其中输入DC电压连接到两个输入终端上，输出DC功率被提供到两个输出终端，该DC-DC变换器包括：变压器，其包括初级绕组、次级绕组、以及辅助绕组，每个绕组都具有第一和第二端，次级绕组连接到输出终端；用于控制流过初级绕组的电流的第一开关，第一开关具有控制输入端，并且一端连接到初级绕组的第二端，另一端连接到第二输入终端，所述初级绕组的第一端连接到第一输入终端，其中对次级绕组的输出通过自激振荡来提供，并且其中辅助绕组连接在第二输入终端和控制输入端之间；在第一开关的关断时间期间由辅助绕组充电直到变压器能量耗尽的第一电容器；包括第二开关以及第二电容器的控制电路，第二开关连接在第一开关的控制输入端和第一开关的另一端之间，第二开关具有控制输入端，并且第二电容器连接在第一开关的控制输入端和第二开关的控制输入端之间；以及与第一电容器串联在第二输入终端和第二开关的控制输入端之间的齐纳二极管；其中第一电容器由辅助绕组充电，以保持齐纳二极管处于导通，使得第二开关保持导通状态，以便于延长第一开关在低负载或空载条件下的关断时间。
附图说明
结合附图，通过参考下面的详细说明将更容易理解本发明的前述的实施方案和附带优点。
图1是为开环操作设计的振铃扼流变换器的现有技术的原理图；
图2是根据本发明的电路的一个实施例的原理图；
图3示出了根据本发明的一个实施例的示例电路在空载时主开关两端的电压波形；
图4示出了根据本发明的一个实施例的示例电路在额定负载时主开关两端的电压波形；
图5示出了图1的示例电路和根据图2中本发明的实施例的示例电路中的所选择的AC线电压的示例性的电压对电流(V-I)波形；
图6示出了根据本发明的电路的可替代实施例，其包括缓冲电路；以及
图7示出了根据本发明的电路的另一个可替代实施例，其具有代替齐纳二极管和一个开关元件的集成电路调节器。
具体实施方式
本发明通过极大地减小空载和备用功率消耗和改善空载到满载调节，克服已知RCC电路和它们的操作方法的缺点。在优选实施例中，功率消耗的减小和改善的负载调节是通过在变换器电路中使用基本的、分立的组件来实现的。本发明提供开环操作中的改善的输出负载调节。可替代地，本发明的电路和方法可以用在闭环系统中，否则其在空载和备用功率条件下显示出不期望的功率消耗。
本发明参照图2-7被示出。图2是根据本发明的电路和相应方法的优选实施例的原理图。对于图2中的变换器100，来自外部AC电源(未示出)的输入AC电压优选地通过二级管电桥6在输入终端112和114上被转换成DC功率。功率变换器100包括变压器156，其具有初级绕组166、次级绕组168、以及辅助绕组120。初级绕组166的一端连接到DC电压所连接的输入终端112。
初级绕组166的另一端连接到主开关146的集电极。主开关146优选的是NPN晶体管，如图2所示。可替代地，主开关146可以是MOSFET或其它适当的开关元件。主开关146的发射极通过电阻器144被连接到负输入终端114。次级绕组168的输出端通过整流/平滑电路连接到变换器100的输出终端162和164，其中整流/平滑电路包括以常规方式连接的二极管158和电容器160。二极管158的阳极连接到次级绕组168的一端，其阴极连接到输出终端162。次级绕组168的另一端连接到输出终端164。电容器160跨接于输出终端162、164两端。
在主开关146接通期间，能量被存储在初级绕组166中。主开关146的接通时间受到连接到节点171处的主开关146的基极，即，它的控制输入端的信号控制。辅助绕组120与初级绕组166的极性相同。辅助绕阻120的一端被连接到负输入终端114。电阻器122与电容器124串联在节点171处的主开关146的基极和节点173处的辅助绕组120的另一端之间。
