DE2223793A1

DE2223793A1 - Gleichrichterschaltung

Info

Publication number: DE2223793A1
Application number: DE19722223793
Authority: DE
Inventors: Gregory Justice
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: HP Inc
Priority date: 1971-05-18
Filing date: 1972-05-16
Publication date: 1973-02-15
Also published as: FR2138103B1; GB1394736A; DE2248937B2; DE2248938A1; FR2138103A1; JPS5316494B1; DE2248937A1

Description

Hewlett-Packard Comp.

1501 Page Mill Road

Palo Alto

California 94304

Case 648 9. Mai 1972

GLEICHRICHTER-BRÜCKENSCHALTUNG

Die Erfindung betrifft eine Gleichrichter-Brückenschaltung mit vier Brückenarmen mit je einer Diode, zwei Eingangsklemmen, welche die Brücke mit der Eingangs-Wechselspannung verbinden und zwei Ausgangsklemmen.

Bei der elektrischen Stromversorgung ist eine wirksame Umsetzung von Wechselstrom in Gleichstrom schwierig, wenn der primäre Leistungseingang sinusförmig ist und eine niedrige Frequenz hat, beispielsweise mit der Netzfrequenz von 50 Hz oder 60 Hz arbeitet. Es sind größere Filterdrosseln erforderlich, um Spitzenströme minimal zu halten, und man braucht große Filterkondensatoren, um die Ausgangslast während den KommutierungsIntervallen der Eingangswelle aufrechtzuerhalten. Es wird eine wesentliche Verbesserung bezüglich der Größe und des Gewichtes erreicht, wenn die Primärwicklung mehrphasig ist, so daß der Eingang für den Filterabschnitt niemals auf Null abfällt; derartige mehrphasige Stromversorgungen sind jedoch teurer.

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Bei elektronischen Einrichtungen mit Transistoren und integrierten Schaltkreisen werden Stromversorgungen verwendet, um verschiedene Gleichstrompegel abzugeben, die für die elektronischen Schaltkreise benötigt werden. Beispielsweise kann ein typischer Rechner — 2 V bis — 30 V und 1/2 A bis 60 A erfordern. Diese Stromversorgungen müssen gutgeregelte Ausgangsspannungspegel unabhängig von den beträchtlichen Änderungen in der Ausgangsleitung und Last aufweisen. Herkömmliche Stromversorgungsquellen für diese Aufgaben sind relativ groß, und dies beruht in erster Linie auf dem Gewicht und der Größe der Leistungstransformatoren, Filterdrosseln und Kondensatoren.

Bei einer solchen Stromversorgung wird angestrebt, daß eine ausreichende Energiemenge gespeichert wird, um den Betrieb des Rechners für eine Zeitperiode zu betreiben, nachdem die Wechselspannung ausgefallen ist, so daß der Rechner sein Abschlußprogramm durchführen kann.

Da die Energie einfacher in einem Kondensator mit hoher Spannung als mit niedriger Spannung gespeichert werden

kann (E = 1/2 CU ) und da der Wirkungsgrad der nachfolgenden Umsetzung in Wechselstrom größer ist, wenn er bei eixiem Gleichspannungspegel ausgeführt wird, wird die Verwendung eines kommutierenden Vorreglers angestrebt, der eine hohe Ausgangsgleichspannung abgibt. Derartige Vorregler können

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nicht leicht an den Betrieb bei 115 V und 230 V Wechselspannung angepaßt werden, ohne einen Kompromiß zwischen den Betriebsverhalten und der Größe zu schließen. Beispielsweise ergibt der Betrieb bei einer Eingangsspannung beträchtliche Änderungen in der Ausgangsgleichspannung, der Impedanz und der Brummspannung im Vergleich zum Betrieb bei einer anderen Eingangsspannung. Es kann ein Eingangskondensator und eine Spannungsverdopplerbrücke verwendet werden, um diese Probleme im wesentlichen zu eliminieren. Jedoch verhindern die hohen Ladeströme für den Kondensator die Verwendung von Halbleiterschaltern wie Thyristoren zum Zwecke der Regelung der Ausgangsspannung, es sei denn, bei sehr geringen Leistungen. Die Verwendung von Drosseln zur Begrenzung solcher Ströme führt wiederum zu den vorgenannten betriebsmäßigen Beschränkungen und Kompromissen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Gleicht: ich ter-Brückenschaltung zu schaffen, welche die vorgenannten Nachteile vermeidet.

Ausgehend von einer Gleichrichterbrückenschaltung der eingangs genannten Gattung wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die beiden Ausgangsklemmen mit einer Schleifenschaltung verbunden sind, diese die Reihenschaltung einer Induktivität und eines Kondensators aufweist, die Induktivität mit einer Ausgangsklemme und der Kondensator mit der anderen-Ausgangsklemme verbunden ist,

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eine Filterschaltung durch eine Einrichtung mit der Induktivität verbunden ist und eine Spannung von der Induktivität ableitet, die zu der Spannung am Kondensator zur Zufuhr zum Filter addiert ist. Mit dieser Schaltung kann Wechselstrom in Gleichstrom umgesetzt werden, und zwar kommen Eingangswechselspannungen von beispielsweise 60 Hz und 115 V oder 230 V in Frage, die in niedrigere Spannungen und hohe Gleichströme wirksam umgesetzt werden. Die Schaltung nach der Erfindung zeichnet sich durch einen hohen Wirkungsgrad unabhängig von Leitungsoder Lastschwankungen, einer geringen Verlustleistung und daher dem für entsprechende Kühlung angemessenen Volumen aus. Die Gleichrichtung der Netzspannung im Vorregler erfolgt ohne Transformatorisolierung durch die Verwendung einer Brückenschaltung mit vier Dioden, wobei zwei der Dioden Thyristoren sind, und die Brücke hat eine Induktivität in der Ausgangsschleife, um die Strompegel auf sicheren Werten für den ordnungsgemäßen Betrieb der Halbleiterschalter zu halten. Die Thyristoren werden derart gesteuert, daß eine geregelte Ausgangsgleichspannung aufrechterhalten wird, die von Leitungsund Lastschwankungen unabhängig ist.

