CN1262808A - 具有同步整流的开关电压转换器 - Google Patents

具有同步整流的开关电压转换器 Download PDF

Info

Publication number
CN1262808A
CN1262808A CN99800444A CN99800444A CN1262808A CN 1262808 A CN1262808 A CN 1262808A CN 99800444 A CN99800444 A CN 99800444A CN 99800444 A CN99800444 A CN 99800444A CN 1262808 A CN1262808 A CN 1262808A
Authority
CN
China
Prior art keywords
power supply
electronic switch
transistor
diode
switched
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN99800444A
Other languages
English (en)
Inventor
J·德威
W·G·M·埃特斯
R·范德沃尔
J·H·博特马
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Koninklijke Philips Electronics NV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Koninklijke Philips Electronics NV filed Critical Koninklijke Philips Electronics NV
Publication of CN1262808A publication Critical patent/CN1262808A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

一种借助二极管(16)和并联的电子开关(18)使其具有同步整流功能的开关模式电源。借助一个单触发电路(OS),电子开关(18)在一固定的部分时间期间被驱动为接通,在该期间,如果没有电子开关(18),二极管(16)可能被导通。

Description

具有同步整流的开关电压转换器
本发明涉及一种开关模式电源，包括：一个电感元件；一第一电子开关，连接到该电感元件，使得在该第一电子开关导通的周期使发生电流通过该电感元件；以及一个二极管和一第二电子开关的并联装置，也连接到该电感元件，使得在该第一电子开关不导通的周期使电流通过该电感元件。
这样一种开关模式电源尤其从国际申请(PCT)号WO95/08863了解到。所说的这种熟悉的开关模式电源是回扫式的，电感元件是一个变压器，其初级绕组在第一电子开关导通周期连接到一个输入电压，而在其断开周期与第一输入电压断开，该变压器还具有一个次级绕组，它通过二极管和与所说二极管并联的第二电子开关对-负载提供电能。当该电子开关处于断开状态时，即在其断开周期期间，二极管接通，变压器中建立的磁能加到负载。
当负载两端的输出电压比较小时，二极管两端的电压降比较大，结果电源效率下降。由于大电流通过负载导致二极管中的热损耗同样也使效率下降。为克服这种缺陷，人们特别从所说国际申请了解到用一第二电子开关替代该二极管。通常该第二电子开关按MOSFET方式并具有低的正向电阻。该第二电子开关在该二极管导通的一刹那间导通，而在该二极管截止的一刹那截止。为安全原因或简化起见，二极管通常并不用电子开关所替换，而是该第二电子开关与该二极管并联配置。对于MOSFET的情况，二极管通常总是以体二极管形式出现。第二电子开关的控制要求临界定时。例如，直到第一电子开关已截止，第二电子开关才应导通。如果不是这种情况，可发生相当大的开关损耗。
第二电子开关可直接通过与第一电子开关的控制信号具有固定时间关系的一个控制信号来控制。已知的开关模式电源即是这种情况的一个例子。对于该两个电子开关的控制信号彼此反向，延时固定，以适于预防开关边缘的重叠。
专利号为4,870,555的美国专利公开了一种正向变换器。其中电感元件在接通周期通过一个隔离变压器连接在一个电压源和一个负载之间。在截止周期电流通过一个同步整流器流动。所说配置需要两个第一电子开关，一个与初级绕组串联，而一个与次级绕组串联，它们应当同时被驱动。在同步整流器中的第二电子开关按与第一电子开关反相方式进行控制。具有交叉耦合的NOR门的一个专用逻辑电路被用来防止该第二电子开关过早起动。