功率变换器100包括电阻器118，其串联在输入终端112和主开关146的控制输入端之间。开关130连接在输入终端114和主开关146的控制输入端之间。开关130优选的是NPN晶体管，其基极是其控制输入端。开关130的发射极连接到输入终端114，其集电极连接到开关146的控制输入端。电容器132跨接于晶体管130的基极和发射极两端。电阻器142串联在晶体管130的基极和电阻器144与主开关146的发射极的连接点之间。
电容器136与电阻器138并联在节点175和输入终端114之间。电阻器126与二极管134串联在节点175和辅助绕组120在节点173处的一端之间。二极管134的阳极连接到节点175，其阴极连接到电阻器126。齐纳二极管140的阳极连接到节点175。
控制电路180连接在齐纳二极管140的阴极和开关146的基极之间。控制电路180包括开关178和电容器176。如图2所示，开关1 78优选的是PNP晶体管，其基极是其控制输入端。开关178连接在主开关146的基极和发射极之间。换句话说，开关178的发射极，在节点171处，连接到主开关146的基极，并且开关178的集电极连接到主开关146的发射极。电容器176跨接于开关178的基极和发射极两端。该电容器的一端被连接到齐纳二极管140的阴极，其另一端在节点171处连接到主开关146的基极。齐纳二极管140的阳极连接到节点175，其阴极连接到电容器176和开关178的基极。电容器176跨接于开关178的基极和发射极两端。
现将对图2中的功率变换器100的操作进行进一步详细的描述。在低负载情况，当VZ140+VC176-VC136变为低于约0.6V(主开关146的Vbe)时，或当VC176近似为0.6(开关178的Vbe)时，主开关146开始关断，其中VZ140是齐纳二极管140两端的电压，VC176是电容器176两端的电压，VC136是电容器136两端的电压。为了确保脉冲串模式开关操作，或者最多，得到非常低的开关频率的非突发式波形，并避免不期望的功率变换器100的开关损耗，电容器176的选择必须使得它两端的电压，VC176，在VZ140+VC176-VC136降至低于Vbe电平的时间之前达到开关178的Vbe电平。
在低负载情况下，功率变换器200起到脉冲串模式转换开关的作用。主开关146的关断出现在开关178由于电容器176两端的电压(Vc176)约为开关178的Vbe，0.6V，而导通的时候。在主开关146的关断期间，电容136被辅助绕组120充电，直到变压器156所保存的能量耗尽为止。由于当主开关被关断时，电容器136被充电一段时间，与电容器136串联的齐纳二极管140将经由电容器136，从辅助绕组120中抽出电流，从而使电容器176充电，以便于保持开关178的导通状态。
电容器136，在通过电阻器138放电的同时，维持齐纳二极管140导通。只要电容器136具有足够的电荷以克服齐纳二极管140的击穿电压并维持开关178的导通状态，齐纳二极管140就继续抽取电流。即使只有来自齐纳二极管140的非常小的电流，开关178也继续导通，保持开关146关断。开关178仅需要最小的基极电流，以便于防止主开关146导通，从而确保在低负载情况的较长的关断。
如图2所示的本发明的电路和相应方法包括控制电路180，其连接在齐纳二极管140和主开关146的基极之间，而不是如图1的现有技术变换器100中所示的仅将齐纳二极管连接到基极。如图1所示，使用齐纳二极管直接连接到主开关基极的缺点在于，当流过齐纳二极管的电流已经随着电容器136(图1中的电容器36)电压电平的下降而减小时，图1中的齐纳二极管40不再能够防止主开关再次导通。相反，对于如图2所示的带有控制电路180的变换器100，主开关146的关断时间被延长，因为，即使有非常小的电流流过齐纳二极管140，开关178的导通状态也能够被维持，从而延长主开关146的关断时间。
当电容器136的电位不再足以保持齐纳二极管140导通并抽出电流时，电容器176通过开关178放电，直到开关178不再关断主开关146为止，从而使得新的开关循环能够开始。电容器136上的电位和输出电压Vo是以下面公式为依据的：