Die Ausgangsspannung der Gleichrichter-Brückenschaltung wird in Rechteck-Wechselspannung mit einer Frequenz umgesetzt, die wesentlich höher ist als die Frequenz der Ver-

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sorgungsspannung durch ein Paar Umsetzer-Schaltkreise, die gegeneinander um 90 phasenversetzt betrieben werden. Die Isolation von der Eingangsleitung wird durch Transformatoren erhalten, die die Spannung auch auf einen geeigneten Wert für die nachfolgenden Gleichrichterschaltungen herabsetzt. Die Ausgangs-Rechteckspannung hoher Frequenz von den Umkehr-Transformatoren wird durch eine Ausgangs-Gleichrichterschaltung auf die gewünschten Gleichspannungs-Ausgangspegel gebracht, und der Zeitraum zwischen Halbperioden der Rechteckausgangsspannung des einen Umkehrtransformators ist durch die Halbperiode der Rechteck-Ausgangsspannung des anderen Umkehrtransformators überlappt. Auf diese Weise wird das Kommutierungsintervall des einen Rechteckausgangs durch den

überlappt Rechteckausgang des anderen Umkehrtransformator sT und vice versa. Dadurch wird die Verwendung großer Filterschaltungen vermieden.

Es ist eine Steuerschaltung vorgesehen, um die Einschaltung der Thyristoren zu steuern und dadurch den Pegel der Ausgangsspannung der Brückenschaltung zu regeln und damit auch die Ausgangsspannungspegel der Stromversorgung zu regeln.

Der Vorregler kann entweder mit 115 V oder 230 V betrieben werden, um eine Ausgangsgleichspannung in der einen Be-

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triebsart abzugeben, die sich im wesentlichen nicht von der Ausgangsspannung in der anderen Betriebsart unterscheidet. Dies erfolgt in einer Gleichrichterbrücke durch die Verwendung eines Paares von Induktivitäten und eines Paares von Kapazitäten, die in einer geschlossenen Schleife in Reihe geschaltet sind zwischen den Ausgangsklemmen der Brücke, wobei die beiden Induktivitäten mit den Klemmen verbunden sind und wechselseitig gekoppelt sind. Es ist eine Schaltung zur Verbindung der Verbindungsstelle der beiden Kapazitäten mit einer Eingangsklemme der Brücke zum Betrieb bei der tieferen Eingangsspannung und zur Trennung der Schaltkreisverbindung für den Betrieb bei der höheren Eingangsspannung vorgesehen. Wegen der Gegeninduktivität der Induktivitäten wird eine Spannungsverdopplung erreicht. Die Schaltung arbeitet daher als ein Spannungsverdoppler bei niedrigen Spannungen und als eine herkömmliche Gleichrichterbrücke bei hohen Eingangsspannungen .

Um die Größe und das Gewicht der Induktivitäten in der Gleichrichterbrücke herabzusetzen, ist es oft wünschenswert, einen Induktivitätswert zu verwenden, der wesentlich unter dem kritischen Wert für L liegt und zu einer höheren Amplitude der Brummspannung führt. Um die Brummspannungsamplitude herabzusetzen, wird eine neue Schaltung vorgesehen, um die Brummspannungsfrequenz zu verdoppeln ohne

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_ *7 —

die von Spitze zu Spitze gemessenen Amplituden zu erhöhen, so daß ein Filter mit kleinerer Größe angeschlossen werden kann, um die Amplitude der Ausgangsbrummspannung wesentlich herabzusetzen.

Zusätzlich wird ein neuer Zeitgeber für einen gesteuerten Schalter, beispielsweise die Thyristoren, vorgesehen, und dieser Zeitgeber weist eine Einrichtung auf, um ein Steuersignal für die Thyristoren in der Vorregler-Brückenschaltung zu erzeugen, so daß der Durchschnittswert der Ausgangsspannung der Thyristorenbrücke konstant bleibt, und zwar unabhängig von den Amplitudenschwankungen der Eingangsspannung .

Um die Leistung zu erhalten wird eine neue Art einer Darlington-Schaltung im Regler verwendet, der in dem einen Ausgang der Stromversorgung vorgesehen ist. Dabei wird der Leistungstransistor in der Sättigung betrieben und der Treibertransistor für ein Leistungstransistor bleibt außerhalb des Sättigungsbereiches, statt der umgekehrten Anordnung bei der herkömmlichen Darlington-Schaltung.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand der Fig. 1 bis 11 erläutert.

Gemäß Fig. 1 weist die Stromversorgung einen Vorregler

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auf, der eine Gleichrichterbrücke enthält, die an eine Leitung 12 zur Abgabe einer Spannung von 115 V oder 230 V mit 60 Hz angeschlossen ist und eine Ausgangsgleichspannung von beispielsweise 160 V abgibt. 'Die Brücke weist zwei Thyristoren und zwei Dioden sowie eine Induktivität und eine Kapazität in der Ausgangsschleifenschaltung auf. Eine Schaltung II¹ steuert bzw. regelt die Einschaltzeit der Thyristoren in Abhängigkeit von dem Pegel der Versorgungsausgangsspannung und regelt daher den Gleichspannungsausgangspegel in dem Vorregler-Schaltkreis. Zusätzlich sind zwei andere Steuerfunktionen in der Thyristorregelschaltung II¹ vorgesehen; einerseits werden Schwankungen in der Eingangsspannung durch Änderung der Schaltzeit der Thyristoren entsprechend der Eingangsspannung ausgeglichen und andererseits werden Schwankungen des Laststromes durch Änderung der Thyristor-Einschaltzeit ausgeglichen.

Die Ausgangsspannung des Vorreglers 11 wird an ein Paar Umkehrschaltkreise 13 und 14 geleitet, die jeweils eine Gleichspannungs-Eingangsspannung in eine Rechteck-Ausgangsspannung mit einer Frequenz umsetzen, die wesentlich höher als 60 Hz ist und beispielsweise bei 800 Hz liegt, wie durch den Taktgeber 15 bestimmt wird. Die Rechteckspannungen an den Ausgängen der beiden Umkehrschaltungen sind phasenmäßig um 90° versetzt, so daß die eine HaIb-

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welle das Kommutierungszeitintervall der anderen überlappt, bzw. umgekehrt.

Diese beiden Ausgangsspannungen der Umkehrschaltungen werden dann in die gewünschten Pegel der Ausgangs-Gleichspannungen durch einen Gleichrichter 16 mit einem Paar Transformatoren 17, 18 umgesetzt. Eine dieser Spannungen wird auf einen anderen Spannungspegel durch eine Pegelschaltung 19 umgesetzt, die mit 20 kHz schaltet, und die andere Spannung wird auf einen anderen Ausgangspegel durch einen Reihen-Nebenschluß-Regler 19' umgesetzt. Eine den Magnetfluß 20 erfassende Schaltung ist mit dem Transformator 17, 18 verbunden und überträgt ein auf die Flußänderung für den Vorregler bezogenes Signal zur Steuerung der Einschaltzeit des Thyristors und regelt damit den Fluß in den Transformatoren 17, 18. Eine getrennte Leistungsquelle 21 gibt die für die Schaltung erforderlichen Spannungen ab.