专利号为EP0,549,920的欧洲专利申请也公开了另外一些开关模式电源的配置，其中在同步整流器中的电子开关在与这些开关并联配置的二极管导通之后被短暂导通，并在该二极管截止之前被短暂截止。这将需要一个复杂的定时和控制电路。
另外，第二电子开关可以通过监视该第二电子开关两端的电压和/或通过该第二电子开关的电流间接地加以控制，电压符号的反相或者达到一给定电流的事实为电子开关导通或断开的指示。所有这些已知的控制方法的缺陷在于它们要求复杂的电路和临界的定时。
因此，需要不太临界的和简单的具有同步整流的开关模式电源。本发明提供一种在开头章节定义型的开关模式电流，其特征在于该开关模式电源包括在一固定起动时间期间的断开周期内断开第二电子开关的装置，该固定的起动时间的长度小于断开周期的长度和与断开周期的长度无关。
复杂的定时问题通过在断开周期期间只要有可能不使第二电子开关接通来加以回避，然而仅针对一个预定的固定时间而言。第二电子开关在通过二极管的电流通过零点和该二极管可能截止的瞬间之前已经完全断开。这样提供的断开方法全然是不临界的，在适当时候是有效的。在第二电子开关已经断开后，与该开关并联配置的二极管把电流接过来直到电流通过零点。这样，将保留断开周期中的剩余片刻时间，其中该二极管并不由第二电子开关短路。然而在该断开周期中，通过该电子开关的电流将基本上线性地减小。在该剩余片刻期间电流，因此损耗相对最小。
为应用固定的起动时间，必须提前知道断开周期的长度。这是对于具有固定开关频率或固定断开周期的开关模式电源的情况。然而也选择提供对于能应用固定起动时间的可变频率和断开周期的情况，以便在所有条件下在该断开周期内保持充分短的状态。但是，在那种情况下，效率增益不是常数。如果希望形成的固定断开周期的长度与开关模式电源的工作条件相关。
本发明特别适合于具有一个变压器的回扫式的所谓自振荡电源(SOPS)。在这种类型的电源中当通过与次级绕组串联的二级管的电流中断时将产生电压瞬变现象，该瞬变电压被反馈从而接通第一电子开关。该瞬变电压确定了断开周期的结束。如果现在用一个MOSFET替代该二极管，所说瞬变电压可再得不到。事实上，当电流通过零点和其符号改变时，不存在任何其他措施使MOSFET保持导通。然而，由于使用固定起动时间，为确保电源的正确工作，瞬变电压保持可利用并不需要采取其他措施。
第二电子开关的固定起动时间可用一个短路电路提供，该短路电路可由指示结束接通周期的信号来触发。
专利号为EP0464246的欧洲专利公开了一种在其次级电路中具有一个变压器以及一个二极管和一个MOSFET并联装置的回扫SOPS。在断开周期终止后MOSFET保持导通一固定时间，以保证在零负载条件下开关频率不变得过分的高。该固定时间不落在断开周期内，但落在断开周期之后。
专利号为5,412,555的美国专利也公开了一种在其次级电路中具有一个变压器以及一个二极管和一第二电子开关并联装置的回扫变换器。一二进制信号指示是否这里有电流通过该二极管。该信号的前后沿延迟一固定时间。该延迟信号接通和断开该第二电子开关。后沿的固定延时在断开周期中不出现，但在断开周期后出现，正像在所说的欧洲专利EP0464246中那样，用于保证在零-负载条件下开关频率不过份地高。
本发明适合于具有同步整流的开关模式电源的所有结构类型，例如反向变换器，正向变换器，在各种电气应用中有或无绝缘变压器的反向-提升变换器，例如可充电的电动剃刀，牙刷，通信设备，视频设备，音频设备以及计算机设备。
以下将参照附图描述和说明本发明的这些和其他的方面，其中：
图1表示一个自振荡电源的布局；
图2A，2B和2C表示为图1电源特点的某些信号波形；
图3更详细地表示图2B的信号的波形图；
图4为用在图1电源中的一短路电路的电路图；
图5表示包括按本发明的开关模式电源的可充电电动剃刀的部分电路图；
图6表示按本发明的具有同步整流的开关模式电源的一个实施例；以及
图7表示包括按本发明的开关模式电源的可充电电动剃刀。
在图中相同功能或用途的部件参考号数相同，
图1，作为例子，表示能应用本发明原理的一种自振荡电源(SOPS)的布局，但是将由以下例子所说明的那样，此原理也可应用到其他类型的开关模式电源。该电源具有一个变压器2，它包括一个初级绕组4和一个次级绕组6，匝数比为n∶1，绕组方向由一个点指示。初级绕组4连接到第一电源端12和第二电源端14，一个直流电压Ui通过一电子开关和一检测电阻10加到该第二电源端14。次级绕组6连接到通过一二极管16加电的负载，作为例子，该负载是一个可再充电的电池B。电子开关8由一控制块CTRL进行控制。