VC136＝VZ140+VC176-Vbe和Vo＝VC136*(Ns1/Nc1)
其中Ns1是次级绕组168的匝数，Nc1是辅助绕组120的匝数。
为了进一步示出在低负载下图2中的优选实施例的电路和相应方法的开关循环，下面是更详细的顺序：
1)开关146接通。
2)电容器176经由流经齐纳二极管140的电流充电。
3)当电容器176上的电压达到～0.6V(Vbe电平)时，开关178接通
4)开关146关断
5)电容器136通过二极管134被辅助绕组120充电，直到变压器能量耗尽为止。一旦变压器能量耗尽，电容器136就通过电阻器138放电。从基本的逆向变换器电压关系，Vo＝Vin*(Ns1/Np1)*(Ton1/Toff1)，其中Np1是初级绕组166的匝数，Ton1是主开关146的导通时间，Toff1是主开关146的关断时间。由于电阻器126两端的电压可以忽略，并且由二极管134和二极管158导致的电压降互相抵消，所以VC136将等于Vo*(Nc1/Ns1)。因此，VC136电平的调节的结果是对Vo的控制。为了调节VC136，齐纳二极管140、开关178、以及电容器176运行以限制主开关146的导通状态。一旦由齐纳二极管140驱动的开关178导通，主开关146就关断。
因此，根据公式VC136＝VZ140+VC176-Vbe限制电容器136的电压，VC136，该公式近似为，VC136＝VZ140。较高的VC176电平将导致主开关146更短的导通时间和更长的关断时间；从而提供调节。
6)电容器176继续充电，直到VC136电平低于齐纳二极管140的预定导通阈值为止，电容器176在预定导通阈值开始放电。VC176降到0.6V以下并且VZ140+VC176-Vc136＞0.6V，导致开关178关断和开关146导通，从而导致从步骤1)开始重复该循环。在高输入电压下，电容器136上的单脉冲充电可能足以维持齐纳二极管140和开关178为导通状态很长一段时间。这将大致消除突发的情况(bursting)并保持主开关146关断更长时间。Vc136将由周期性脉冲的非常低的开关频率/占空比来维持。
随着上面的步骤1)-6)中描述的开关循环继续进行，当主开关146关断时，电容器136被充电。在一个或几个开关循环之后，当电容器136上的电压升高到足以维持所需的VZ140和VC176电平时，开关178保持导通状态，以便于使主开关146关断更长的时间。齐纳二极管140将导通并且只要Vc136等于或高于齐纳二极管140的击穿电压阈值就继续导通。在该状态下，主开关146将保持关断，直到VZ140+VC176-Vc136电平降到低于0.6V的Vbe电平为止，并且当电容器136向电阻器138放电时(在长时间的关断时间的第一部分期间，变压器电荷已经耗尽)，VC176不再能够维持开关178的Vbe电平。
开关178的关断导致主开关146导通，从而导致从步骤1)开始重复该循环，并且主开关146导通。
从上面对开关循环的描述可以看出，功率变换器100提供对电容器136的电压Vc136的调节，和减少开关动作。由于如上所示，Vo是Vc136的函数，所以对Vo136的调节还提供对Vo的控制。
本发明提供的减少的开关动作/频率显著地使高负载下的最大功率损耗达到最小，即，那些由主开关146和变压器156上的损耗导致的损耗。因此，由于本发明提供的关断时间大大高于现有技术，所以空载输出电压漂移减小，从而即使闭合反馈环，空载到满载Vo的电平差(提供接近平调的Vo调节(flat Vo regulation))也能达到最小。
变换器100的备用功率消耗已经被测量为只达到50mW，其充分低于关于外部电源效率的欧洲委员会管理法规所要求的300mW的限制。变换器100的备用功率消耗也充分低于如图1所示的现有技术变换器的功率消耗。