Gemäß Fig. 2 weist der Vorregler eine Thyristorbrücke auf, die an die Versorgungsleitung angeschlossen ist und 115 V oder 230 V Wechselspannung betragen kann. Wegen der hohen Ströme sind zwei Sicherungen Fl und F2 vorgesehen. In der Leitung ist ein Filter 31 vorgesehen, um gegen Übergangsspannungen hoher Frequenz zu schützen, die von der Thyristorbrückenschaltung in das Netz zurückgespeist werden und um eine Unterbrechung der Versorgung zu verhindern. Wegen den

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hohen Stromwerten wird ein Relaisschalter 32 verwendet, um die Speisung für das System sicherzustellen. Die Kondensatoren Cl, C2 und C2¹ sind vorgesehen, um in der Brückenschleife Stromspitzen aufzunehmen, die beim Schalten der Thyristoren auftreten.

Die Brückenschaltung weist zwei Thyristoren Dl und D2 in den beiden Armen auf, die mit der einen Seite 33 der Eingangsleitung verbunden sind, sowie zwei Dioden D3 und D4 in den beiden anderen mit der anderen Seite 34 der anderen Eingangsleitung verbundenen Arme. Die Ausgangsklemmen 35 und 36 der Brücke sind über eine erste Induktivität Ll, zwei seriell verbundene Kondensatoren C3 und C4 und eine zweite Induktivität L2 verbunden, wobei die Wicklungen der beiden Induktivitäten auf dem gleichen Kern aufgewickelt sind, so daß sie wechselweise gekoppelt und in der Schleife 35, 41, 43, 36 und 34 wirksam sind. Eine Verbindung 37 und 30 ist vorgesehen, damit die Brückenklemme 34 für die untere Eingangsspannung mit der Verbindung der beiden Kondensatoren C3 und C4 zum Betrieb mit 115 V angeschlossen werden kann. Für den Betrieb bei 230 V wird die Verbindung 37 unterbrochen.

Der Betrieb dieser Brückenschaltung spielt sich ohne die Verbindung 37 also für den Betrieb mit 230 V folgendermaßen ab:

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Während der positiven Halbwelle wird der Thyristor D2
durch einen Im uls am Gitter 38 über die Gitterregelschaltung mit dem Transformator Tl eingeschaltet und der
Strom fließt durch die Diode D2, die Induktivität Ll, die
Kondensatoren C3 und C4, die Induktivität L2 und die Diode
D3 zur anderen Seite der Leitung. Wegen der Kopplung der
Gegeninduktivität ist die Induktivität in der Schleife
ungefähr viermal so groß wie die Induktivität der einzelnen Spulen. Wenn die Gleichrichterbrücke als Steuerschaltung,
also ohne Rückkopplung, arbeitet, erscheint auf der Leitung 39 eine Doppelwellenspannung mit einem Gleichspannungswert, der 0,636 mal so groß wie die Spannungsspitze der Eingangsspannung d.h. ungefähr 206 V bei 230 V Eingangsspannung
ist, wenn die Thyristoren beim Beginn jeder Halbperiode
eingeschaltet werden. Der Zündwinkel wird durch den Regelkreis 11' derart eingestellt, daß der Ausgang auf einer
Gleichspannung von 160 V gehalten wird.

Für den Betrieb mit 115 V Eingangsspannung wird durch diese Brückenschaltung ein Spannungsverdoppler gebildet. Die Verbindung 37 wird hergestellt und während der positiven Halbwelle des Eingagssignales wird die Stromschleife durch den
Thyristor T2, die Induktivität Ll, den Kondensator C3 zu
der Klemme 34 für die niedrige Spannung über die Verbindung 37 der Brücke geschlossen. Für die negative Halbwelle wird
der Schaltkreis von der Leitung 34 über den Kondensator C4,

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die Induktivität L2 und den Thyristor Dl zu der oberen Seite der Leitung geschlossen. Während derjenigen Zeit, in welcher der Strom durch den Kondensator C3 fließt, tritt der Spannungsabfall an der Induktivität L 1 auch an der Induktivität L2 wegen der gegenseitigen Kopplung auf und diese Spannung sperrt den Thyristor Dl und die Diode D3, so daß kein Strom in der Induktivität L2 während der positiven Halbwelle fließen kann. Während der negativen Halbwelle leitet der Thyristor Dl den Strom durch die Induktivität L2 und lädt den Kondensator C4 auf und der Spannungsabfall an der Induktivität L2 tritt an der Induktivität Ll und sperrt den Thyristor D2 und die Diode D4.

Die in einer Induktivität während einer Halbwe Ie gespeicherte Energie wird an die andere Wicklung wegen der Gegeninduktivität während der nächsten Halbwelle übertragen, so daß der Strom in der anderen Induktivität auf einen Wert steigt, der zweimal so groß ist wie bei dem Betrieb der Brücke, bei 230 V Eingangsspannung. Daher tritt eine erzwungene Spannungsverdopplung in der Eingangsleitung für 115 V auf und die Ausgangsleitung 39 wird auf dem geregelten Pegel von 160 V gehalten.

Damit der Strom in der Ausgangsschleife der Brücke niemals während der Kommutierungsintervalle auf Null abfällt, wenn

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die Eingangswellenform die Polarität wechselt, müssen die Induktivitäten Ll und L2 derart bemessen sein, daß die in jeder Induktivität gespeicherte Energie ausreicht, um den Stromfluß während der Halbwelle aufrechtzuerhalten, wenn dem entsprechenden Kondensator von der Versorungsleitung kein Strom zugeführt wird.

Für jeden gegebenen Wert des Lastwiderstandes kann ein Wert für die kritische Induktivität angegeben werden, um den kontinuierlichen Stromfluß aufrechtzuerhalten. Wegen der hohen Anforderungen bezüglich der Spannung und des Stromes erfordert jedoch die Aufrechterhaltung der kritischen Induktivitätswerte für die Induktivität in Ll und L2 eine Transformatoranordnung Ll, L2 von beträchtlichem Gewicht und Ausmaß. Wenn ein kleinerer und leichterer Transformator verwendet wird, fallen die Induktivitätswerte von Ll und L2 unter den kritischen Wert und während der Kummutierungsperioden erlöscht der Strom in den Induktivitäten und der Laststrom wird durch eine Entladung der Kondensatoren C3 und C4 aufrechterhalten, so.daß eine größere Brummspannung am Ausgang 39 auftritt.