该电源工作如下。在一个周期的开始，电子开关8闭合。直流电压Ui出现在初级绕组4的两端。现在如图2A所说明的那样，在接通周期ti，一个线性增加的电流Ip开始流经该初级绕组4。该初级电流Ip在该检测电阻10两端产生一个增加的电压，由控制块CTRL测量这个电压。当这个增加的电压超过一给走阈值，即超过初级电流Ip的给定峰值时，控制块CTRL再次打开电子开关8。在接通周期期间，也称初级间隔期间，一个电压Ui/n出现在次级绕组两端。二极管16按这样一种方式架空，即无次级电流Is流过次级绕组6，在接通周期ti，二极管16两端的总电压被表示在图2C中并等于Ui/n+Ub，这里Ub是电池B两端的电压。在打开电子开关8之后，变压器2的绕组两端的电压反向，同时一个次级电流Is开始流过二极管16和电池B。现在二极管16两端的电压Uα等于正向电压降Uf。如在图2B中所示那样在断开周期To，次级电流Is线性减小。一旦次级电流ΔIs变为零，二极管16截止，由此二极管电压Ud再次增加。该电压的增加是一个指示，指示控制块CTRL再次闭合电子开关8，之后将开始一新的周期。
二极管16两端的电压降Uf近似为0.7V。相对于数伏的电池电压这不再是可以忽略的。因为充电电流可以在二极管16中产生相当大的损耗。这些损耗通过用低内阻的同步整流器替代该二极管16来避免。该同步整流器基本上是一个低内阻的晶体管开关，通常是一个MOSFET，它执行二极管的功能。该晶体管开关在该二极管导通瞬间接通，而在该二极管再次截止瞬间断开。与使用二极管的情况相比，由于晶体管开关的两端的电压降越少，这个损耗也就越小。
理论上，当次级电流全部流过晶体管开关而不流过二极管时损耗最小。
但是，在实际上，控制晶体管开关是有些困难的，特别是对其定时。为安全起见，通常保留二极管而晶体管开关同该二极管并联连接。如果晶体管开关发生故障，则尚有二极管保证正确工作。如果晶体管开关是一个MOSFET，则MOSFET的内部体二极管起整流器二极管作用而无需外部二极管。
同二极管16并联的电子开关在断开同期To开始之后，最好在该电子开关8刚断开之后尽可能快地应当接通。实际上为得到适用于该目的信号是相当简单的。电压Ud(参见图2c)的负的运转中的边缘就是这种信号。检测通过二极管16b的电流变为零的瞬间是更加困难。当一个导通的MOSFET被配置成同二极管16并联时，该二极管和MOSFET的并联装置两端的电压将不再呈现任何瞬态现象。如果这时次级电流Is通过零点。还有可能通过监视流过MOSFET的电流检测零交叉。在除回扫SOPS的另外的结构中，可能回复初级电路中的电子开关和次级电路中的同步二极管的更准确定时的直接控制，注意转换次数彼此不交叠。
按照本发明，同二极管16并联的电子开关在断开周期To开始之后但在次级电流Is通过零点之前的固定瞬间断开。这样次级电流Is在该断开周期To的一部分期间通过该电子开关流动，并在该周期的余部通过二极管16。结果，同理论上可达到的相比，损耗将增加，然而这种增加并不显著。图3再次表示下降的次级电流Is。在断开周期to，电流从值h下降到值零。已划分断开周期to，使得它包括例如选为等于3/4to的一固定启动时间tf。在区间tf中电流从h下降到hl。在剩余的1/4to时间里，电流从h1下降到零。二极管16中的损耗正比于三角形的面积，其一个侧边代表电流下降，而另一侧边代表电流下降期间经过的时间。因为h1＝1/4h，三角形A的面积为总面积的1/16。这意味着，在1/4to时间内仅呈现约6％的损耗。通过仅对断开周期的75％启动该电子开关，约得到94％的可得到的收益。
为使用该固定的启动时间tf，务必知道该断开周期to有多长。在具有固定频率或固定断开周期的开关模式电源中这是知道的，但如果不是这种情况，该固定的启动时间可选择得如此的短，使得在所有条件下，在该断开周期结束前断开该电子开关。
图4更详细地表示图1中所示电路装置的次级电路的图。二极管16用其栅极由一单触发电路(one-shot)OS驱动的-MOSFET18旁路。在次级绕组6和二极管16之间的结点20上的交流电压用于触发一单触发电路OS，以及还用来对该一单触发电路OS产生电源电压Vcc。在结点20上的交流电压的信号波形接近图2C中所示的波形，电池B和二极管16之间的结点连接到信号地点22。在结点20上的正电压受串接在结点20和接地点22之间的电阻24和齐纳二极管26的限制。齐纳二极管26两端的受限的正的电压瞬变由一PNP晶体管28和一电容30调整。晶体管28的基极连接到电阻24和齐纳二极管26间的结点。电容器30连接在晶体管28的发射极和接地点22之间。电容器两端的电压Vcc作为电源并在电源端34可获得。晶体管28的收集极通过二极管32连接到结点20。该二极管32防止晶体管28在该结点上的电压相对接地点22为负时导通。用于产生电源电压Vcc的目前的电路是稳定的，并且几乎不依赖于初级绕组两端的直流电压Ui。这就导至一个固定的电压激励MOSFET18的栅极，由此导至MOSFET18的固定的导通电阻。