在加载条件下，输出电压(Vo)和电容器136上的电压受到开关130的限制，开关130在该条件下对最大变换功率具有占优势的控制。在输出负载增加的情况下，开关178对开关146状态的控制变小，而开关130的影响增大。当在输出端上存在过载时，开关130也是功率变换器100所提供的过电流保护的一部分。次级绕组168上的峰值电压反映在电阻器144上。电阻器144和142被选择成使得开关130在过电流条件期间接通，从而关断主开关146。
图3示出了根据本发明的一个实施例的示例性的电路在空载时主开关两端电压的波形A。图4示出了根据本发明的一个实施例的示例电路在额定负载时主开关两端电压波形A1。对于图3-4，这些测量在输入AC为230Vac取得。输出电压，Vo(未示出)在空载条件下测量为6.7V，在额定负载条件下测量为4.7伏特。示例性的额定负载是400mA。如图3-4所示，由于根据本发明的主开关关断时间的延长，在空载时开关频率已经被显著减小，从而减小了功率消耗。如图3所示，对于示例性的空载条件，由于如图所示的延长的关断时间和减小的占空比，开关频率测量为约400Hz。相反，对于如图4所示的额定负载条件，开关频率被测量为约58KHz。这些测量也被认为是对于10％负载(40mA)条件取得的(未示出)，其中，开关频率被测量为400Hz(在每个开关脉冲串期间)，Vo为5.6V。
图5示出了对于图1(轨迹线B和C)的示例性的现有技术电路和图2(轨迹线D-G)中根据本发明的实施例的示例性的电路的选择的AC线电压的输出电压(Vo)对输出电流(Io)(V-I)波形的示例性的波形。轨迹线B是图1的示例性的现有技术电路的输入AC电压为120Vac的波形。轨迹线C是图1的示例性的现有技术电路的输入AC电压为230Vac的波形。轨迹线D是图2中根据本发明的实施例的示例性的电路的输入AC电压为90Vac的波形。轨迹线E是图2的示例性的电路的输入AC电压为120Vac的波形。轨迹线F是图2的示例性的电路的输入AC电压为230Vac的波形。轨迹线G示出了图2的示例性的电路的输入AC电压为264Vac的波形。
图6示出了根据本发明的可替代实施例，其包括缓冲电路。功率变换器200将传统缓冲电路添加到功率变换器100。如图6所示，传统缓冲电路包括电阻器154、并联组合的电阻器152和电容器150，以及二极管148的串联组合，其被连接在初级绕组166的两端。
图7示出了根据本发明的另一个可替代实施例，其具有集成电路(IC)调节器306，代替齐纳二极管和一个开关元件。集成电路优选地是TL431调节器。分压器是由串联在主开关146的控制输入端和二极管134、电容器136、以及电阻器138在节点375处的连接点之间的电阻器302和304形成的。分压器提供了基准电压。IC调节器306的一输入端被连接到节点375。电阻器302和304的连接点的分压被连接到IC调节器306的第二输入端和电容器308的一端。电容器308的另一端被连接到主开关146的控制输入端和ID调节器306的输出端。但是，集成电路的列入，具有与图2和6中所示的使用分立组件的实施例相比成本更高的缺点。
如上所述，本发明的电路和方法的优点是，通过在非常低的开关/脉冲串频率下在这些条件期间提供电路操作，来提供对空载的相当低的功率消耗和低备用功率条件，从而减小不需要的开关损耗。本发明的电路和方法，通过在空载时保持带有较长的关断时间的较短的占空比，在保持输出电压摆动比较接近满载电平的同时，提供了改善的空载到满载输出电压调节。本发明提供的减小的占空比防止输出电压相对于满载电平摆动太高，即使对于开路反馈环系统也可以保持良好的空载和满载输出调节。
提供前述的对本发明的详细说明的目的是例证和说明。尽管在本文中参考附图对本发明的示例性的实施例进行了详细描述，但是要理解的是，本发明并不局限于公开的明确的实施例，根据上面的技术内容，能够对本发明进行各种改变和修改。