Zur Herabsetzung der Brummspannung ist eine Schaltung vorgesehen, welche sowohl die Frequenz der Brummspannung verdoppelt als auch' gleichzeitig den von Spitze zu Spitze gemessenen Wert der Brummspannung herabsetzt, so daß die

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Regelung wesentlich verbessert wird und die herabgesetzte Brummspannung noch die Verwendung der Induktivitäten Ll und L2 mit beträchtlich herabgesetztem Gewicht und Ausmaß gestattet. Diese Schaltung zur Herabsetzung der Brummspannung weist eine Anzapfung 41 in der Induktivität Ll, der Induktivität L3 und Kondensatoren C5 und C6 parallel zurAusgangsleitung auf. Es werden zwei Kondensatoren anstelle nur eines Kondensators verwendet, um einen höheren Kapazitätswert zu erreichen, wobei die beiden Kapazitäten räumlich einfacher eingefügt werden können.

Durch die Anzapfung in der Induktivität Ll wird ein kleines Spannungssignal erhalten, welches die Wellenform an der Klemme 35 wiedergibt, und diese Spannung wird seriell zu der Brummspannung an der Verbindung der Induktivität Ll und des Kondensators C3 hinzuaddiert. Die Phase dieser kleinen Spannung ist derart, daß sie so zu der Brummspannung der Leitung hinzugefügt wird, daß sie sich zu den "Talabschnitten" der Brummspannung mit 125 Hz überlagert. Dadurch ergibt sich eine Wellenform am Ausgang mit einer Frequenz von 240 Hz mit einer von Spitze zu Spitze gemessenen Amplitude, die etwa den gleichen Wert wie die Brummspannung an der Verbindung der Induktivität Ll und des Kondensators C3 hat. Diese Brummspannung höherer Frequenz kann leichter durch die Induktivität L3 gefiltert werden, die wesentlich kleiner ist als die Induktivität, die anderenfalls erforderlich wäre, wenn die Frequenz der Brummspannung 120 Hz betragen würde. Ein parallel

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zur Induktivität L3 geschalteter Widerstand Rl dient dazu, den Wert von Q abzusenken, um Resonanzen zu vermeiden. Daher wird die Wirkung der ungewünschten Brummspannungen auf der Ausgangsleitung durch die Verwendung einer wesentlich kleineren Induktivitätsanordnung Ll, L2 kompensiert, indem die Frequenz der Brummspannung verdoppelt und die von Spitze zu Spitze gemessene Amplitude um einen Faktor von etwa 1 : 4 in der Ausgangsleitung herabgesetzt wird. Durch diese Technik ist es möglich, den Wert der Induktivitäten Ll und L2 von etwa 50 mH auf etwa 7 bis 8 mH herabzusetzen, während die Kondensatoren C3 und C4 mit gleicher Größe beibehalten werden können. Die Induktiviäten Ll und L2 sind derart gewählt, daß sie den Wert des in der Primärwicklung fließenden Spitzenstromes herabsetzen.

Es ist eine Schutzschaltung mit dem Thyristor D5, einem Widerstand R2, Dioden D6 und D7 und Wiederständen R3 und R4 vorgesehen, um die Stromquelle und die Last zu schützen. Die beiden Dioden D6 und D7 haben solche Werte, daß die Schwellwertspannung als obere Grenze ungefähr 180 V beträgt. Sollte die regelmäßig 160 V betragende Spannung auf der Leitung 42 zur Überschreitung des Wertes von 180 V Spannungsabfall an den Dioden D6 und D7 neigen, wird das Gitter des Thyristors D5 eingeschaltet, um die Spannung auf der Ausgangsleitung 42 herabzusetzen. Durch die Wirkung des

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Thyristors D6 wird die Spannung auf der Leitung 42 schnell abgesenkt. Der Widerstand R2 dient dazu, um den Spitzenstrom in der Diode D5 zu begrenzen. Zusätzlich kann das Gitter des Thyristors D5 über die Diode D8 und den Transformator T2 mittels einer Schaltung zur Erfassung der Spannung oder des Stromes im Lastkreis geregelt werden. Zusätzlich zu der Schutzschaltung kann die Brücke auch abgeschaltet werden, indem die Abgabe der Gitterimpulse für die Gitter der Thyristoren Dl und D2 über den Transformator Tl von der Vorregelschaltung unterbrochen wird, wie nachfolgend beschrieben wird.

Die Widerstände R5 und R6 liegen parallel zu den Kondensatoren C3 und C4, um die Kondensatoren in einer vernünftigen Zeitspanne, beispielsweise einer Minute zu entladen, so daß der Schaltkreis nach der Abschaltung sicher betrieben werden kann.

Die Dioden D9 und DlO liegen parallel zu den Kondensatoren C3 und C4. Wegen der Toleranzen der Kapazitäten C3 und C4 kann einer der Kapazitätswerte wesentlich größer als der andere sein. Während daher die Spannung der Ausgangsleitung 42 abgesenkt wird, entlädt sich der kleinere Kondensator viel schneller als der größere und im Ergebnis würde an der Verbindungsstelle der Kondensatoren C3, C4 eine entsprechende Spannung entstehen, wenn die Spannung 0 zwischen

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den Leitungen 42 und 43 erreicht ist. Diese Spannung wird in umgekehrter Richtung an dem kleinsten Kondensator anliegen und die Dioden D9 und DlO sind vorgesehen, um Probleme wegen der Spannungsumkehr an den Kapazitäten zu vermeiden.