单触发电路OS包括一个NPN晶体管36，其发射极连接到接地点22。晶体管36的收集极通过电阻38以及同该电阻并联的二极管40连接到电源端34。电容器42连接在晶体管36的收集极和齐纳二极管26与电阻24之间的结点间。单触发电路OS还包括-NPN晶体管44，其发射极连接到接地点22，其收集极通过电阻46连接到电源端34，以及其基极通过电阻48连接到电源端34。该晶体管36的基极通过电阻50以及同该电阻并联的加速电容器52连接到晶体管44的收集极。晶体管44的基极通过电容器54连接到晶体管36的收集极。此外，晶体管44的收集极连接到NPN晶体管56的基极，该晶体管56的收集极连接到电源端34，而其发射极连接到MOSFET18的栅极。二极管58同晶体管56的基-发结反并联，从而防止该结在该晶体管56的基极上负信号瞬变情况下击穿。
单触发电路OS是边缘触发的，而不是电压触发的。这就防止了单触发电路因MOSFET18的截止同时由二极管16接过电流造成电压瞬变而重新触发。在接通周期ti，单触发电路OS是处于休闲状态，晶体管44导通，因其基极电压经由电阻48而为正，以及晶体管36截止，因为由于晶体管44的导通，其基极电压基本上等于地电位。齐纳二极管26两端的负的电压瞬变通过电容42传递并将晶体管36的收集极拉到更负的电压。该负电压瞬变通过电容器54传递到晶体管44的基极，由此最后所述的晶体管变成截止。结果，晶体管44的收集极电压上升，同时晶体管36被激励而导通。晶体管44的高的收集极电压由晶体管56传递到MOSFET18的栅极，由此MOSFET导通。由于正反馈，晶体管36和44的导通状态变化甚快。这种转换状态将维持，直到电容器54已经由电阻48被充电，以致晶体管44再次导通，而晶体管36再次截止。晶体管44的收集极电压再次变低，而同时MOSFET18将再次截止。结点20上的附带电压瞬变对单触发电路OS不存在影响，这是因为该电压瞬变的幅度太小，以致不能截止晶体管44。在当二极管16截止时，在断开周期to的结束处，结点20上有正电压瞬变情况下，二极管40将防止晶体管36的收集极电压达到超过电源电压Vcc。
图5表示用在有可再充电电池的电动剃刀中的图4的电路。该电路基本上与图4的相同。已增加了一个电动机M和一个开关SW，它们串接在电池两端，电动机M连接到电池B的正端，开关SW连接到电池B的负端，也就是连接到接地端22，此外增加一个NPN晶体管60，其发射极连接到接地端22，收集极通过电阻62连接到电源端34，而其基极通过电阻64连接到开关SW和电动机M间的结点。此外，电阻66与电阻48串联并由-PNP晶体管旁路，该晶体管发射极连接到电源端34，而其基极连接到晶体管60的收集极。当开关SW打开而电动机不能旋转时，与电阻64一起的电动机M对晶体管60基极起上拉电阻的作用。之后晶体管60的导通，由此PNP晶体管68也导通，而电阻66被短路。现在单触发电路OS具有一个小的时间常数，MOSFET18的固定启动时间tf比较地短。当开关SW关闭时，电动机M旋转，晶体管60和68都不导通，电阻66不短路。则单触发电路OS具有大的时间常数，MOSFET18的固定启动时间tf较长。这适合于在不同的电源工作条件下，即电动机M接通或电动机M断开的情况下，允许不同的断开周期to。
具有固定时间控制的同步整流并不限于图1中所示的结构，而是可以应用使用同步整流器的任何结构，包括并联的二级管和电子开关，并且可使用在有或无绝缘变压器的方向，回扫和反向提升(Bud-boost)结构中。用所述方法图6表示一个具有一个变压器的正向变换器，变压器72具有其初级绕组70，连接到正电源端76和负电源端78，输入电压Ui通过电子开关74加到初级绕组，电子开关74连接在初级绕组70和负电源端78之间，变压器72的次级绕组80一端通过电子开关82连接到负电源端78，另一端通过电感元件84连接到端点86。次级绕组80的另一端还通过一个二极管88以及与该二极管并联的电子开关90连接到负电源端78。被供给能量的负载92连接到端点86和负电源端78。负载92两端的电压施加到用控制信号DS同时断开或接通电子开关74和82的脉宽调制器PWM。该控制信号DS的后沿触发按类似于图4电路中使用的方式驱动电子开关90接通的单触发电路OS。
按本发明的电源电路适合于具有再充电电池的电气器具，例如NiCa或NiMH电池，它们从主电压充电。图7作为例子表示有外壳H的一种电动剃刀，它装有标志PS的电源电路，再充电电池B和电动机M。电动机驱动电动剃刀头SH，并借助开关SW来操纵。