Claims (23)

1.一种在开路反馈环系统中提供空载到满载调节和在功率变换器的低负载或空载条件下减小功率消耗的方法，
使用第一开关控制流过变压器的初级绕组的电流，包括以下步骤：
通过自激振荡向所述变压器的次级绕组提供输出；
通过由齐纳二极管驱动的第二开关增加在空载时所述第一开关的关断时间；
通过由所述变压器的辅助绕组充电的第一电容器保持所述齐纳二极管导通；以及
使用来自所述齐纳二极管的控制电流保持所述第二开关导通，以延长所述第一开关的所述关断时间，使得在空载时保持所述第一开关具有较长关断时间的减小的占空比，并减小所述功率变换器在低负载或空载条件下的输出电压和所述功率变换器在满载条件下的相应的输出电压之间的差。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述输出电压是所述第一电容器两端电压的函数。
3.如权利要求1所述的方法，进一步包括，当所述第一电容器上的电压不再足以将所述齐纳二极管保持在导通状态时，第二电容器通过所述第二开关放电，直到所述第二开关不再关断所述第一开关为止，以使得新的开关循环能够开始。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述功率变换器具有第三开关，其中，在加载条件期间，所述第一开关的状态是所述第三开关的所述导通状态的函数。
5.一种具有第一和第二输入终端和两个输出终端的DC-DC变换器，输入DC电压被连接到所述第一和第二输入终端，在所述两个输出终端提供输出DC功率，所述DC-DC变换器包括：
变压器，其包括初级绕组、次级绕组、以及辅助绕组，每个绕组具有第一和第二端，所述次级绕组被连接到所述输出终端；
第一开关，其用于控制流过所述初级绕组的电流，所述第一开关具有控制输入端，并且一端连接到所述初级绕组的第二端，另一端连接到所述第二输入终端，所述初级绕组的第一端连接到所述第一输入终端，其中，通过自激振荡来提供对所述次级绕组的输出，并且其中，所述辅助绕组被连接在所述第二输入终端和所述控制输入端之间；
第一电容器，其在所述第一开关关断期间由所述辅助绕组充电，直到所述变压器的能量耗尽为止；
控制电路，其包括：第二开关，其被连接在所述第一开关的控制输入端和所述第一开关的所述另一端之间，所述第二开关具有控制输入端；以及第二电容器，其被连接在所述第一开关的所述控制输入端和所述第二开关的所述控制输入端之间；以及
齐纳二极管，其与所述第一电容器串联在所述第二输入终端和所述第二开关的所述控制输入端之间；
其中，所述第一电容器由所述辅助绕组充电，以保持所述齐纳二极管导通，使得所述第二开关保持导通状态，以便在低负载或空载条件期间延长所述第一开关的所述关断时间。
6.如权利要求5所述的变换器，其特征在于，所述DC-DC变换器的输出电压是所述第一电容器两端电压的函数。
7.如权利要求5所述的变换器，其特征在于，所述辅助绕组的所述第一端被连接到所述第二输入终端，所述变换器进一步包括连接在所述辅助绕组的所述第二端和所述第一开关的所述控制输入端之间的串联组合的第三电容器和电阻器。
8.如权利要求7所述的变换器，进一步包括串联组合的二极管和第一电阻器，所述串联组合的二极管和第一电阻器与跨接于所述辅助绕组两端的所述第一电容器串联。
9.如权利要求5所述的变换器，进一步包括串联在所述第二输入终端和所述第一开关的所述控制输入端之间的第三开关，串联在所述第一开关的所述另一端和所述第二输入终端之间的电阻器，所述第三开关具有被控制为所述电阻器两端电压的函数的控制输入端。
10.如权利要求5所述的变换器，进一步包括串联组合的二极管和电阻器，所述串联组合与跨接于所述辅助绕组两端的所述第一电容器串联。
11.如权利要求5所述的变换器，其特征在于，所述齐纳二极管具有阳极和阴极，并且其中，所述控制电路被连接在所述阴极和所述第一开关的所述控制输入端之间。
12.如权利要求9所述的变换器，其特征在于，所述第一开关和所述第三开关是NPN晶体管，并且所述第二开关是PNP晶体管。
13.如权利要求5所述的变换器，其特征在于，所述第一开关是MOSFET。