Die Ausgangsgleichspannung von 160 V des Vorreglers wird ' an die beiden Umkehrschaltkreise (Fig. 3) weitergeleitet, von denen einer in Fig. 4 dargestellt ist. Diese Umkehrschaltungen erzeugen Rechteckspannungen, welche gegenseitig um 90° phasenverschoben sind. Die Leitung 42 für 160 V ist mit der Klemme 44 und die Leitung 43 ist mit der Klemme 45 über die Umkehrschaltung verbunden. Diese Brückenschaltung weist vier Schalter Ql, Q2, Q3 und Q4 auf, deren Basisanschlüsse mit den Sekundärwicklungen 46, 47, 48 und 49 verbunden sind, die mit der Primärwicklung 51 des Transformators T3 in der Umkehrtreiberschaltung verbunden sind. Die Umkehrtreiberschaltung (Fig. 5) weist ein Paar spezielle Treiberschaltungen auf, wobei die Primärwicklung des Transformators T3 parallel zu deren Ausgängen liegt. Die Treiberimpulse für die Transistoren Q5 und Q6 werden von einem Taktgeber erhalten, der beispielsweise eine Frequenz von 800 Hz abgibt. Wenn der Transistor Q5 eingeschaltet ist, ist der Transistor Q7 abgeschaltet und der Strom fließt durch die Diode DIl und den Kollektor des Transistors Ql nach Masse. Der Transistor Q7 wird

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durch den Spannungsabfall an der Diode abgeschaltet. Wenn der Transistor Q5 abgeschaltet ist, nimmt die Spannung am Kollektor einen höheren Wert an und zieht den Basisanschluß des Transistors Ql hoch, so daß dieser Transistor sich wie ein Emitterfolger verhält und an der linken Seite der Transformatorwicklung 71 ein hohes Potential auftritt. Die beiden (totem pole) Treiberschaltungen arbeiten wechselweise, um die Polarität der Spannung an der Primärwicklung 51 mit 800 Hz umzuschalten und die vier Sekundärwicklungen 46 bis 49 mit der gleichen Frequenz umzuspeisen.

Die Schalter Ql und Q 4 leiten während eines Zeitintervalles der Periode und die beiden anderen Schalter Q2 und Q3 leiten während des anderen Zeitintervalles. Daher tritt im wesentlichen eine Rechteck-Ausgangsspannung mit 800 Hz an den beiden Sekundärwicklungen 52, 53 des Transformators T4 auf. Die Wellenform ist in der Tat keine genaue Rechteckspannung, sondern weist ein sehr kleines Totzeitintervall während der Kommutierungszeit auf, so daß die Transistorpaare Ql, Q2 und Q3, Q4 nicht gleichzeitig eingeschaltet werden, was zu einem Strompfad in der Leitung über die beiden seriell verbundenen Transistoren und damit zu einer ernsthaften Beschädigung führen würde. Die geringfügige Zeitverzögerung wird durch die Taktgeberimpulse für die Transistoren Q5 und Q6 in den Umkehrschaltungen erreicht.

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Es sind zwei Umkehrschaltungen vorgesehen, die um 90 phasenversetzt arbeiten, so daß die Vollwellenausgangsspannung der einen Umkehrschaltung das Totzeitintervall zwischen den beiden Halbwellen der Ausgangsspannung der anderen Umkehrschaltung überlappt. Dies stellt sicher, daß die kombinierte, gleichgerichtete Vollwellenausgangsspannung keine Talabschnitte zwischen jeder Halbperiode aufweist. Wenn man mit einer einzigen Phase arbeiten würde und eine Filterschaltung zum Ausgleichen der Talabschnitte zwischen den Halbperioden vorsehen würde, wären wesentlich größere Kondensatoren aufgrund der hohen für diese Stromversorgung vorgesehenen Ströme erforderlich. Durch das Überlappen der beiden Ausgangsspannungen ist es nicht erforderlich, große Kondensatoren vorzusehen, und es wird ohne Filterung im wesentlichen ein reiner Gleichstrom erhalten. Es gibt nur eine sehr kleine Abstufung in dem Ausgangsspannungspegel, wo jedes Totzeitintervall in der Ausgangsspannung der beiden Umkehrschaltungen auftritt, dies ist jedoch ohne praktische Bedeutung. Durch den Übergang zu diesem Zweiphasensystem anstelle einer Filterschaltung mit hohen Kapazitäten, wird also der Kapazitätsbedarf bei allen Leistungsausgängen und damit das Gewicht und die Größe der Stromversorgung wesentlich herabgesetzt. Obwohl eine zusätzliche Umkehrschaltung und eine Treiberschaltung mit Transformator hinzugefügt worden ist, sind die Gesamt-

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ersparnisse beträchtlich.

Gemäß Fig. 6 ist die Primärwicklung jedes Umkehrtransformators T4 und T4¹ mit einem Paar Sekundärwicklun§ⁿ52,

53 bzw. 52' 53 * verbünden, die jeweils eine Mittelpunkt<abzapfung sowie weitere Anzapfungen aufweisen, um die gewünschten Ausgangsspannungen abzugeben. Diese zweiphasige Vollwellengleichrichtung ergibt eine Vielzahl von getrennten Äusgangsgleichspannungen, beispielsweise 30 V, 12,0 V, 5,OV und 2,0 V. Einerder 30 V Ausgänge ist mit dem Eingang eines im Schaltbetrieb arbeitenden Reglers gemäß Fig. 7 verbunden, Um eine geregelte Ausgangsspannung zu erhalten, die beispielsweise von 18,9 V bis 24,5 V regelbar ist. Dieser Regler weist einen Schalttransistör Q8 auf, der mit dem Eingang durch eine Filterschaitung L5, C7 verbunden ist, die die Spannung mit 30 V von den Schaltspitzen des Schalttransistors Q8 isoliert.

Wie bei in Schaltbetrieb arbeitenden Reglern bekannt ist> wird der Pegel der Ausgangsspannung bei der Ausgangsklemitte

54 durch das Verhältnis der Einschaltzelt zu der Ausschaltzeit des Schalttransistors Q8 geregelt. Dieses Verhältnis wird gesteuert durch ein Rückkopplungssignal, das von der Ausgangsspannung abgeleitet ist. Die Auegangsspannung an der Klemme 54 wird Über ein Widerstandstellernetzwerk 55 an einen Eingang 56 eines Differentialverstärkers 57 zu-

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rückgespeist. Die Bezugsspannung wird dem anderen Eingang 58 zugeführt. Aus beiden Spannungen wird eine für das Fehlersignal proportionale Spannung abgeleitet.

Der Ausgang des Verstärkers 57 wird, einem Eingang 59 einer Komparatorschaltung 61 zugeführt, und der andere Eingang 62 der Komparatorschaltung erhält eine dreieckförmige Spannung vom Spannungserzeuger 63. Der Ausgang der Komparatorschaltung besteht aus einer Reihe von Rechteckimpulsen, deren Breite durch die Amplitude des Fehlersignals vom Verstärker 57 bestimmt ist. Diese rechteckförmigen Signale werden über den Transistor QlO dem Transistor Q9 zugeführt.,, der mit der Basis des Transistors Q8 derart verbunden ist, daß die Einschaltzeit des Transistors Q9 das Verhältnis von Einschaltzeit zu Ausschaltzeit des Schalttransistors Q8 regelt.