Claims (8)

1、一种开关模式电源包括：一电感元件(2)；一第一电子开关(8)，连接到该电感元件(2)，使得在一接通周期使电流通过该电感元件(2)流动，其中第一电子开关(8)是接通的；以及二极管(16)和一第二电子开关(18)的并联装置，也连接到该电感元件(2)，使得在一断开周期使电流通过该电感元件(2)流动，其中该第一电子开关(8)是断开的，其特征在于该开关模式电源包括装置(OS)，用于在一固定启动时间期间的断开周期断开该第二电子开关(18)，该固定启动时间的长度小于该断开周期的长度并与该断开周期的长度无关。
2、如权利要求1的一种开关模式电源，其特征在于该装置包括一单触发电路(OS)，由指示接通周期结束的一个信号触发。
3、如权利要求2的一种开关模式电源，其特征在于该开关模式电源是包括一个变压器的回扫变换器，变压器的初级绕组(4)同第一电子开关(8)串联以接收电源电压，其次级绕组(6)连接到经由所说并联装置(16，18)供给能量的负载(B)。
4、如权利要求3的一种开关模式电源，其特征在于该电源还包括装置(66，68)，用于提供固定启动时间的长度。
5、如权利要求4的开关模式电源，其特征在于负载包括可再充电电池(B)和用于将一功耗器件(M)连接到该电池(B)的装置(SW)，该装置(SW)用于连接启动装置(66，68)的功耗器件(M)，以便调整时间长度(60，62，64)。
6、如权利要求2的一种开关模式电源，其特征在于单触发电路(OS)包括：
一第一晶体管(36)和一第二晶体管(44)，其第一主电极连接到第一电源端(22)，第二主电极分别通过第一电阻(38)和第二电阻(46)连接到第二电源端(34)，第一晶体管(36)的控制电极通过第三电阻(50)连接到第二晶体管(44)的第二主电极，而该第二晶体管(44)的控制电极通过第四电阻(48)连接到第二电源端(34)，并通过第一电容器(54)连接到该第一晶体管(36)的第二主电极，以及一第二电容器(42)用于将该第一晶体管(36)的第二主电极连接到一个触发信号。
7、如权利要求3的一种开关模式电源，还包括：一电阻(24)，将一齐纳二极管(26)连接到次级绕组(6)和并联装置(16，18)之间的一结点(20)，一晶体管(28)的控制电极连接到齐纳二极管(26)，其第一主电极连接到一个缓冲电容器(30)，而第二主电极通过一二极管连接到结点(20)。
8、一个电动剃刀系统包括电动剃刀(H)，它包括一个可再充电的电池(B)，一电气负载(M)，一开关(SW)，用于将电动机(M)连接到电池(B)，以及如在任一上面权利要求中所要求那样的开关模式电源(PS)，用于对至少电池(B)和/或负载(M)提供能量。
CN99800444A 1998-02-03 1999-01-25 具有同步整流的开关电压转换器 Pending CN1262808A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP98200306.3 1998-02-03
EP98200306 1998-02-03

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN1262808A true CN1262808A (zh) 2000-08-09

Family

ID=8233353

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN99800444A Pending CN1262808A (zh) 1998-02-03 1999-01-25 具有同步整流的开关电压转换器

Country Status (5)