14.如权利要求5所述的变换器，其特征在于，所述输入DC电压是由从AC电源馈送的整流器所产生的未经调节的电压。
15.如权利要求5所述的变换器，进一步包括平滑电路，其包括二极管，所述二极管的阳极被连接到所述次级绕组的一端，其阴极被连接到一个输出终端，所述次级绕组的所述另一端被连接到另一个输出终端，并且第三电容器被跨接于两个输出终端两端。
16.如权利要求5所述的变换器，进一步包括缓冲电路，其包括第一电阻器、与第三电容器并联的第二电阻器、以及二极管的串联组合，所述串联组合跨接于所述初级绕组两端。
17.一种具有第一和第二输入终端和两个输出终端的DC-DC变换器，其中输入DC电压被连接到所述第一和第二输入终端，在所述两个输出终端设置有输出DC功率，其具有包括初级绕组、次级绕组、以及辅助绕组的变压器，每个绕组具有第一和第二端；所述次级绕组被连接到所述输出终端，所述辅助绕组的第一端被连接到所述第二输入终端，第一开关与第一电阻器和所述初级绕组串联跨接于所述第一和第二输入终端；所述第一开关具有控制输入端，并且所述第一开关的一端连接到所述初级绕组，其另一端连接到所述第一电阻器，其中，对所述变压器的所述次级绕组的输出是通过自激振荡提供的；其中，所述辅助绕组被连接在所述第二输入终端和所述控制输入端之间，所述初级绕组的第一端被连接到所述第一输入终端；第一电容器与第二电阻器串联在所述辅助绕组的所述第二端和所述第一开关的所述控制输入端之间，第三电阻器被串联在所述第一输入终端和所述第一开关的所述控制输入端之间，第二开关具有基极、连接到所述第一开关的所述控制输入端的集电极和连接到所述第二输入终端的发射极终端，第二电容器被跨接于所述第二开关的所述基极和发射极两端，第四电阻器被串联在所述第二开关的所述基极和所述第一电阻器与所述第一开关的所述另一端的连接点之间，第三电容器与第五电阻器并联在第一节点和所述第二输入终端之间，第一二极管与第六电阻器串联在所述第一节点和所述辅助绕组的所述第二端之间，所述第一二极管的阳极被连接到所述第一节点而其阴极被连接到所述第六电阻器，齐纳二极管具有阴极以及被连接到所述第一节点的阳极，第四电容器被连接在所述输入终端之间，所述DC-DC变换器具有控制电路，所述控制电路包括：
第三开关，其被连接在所述第一开关的所述控制输入端和所述第一开关的所述另一端之间；所述第三开关具有控制输入端；以及
第五电容器，其被连接在所述第一开关的所述控制输入端和所述第三开关的所述控制输入端之间，所述第五电容器的一端被连接到所述齐纳二极管的阴极而另一端被连接到所述第一开关的所述控制输入端；以及
其中，所述第三电容器由所述辅助绕组充电，以保持所述齐纳二极管导通，使得所述第三开关保持导通状态，以延长所述第一开关在空载条件期间的关断时间；以及
其中，当所述第三电容器上的电压不再足以使齐纳二极管保持导通状态时，所述第五电容器通过所述第三开关放电，直到所述第三开关不再关断所述第一开关为止，以使得新的开关循环能够开始。
18.如权利要求17所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述变换器进一步包括缓冲电路，所述缓冲电路包括第七电阻器、并联组合的第八电阻器和第七电容器、以及第三二极管的串联组合，所述串联组合跨接在所述初级绕组两端；其中，所述第七电阻器的一端被连接到所述第一输入终端和所述初级绕组的所述第一端的连接点，并且所述第三二极管的阳极被连接到所述初级绕组的所述第二端。
19.如权利要求17所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述第一开关是NPN晶体管，其具有基极、集电极和发射极终端，其中，所述第一开关的所述集电极终端被连接到所述第一开关的所述另一端，并且所述发射极终端被连接到所述第一电阻器的一端，并且其中，所述第三开关是具有基极、集电极和发射极终端的PNP晶体管，其中，所述第三开关的所述发射极终端被连接到所述第一开关的所述控制输入端，并且其中，所述第三开关的所述发射极终端被连接到所述第一开关的所述基极终端，而所述第三开关的所述集电极终端被连接到所述第一开关的发射极终端。