Typischerweise wird ein derartiger Schalttransistor Q9 in der Sättigung und der Transistor Q8 nicht in der Sättigung betrieben. Wenn sich der Transistor Q9 in der Sättigung befindet, ist der Spannungsabfall am Transistor Q8 gleich der Spannung zwischen Basis und Emitter plus der Sättigungsspannung zwischen Kollektor und Emitter des ■ Transistors Q9« Angenommen diese Basisemitterspannung ist 1,5 V und die Sättigungsepannung des Transistors Q9 ist l VfSO ergibt sich ein Spannungeabfall von 2,5 V und

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7 7'-: J 7 9 :j

bei 6 Λ ein Leistungsvorlust von etwa 15 W. BoI dieser abgewandelten Schaltung ist jedoch an der Induktivität L6 eine Abzweigung vorgesehen, die ein kleines Ausgangssignal von beispielsweise 2 V abgibt, um den Kollektor des Transistors Q9 anzutreiben, so daß dieser Transistor nicht in die Sättigung gelangt. Der Schalttransistor Q8 kann dann in der Sättigung arbeiten. Wenn ein erzwungener Wert // von IO vorliegt und 6 A durch den Kollektor fließen, fließen am Basisanschluß 0,6 A und der Basisemitter-Spannungsabfall beträgt 1,5 V und die Kollektor-Emitterspannung am Transistor Q9 beträgt 0,5 V₇ so daß sich an der Basis ein Verlust von 1,2 W und an der Kollektor-Emitterstrecke des Transistors Q8 ein von 6 W ergibt, falls vorausgesetzt wird, daß die Sättigungsspannung zwischen Kollektor und Emitter des Transistors Q8 1 V ist, und die gesamte Verlustleistung beträgt 7,2 W oder die Hälfte der Verlustleistung, wenn der Transis tor Q9 in der Sättigung betrieben wird. Zusätzlich wird der Strom für die Basis des Transistors Q8 über den Kollektor des Transistors Q9 an die Last zurückgeführt, obgleich dieses Beispiel eine Leistungsverminderung mit dem Faktor angibt, ist im Gebrauch die Leistungsverminderung in vielen Fällen wesentlich größer. Außerdem setzt der Betrieb des Transistors Q9 außerhalb des Sättigungsbereiches seine Schaltzeit herab.

Bei dieser Anordnung, wo sich der Transistor Q8 in der

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Sättigung befindet, falls ein entsprechender Strom in die Basis des Transistors Q9 fließt, wird der Transistor Q9 das Bestreben haben, in die Sättigung zu gehen und die Kollektor-Emitterspannung herabzusetzen, so daß er einen beträchtlichen Strom durch die Basis-Emitterverbindung des Transistors Q8 zieht, was zu einer "hohen Verlustleistung führt. Es wird daher angestrebt, den Strom durch die Basis des Transistors Q8 zu begrenzen und dies wird durch den Transistor QIl und dem Widerstand R7 erreicht. Wenn der Strom durch den Widerstand R8 fließt/ nimmt der Strom durch den Emitter des Widerstands Q9 und durch den Widerstand R7 zu. Wenn der Spannungsabfall am Widerstand R7 auf einen bestimmten Wert steigt, wird der Transistor QlI eingeschaltet, so daß Strom vom Widerstand R8 um die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q9 geleitet wird. Dieser Strom vermeidet die Multiplikation mit dein Wert β des Transistors Q9, und dies begrenzt den Strom zur Basis des Transistors Q8, so daß eine wesentliche Leistungsersparnis erreicht wird.

Ein anderer leistüngssparender Schaltkreis weist einen Kondensator C8 und einen Widerstand R9 auf, der mit der Basis des Transistors Q12 verbünden ist. Wenti der Transistor Q8 sich in der Sättigung befindet und auf die Abschaltung vorbereitet wird, findet eine Änderung in der spannung an diesem Transistor statt. Wenn die Spannung am Transistor Q8

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sich ändert, differenziert das Kapazitäts/Widerstandsnetzwerk diese Änderung und gibt einen Strom an die Basis des Transistors Q12 ab. Der Transistor Q12 wird dann eingeschaltet und bringt die Ladung aus dem Basisbereich des Transistors Q8. Dadurch nimmt die Abfallzeit des Transistors Q8 ab und der Leistungsverlust während der Abschltung des Transistors Q8 wird herabgesetzt.

Gemäß Fig.8 ist ein Vorregler vorgesehen, um eine Ausgangsfunktion zu erzeugen, so daß bei der Änderung der Versorgungsspannung der Zündwinkel der beiden Thyristoren Dl und D2 in der Eingangsbrückenschaltung sich um ein Zeitintervall ändert, das gerade ausreicht, um den Gleichstrompegel der Brücke konstant zu halten. Dies ergibt eine erste Regelung der Ausgangsleitung; eine genaue Regelung der Ausgangsspannung wird dann durch die nachstehend beschriebene Magnetflußregelung erreicht.

Die Kurven in Fig. 9 zeigen das Verhältnis zwischen dem Zündwinkel der Thyristoren Dl und D2 und dem Spannungspegel der erforderlichen Eingangsspannung, um eine konstante Spannung von beispielsweise 160 V am Ausgang der Brückenschaltung zu erhalten. Es ergibt sich, daß bei einer geringen Eingangsspannung gemäß der Kurve A ein Zündwinkel gemäß dem Punkt A¹ erforderlich ist, wogegen bei einer hohen Eingangsspannung gemäß der Linie B ein anderer Zünd-

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winkel B¹ erforderlich ist. Nachstehend wird eine Einrich- " tung zur Entwicklung der.geeigneten Triggerzeit entsprechend der Linienspannung angegeben.

Die Eingangsspannung wird durch den Transformator T5 einem Vollwellengleichrichter 66 zugeführt, der eine entsprechend gleichgerichtete Spannung abgibt. Ein Strom, ähnlicher Kurvenform gelangt in den Emitter des Transistors Q13 eines Integrators mit einem Kondensator C7. Die Höhe des zum Kondensator C7 gelangenden Stromes kann durch den Transistor Q14 geregelt werden. Die Ladung des Kondensators Cl nimmt während der Halbperiode gemäß Fig. 10·zu. Ein Rückstellimpuls an der Basis des Transistors Q15 vom Taktgebergenerator etwa beim Nullpunkt der Vollwellengleichrichtung stellt den Integrator zurück und die Spannung am Kollektor des Transistors Q15 fällt auf einen niedrigen Wert. Der Widerstand RIO begrenzt den Entladestrom des Kondensators. Die Kollektorspannung des Transistors Q15 fällt auf den Punkt ab, wo der Transistor Q15 gesättigt ist und dieser bleibt für kurze Zeit im gestättigten Zustand, bis die Basis des Transistors Q15 abgeschaltet wird und die Spannung am Kollektor ansteigt und der Integrationszyklus wieder von neuem beginnt.