Country Link
US (1) US6016261A (zh)
EP (1) EP0985263A1 (zh)
JP (1) JP2001519999A (zh)
CN (1) CN1262808A (zh)
WO (1) WO1999040675A1 (zh)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7269034B2 (en) 1997-01-24 2007-09-11 Synqor, Inc. High efficiency power converter
US7272021B2 (en) * 1997-01-24 2007-09-18 Synqor, Inc. Power converter with isolated and regulated stages
JP2004336943A (ja) * 2003-05-09 2004-11-25 Canon Inc 電力変換器
EP1983639A1 (en) * 2007-04-20 2008-10-22 Thomson Licensing Switched mode power supply comprising a rectifier circuit
CN101567636B (zh) * 2009-06-08 2011-04-13 英飞特电子（杭州）有限公司 一种电流控制同步整流驱动电路
US10199950B1 (en) 2013-07-02 2019-02-05 Vlt, Inc. Power distribution architecture with series-connected bus converter

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4870555A (en) * 1988-10-14 1989-09-26 Compaq Computer Corporation High-efficiency DC-to-DC power supply with synchronous rectification
JPH0734653B2 (ja) * 1989-09-05 1995-04-12 九州大学長 電源装置
ES2069632T3 (es) * 1990-07-04 1995-05-16 Siemens Ag Disposicion de circuito para una fuente de alimentacion de conexion de convertidor de bloqueo que oscila libremente.
US5412555A (en) * 1991-03-26 1995-05-02 Ricoh Company, Ltd. Self-oscillating DC-DC Converter with zero voltage switching
ES2040171B1 (es) * 1991-12-31 1994-05-01 Alcatel Standard Electrica Sistema de rectificacion para convertidores conmutados de tension no resonantes.
FI94687C (fi) * 1993-09-22 1995-10-10 Nokia Telecommunications Oy Flyback-tyyppinen hakkuriteholähde
US5768118A (en) * 1996-05-01 1998-06-16 Compaq Computer Corporation Reciprocating converter
EP0846362B1 (en) * 1996-06-21 2003-09-17 Koninklijke Philips Electronics N.V. Power supply system for an apparatus with rechargeable batteries
US5781420A (en) * 1996-07-18 1998-07-14 International Power Devices, Inc. Single ended forward DC-to-DC converter providing enhanced resetting for synchronous rectification

Also Published As

Publication number Publication date
US6016261A (en) 2000-01-18
EP0985263A1 (en) 2000-03-15
JP2001519999A (ja) 2001-10-23
WO1999040675A1 (en) 1999-08-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US6980441B2 (en) Circuit and method for controlling a synchronous rectifier in a power converter
US7224590B2 (en) Forward converter with synchronous rectifier and reverse current control
US8064231B2 (en) Short circuit protection circuit for a pulse width modulation (PWM) unit
CN100412741C (zh) 开关装置驱动设备及采用该驱动设备的dc/dc变流器
US4965709A (en) Switching converter with pseudo-resonant DC link
CN101202509B (zh) 用于回扫功率转换器的同步整流电路及其方法
CN101257257B (zh) 离线同步切换调节器
US6169675B1 (en) DC/DC converter with improved operation of plural parallel synchronous rectifiers
US4524412A (en) Peak current controlled converter with additional current threshold control level to limit current tailout during overload conditions
JPH0832162B2 (ja) 直流−直流変換器及び直流−直流変換方法
TW200406977A (en) DC-DC converter
US6205036B1 (en) Energy transfer unit, charge unit, and power supply unit
JP2514872B2 (ja) 直流電源装置
US6396719B2 (en) Dc-to-dc converter
US6580626B2 (en) Switching power supply
US7009850B2 (en) Soft switching converter using current shaping
CN1326260A (zh) 具有同步功率转换的电源
CN1262808A (zh) 具有同步整流的开关电压转换器
JP2003244946A (ja) 同期整流回路及び電源装置
JP4352319B2 (ja) 電源供給装置
US6661209B2 (en) Leading edge modulator for post regulation of multiple output voltage power supplies
US7050310B2 (en) Synchronous rectification circuit with dead time regulation
CN114050710B (zh) 一种开关电源电路
CN217282898U (zh) 一种脉宽可调的同步驱动mosfet电子开关
JP2003052166A (ja) スイッチング電源回路

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
AD01 Patent right deemed abandoned
C20 Patent right or utility model deemed to be abandoned or is abandoned