20.一种具有第一和第二输入终端和两个输出终端的DC-DC变换器，输入DC电压被连接到所述第一和第二输入终端，在所述两个输出终端提供输出DC功率，所述DC-DC变换器包括：
变压器，其包括初级绕组、次级绕组、以及辅助绕组，每个绕组具有第一和第二端，所述次级绕组被连接到所述输出终端；
第一开关，其用于控制流过所述初级绕组的电流，所述第一开关具有控制输入端，并且一端被连接到所述初级绕组的第二端，另一端被连接到所述第二输入终端，所述初级绕组的第一端被连接到第一输入终端，其中，通过自激振荡来提供向所述次级绕组的输出，并且其中，所述辅助绕组被连接在所述第二输入终端和所述控制输入端之间；
第一电容器，其在所述第一开关关断期间由所述辅助绕组充电，直到所述变压器的能量耗尽为止；
控制电路，其包括：
由串联在所述第一开关的控制输入端和第一节点之间的第一和第二电阻器形成的分压器，并产生分压；
电压调节器，其第一输入端被连接到所述第一节点，所述分压施加于第二输入端，并且输出端被连接到所述第一开关的所述控制输入端；
第二电容器，其被连接在所述第一开关的所述控制输入端和所述电压调节器的所述第二输入端之间；
其中，所述第一电容器由所述辅助绕组充电，以将电压提供给所述第一输入端，所述电压调节器响应于所述第一和第二输入端，以延长在低负载或空载条件期间所述第一开关的关断时间。
21.如权利要求20所述的变换器，其中，在加载条件期间，所述第一开关的状态是第三开关导通状态的函数，所述第三开关串联连接在所述第二输入终端和所述第一开关的控制输入端之间。
22.如权利要求20所述的变换器，其中，所述电压调节器是TL431调节器。
23.如权利要求21所述的变换器，进一步包括被连接到在所述次级绕组和所述输出终端之间的，用于平滑所述DC-DC变换器的输出电压的平滑电路，和跨接在所述初级绕组两端的缓冲电路。
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PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
EE01 Entry into force of recordation of patent licensing contract

Assignee: Astec Electronics (Luoding) Co., Ltd.

Assignor: Astec Internat Ltd.

Contract fulfillment period: 2008.10.1 to 2010.9.30 contract change

Contract record no.: 2009990001290

Denomination of invention: Switching pulse train method and device for reducing standby power and improving load regulation in DC-DC converter

Granted publication date: 20081210

License type: General permission

Record date: 20091126

LIC Patent licence contract for exploitation submitted for record

Free format text: COMMON LICENSE; TIME LIMIT OF IMPLEMENTING CONTACT: 2008.10.1 TO 2010.9.30; CHANGE OF CONTRACT

Name of requester: YADA ELECTRONIC( LUODING ) CO., LTD.

Effective date: 20091126

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20081210

Termination date: 20140729

EXPY Termination of patent right or utility model