Es wird angestrebt, daß der Basispegel dieser Wellenform am spitzen Punkt der Ihtegrationskurve bleibt und daß

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zugelassen wird, daß der untere Pegel dieser Spannungsform entsprechend der Änderung der Eingangsspannung schwankt. Auf diese Weise ändert sich der untere Pegel im direkten Verhältnis zum Spannungspegel der Eingangsleitung und eine höhere Eingangsspannung gibt eine höhere Spannungspitze für die integrierte Wellenform als eine niedrigere Eingangsspannung. Die Ausbildung des Spannungspegels an der Spitze der integrierten Wellenform erfolgt durch einen Schaltkreis mit einem Feldeffekttransistor Q16, der während jeder Halbperiode wirksam ist, um die rechte Seite des Kondensators C8 vor der Rückstellung des Integrators auf Masse zu bringen. Der Feldeffekt-Transistor Q16 wird durch einen Impulsformer-Taktgeber ein- und ausgeschaltet, unmittelbar bevor der Rückstelltriggerimpuls an den Transistor Q15 abgeben wird.

Der Taktgebergenerator enthält die mit unterbrochenen Linien umgebene Schaltung, die durch die Eingangswellenform an der Basis des Transistors Q17 gemäß Fig. 11a betätigt wird, um ein Rechteckwellensignal der Form b an der Basis des Transistors Q18, ein Rückstellimpuls c am Kollektor des Transistors Q19 zur Betätigung des Feldeffekt-Transistors Q16 und ein Rückstellsignal d am Kollektor des Transistors Q20 abzugeben, das einen anfänglichen Rampenabschnitt hat, der die Einschaltspannung aufbaut, die für den Rückstell-Transistor Q15 erforderlich ist. Der Rampenabschnitt der Wellenform d läßt für den Feldeffekttransistor Q16 eine ausreichende Zeitverzögerung zu,

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damit die Gleichspannung wieder hergestellt werden kann, bevor der Integrator zurückgestellt wird. Der Komparator enthält einen Differentialverstärker mit Transistoren Q21 und Q22 und eine Kippstufe mit Transistoren Q23 und Q24. Der Transistor Q25, die Widerstände RIl und R12 und die Diode D13 bilden eine Konstantstromquelle für den Differentialverstärker. Die Spannung am Eingang des Eingangstransistors Q21 des Differentialverstärkers wird mit der verstärkten Rückkopplungsspannung für den Transistor Q22 vom Differentialverstärker 68 verglichen. Wenn der Eingangspegel am Transistor Q21 die Spannung am Gatter des Transistors Q22 erreicht, wird die Kippstufe Q23 zur Abgabe eines Rechteckimpulses betätigt. Die Breite des Ausgangsimpulses hängt von der Zeit zwischen dem Nulldurchgang des Komparatorpegels ab, die wiederum von der Spannung der Eingangsleitung für das Gatter des Transistors Q22 abhängt.

Der Ausgang der Kippstufe ist mit einem Sperroszillator gekoppelt, der einen Transistor Q26 aufweist, und der Ausgang der Kippstufe ist mit dem Oszillator über den Widerstand R13 und die Diode D14 verbunden. Wenn das Potential der linken Seite des Widerstandes R13 um etwa 3 V über -15 V liegt, fließt Strom durch die Diode D14 und ergibt einen Spannungsabfall am Widerstand R13. Ein Teil des Stromes fließt durch die Basis-Emitterstrecke des Transistors Q26, so daß dieser leitet und der Strom durch die Primär-

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wicklung des Transformators Tl gelangt. Dies' löst eine Reihe von Impulsen vom Sperroszillator Q26 aus. Die Sekundärwicklungen des Transformators Tl sind die Wicklungen zur Steuerung des Gitters des Thyristors in Fig. 2.

Dieser Sperroszillator arbeitet regenerativ um eine Reihe von Ausgangsimpulsen während des Zeitintervalles abzugeben, in welchem die Kippstufe eingeschaltet ist, d.h. solange wie ein hohes Ausgangssignal an der Basis des Transistors Q26 erscheint. Die Auslösungszeit dieser Reihe von Impulsen hängt ab von der Breite des durch die Kippstufe erzeugten Impulses und damit von der Amplitude der Eingangsspannung für das Gitter des Transistors Q22. Es wird eine Reihe von Triggerimpulsen anstelle eines einzigen Thyristorgitterimpulses abgegeben, um sicherzustellen, daß, falls der Thyristor nicht durch den ersten Triggerimpuls eingeschaltet sein sollte, er bei der nächsten Gelegenheit durch einen folgenden Impuls durchgeschaltet wird. Dies stellt sicher, daß die Brückenschaltung nicht bei der Wechselstromgleichrichtung einen Zyklus ausläßt.

Es ist Vorsorge getroffen, damit die Thyristorimpulse abgeschaltet werden können, so daß der Regelbetrieb beendet wird. In einem Fall kann entweder eine Abschaltspannung -15 V oder eine Einschaltspannung +15V mit dem Eingang des Transistors Q23 verbunden werden. In einem anderen

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Fall kann die Regelung durch eine Abschaltspannung von +15 V oder eine Einschaltspannung von -15 V am Gitter des Transistors Q22 erfolgen. Die SchaltungsverStärkung kann entsprechend einer Eingangsspannung geregelt werden, die von dem Laststrom abgeleitet und der Basis des Multiplizierers Q14 zugeführt wird, der die Eingangsspannung bei 69 mit dem Strom multipliziert, der für den Integrator vom Eingangstransformator T5 abgeleitet wird. Diese Eingangsspannung dient dazu, den Stromfluß zwischen den beiden Transistoren Q13 und Q14 zu leiten und dadurch den Stromfluß in den Kondensator C7 zu regeln. Die Multiplizierspannung wird von den Schaltungen zur Erfassung des Laststromes abgeleitet, die mit den Umkehrtransformatoren T4 und T4' verbunden sind und Stromtransformatoren T6 und T6· in die zugeordneten Gleichrichter D16 und den Verstärker 71 aufweisen.

Das zu dem Vorregler zurückgespeiste Eingangssignal zur Regelung des Differentialverstärkers 68 und damit zur Regelung der Zündzeit der Thyristoren könnte von einem der Ausgangslastkreise erhalten werden. Dies würde dazu dienen, die Ausgangsspannung bezüglich des speziellen Ausgangsspannungspegels zu regeln, würde aber zu einer relativ ungünstigen Regelung der anderen Gleichspannungspegel führen. Aus diesem Grunde wird ein Rückkopplungssignal abgeleitet, welches proportional der Flußdichte

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Claims

der Transformatoren T4, T4' gemäß Pig. 3, 6 ist. Bei dieser Ausführungsform wird der magnetische Fluß durch eine Sekundärwicklung für 30 V mittels Dioden D15 erfaßt, wobei ein Paar derartiger Dioden mit jeder Sekundärwicklung der beiden Transformatoren T4 und T4' verbunden ist. Das Rückkopplungssignal ist F = άΦ E(R Sekundärwicklung + R Diode) „ Diod FB dt R1. Xj Das bei dieser Schaltung erhaltene Rückkopplungssignal hängt daher ab von N ■ und wird mit der Referenzspannung +15 V durch das Widerstandsnetzwerk R14 und R15 verglichen, so daß ein Fehlersignal am Eingang des Verstärkers 68 erzeugt wird. Der Ausgang des Verstärkers 68 ändert den Vergleichspegel am Eingang der Komperatoren Q21, Q22, so daß der Zündwinkel der Thyristoren in der vorbeschriebenen Weise geändert wird. Daher wird der Magnetfluß in den Transformatoren T4 und T41 konstant gehalten und eine gute Regelung der Ausgangsspannung sichergestellt. 309807/0 7 74 Hewlett-Packard Comp. Palo Alto · Case 648 9. Mai 1972 Patentansprüche

1. Gleichrichter-Brückenschaltung mit vier Brückenarmen mit je einer Diode, zwei Eingangsklemmen, welche die Brücke mit der Eingangswechselspannung verbinden und zwei Ausgangsklemmen, dadurch gekennzeichnet , daß die beiden Ausgangsklemmen mit einer Schleifenschaltung verbunden sind, diese die Reihenschaltung,einer Induktivität (Ll, L2) und eines Kondensators (C3, C4) aufweist, die Induktivität mit einer Ausgangsklemme und der Kondensator mit der anderen Ausgangsklemme verbunden ist, eine Filterschaltung (L3, C5, CS) durch eine Einrichtung (41) mit der Induktivität (Ll) verbunden ist und eine Spannung von der Induktivität ableitet, die zu der Spannung am Kondensator für das Filter addiert wird.

2. Schalter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die das Filter verbindende Einrichtung eine Anzapfung (41) an der Induktionswicklung (Ll) aufweist, die mit dem Filter verbunden ist.

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3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter ein Induktivitäts/Kapazitätsnetzwerk (L3, C5, C6) aufweist.

4. Gleichrichterbrückenschaltung mit einer Brücke mit vier Armen, zwei Eingangsklemmen für die Eingangswechselspannung, und zwei Ausgangsklemmen, dadurch gekennzeichnet, daß mit den beiden Brückenausgangsklemmen eine Schaltungsschleife verbunden ist, jeder Arm der Brücke eine Diode (Dl bis D4) aufweist und zwei der Dioden geregelte Schalter (Dl, D2) sind, ein erster Strompfad von einer Eingangsklemrae (33) durch die Schaltungsschleife zu der anderen Eingangsklemme verläuft und einen der geregelten Schalter (D2) umfaßt, ein zweiter Strompfad von der anderen Eingangsklemme (34) durch die Schaltungsschleife zu der anderen Eingangsklemme verläuft und den anderen geregelten Schalter (Dl) umfaßt und die Schaltungsschleife eine erste Induktivität (Ll), die mit einer der Brückenausgangsklemmen verbunden ist, und eine zweite Induktivität (L2),die mit der anderen Brückenausgangsklemme verbunden ist, wobei die Induktivitäten wechselseitig induktiv gekoppelt sind und sich in ihrer Wirkung verstärken, ein Paar in Reihe zwischen den beiden Induktivitäten geschaltete Kapazitäten (C3, C4) und eine Einrichtung aufweist, durch die eine Verbindung zwischen der Verbindungsstelle der beiden Kapazitäten und der zuletzt genannten Eingangsklemme der Brücke herstellbar ist.

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f 5.ySchaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die geregelten Schalter gittergesteuerte Thyristoren (Dl, D2) sind.

6. Gleichrichter-Schaltvorrichtung, dadurch gekennzeichnet , daß ein erster Transistor vorgesehen ist, eine Eingangspotentialquelle mit der Schaltvorrichtung (44, 45) verbunden ist, eine Ausgangsschaltung mit der Schaltvorrichtung verbunden ist und eine Induktivität und eine Kapazität aufweist und die Induktivität mit der Schaltvorrichtung in Reihe geschaltet ist, ein zweiter Transistor vorgesehen ist, dessen Emitter mit der Basis des ersten Transistors verbunden ist, "die Basis des zweiten Transistors mit einer Regelschaltung verbunden ist und eine Schaltung mit der Induktivität und dem Kollektor des zweiten Transistors verbunden ist, um eine Spannung von der Induktivität für den Kollektor abzuleiten.

7. Schaltvorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung einen Abgriff an der Wicklung der Induktivität aufweist.

8. Gleichrichterschaltung zur Regelung des durchschnittlichen Ausgangsspannungspegels, der von einer Eingangswechselspannung abgeleitet ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung (TS, 66) eine Zweiweggleichrichtung der Eingangswechselspannung bewirkt, ein Integrator

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(C7, RIO, Q15) ein integriertes Signal von jeder Halbwelle des Signales ableitet/ eine Einrichtung den Integrator am Ende jeder Halbwelle zurückstellt, eine Einrichtung (Q16, C8, Q15) ein vorbestimmtes Referenzpotential für das integrierte Signal abgibt, eine Einrichtung (Q21, Q22) das integrierte Signal mit einem Referenzsignal vergleicht und ein Ausgangssignal ableitet, das von der Koinzidenzzeit des Integratorsignales mit dem Referenzsignal abhängt, die Koinzidenzzeit von der Amplitude der Eingangswechselspannung abhängt und eine Einrichtung (R13, R14) das zeitabhängige Ausgangssignal an den geregelten Schalter weiterleitet und die Durchschnittsausgangsspannung entsprechend der Amplitude der Eingangswechselspannung regelt.

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