CN113992240B - 一种用于载波通信的调制系统及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于载波通信的调制系统及其控制方法。该控制方法包括以单相交流电流型整流桥电路为基础，基于直流侧续流电感电流的测量和反馈控制，获得等效电导；依据等效电导与交流侧电压的正弦交变形式的乘积，获得交流侧等效电流瞬时值；在每个调制周期，依据交流侧等效电流瞬时值，转化得到以调制周期1/4为中心的正向电流脉冲宽度和以调制周期3/4时刻为中心的反向电流脉冲宽度，形成PWM控制信号；在该信号的控制下使全控整流桥直流侧续流电感保持设定的电流的同时，在交流侧输出调制电流信号。在本发明中，能够有效解决现有技术调制信号稳定性有待提高的问题。

Description

一种用于载波通信的调制系统及其控制方法

技术领域

本发明属于电力线通信技术领域，具体涉及一种用于载波通信的调制系统及其控制方法。

背景技术

随着电力系统的不断发展，为了保证电力系统的安全稳定运行，电力通信网应运而生。它同电力系统的安全稳定控制系统、调度自动化系统被人们合称为电力系统安全稳定运行的三大支柱。它更是电网调度自动化、网络运营市场化和管理现代化的基础；是确保电网安全稳定、经济正常运行的重要手段；是电力系统的重要基础设施。而依托电力通信网的电力线载波通信技术更是受到众多电力部门的喜爱，特别是随着电力线载波通信技术的推进，其低成本、高稳定，经济效益与场景适应力强的特点正愈发彰显。然而现有的电力线载波通信在利用调制信号进行通信时，用于传输的调制信号还不够稳定。

发明内容

本发明提供了一种用于载波通信的调制系统及其控制方法，用以解决现有技术的通信过程中用于传输的调制信号稳定有待提高的问题。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种用于载波通信的调制系统的控制方法，其包括：

1)基于电流型整流桥电路形成调制系统，所述电流型整流桥电路直流侧设置有续流电感，获取续流电感的电流，基于所述续流电感的电流确定对应的等效电导；

2)获得电流型整流桥电路交流侧的有效电压，基于所述有效电压的正弦交变形式和等效电导的乘积确定交流侧等效电流瞬时值；

3)基于所述交流侧等效电流瞬时值和调制信号，获得以每个调制周期的1/4和3/4时刻为中心的正向电流脉冲宽度和反向电流脉冲宽度形成的PWM控制信号；

4)利用PWM控制信号控制整流桥中各开关的通断，以使续流电感的电流保持稳定，以及控制电流型整流桥电路交流侧形成调制电流信号。

上述技术方案的有益效果为：以交流电流型整流桥电路为基础，在基于直流侧续流电感电流的测量和反馈控制，获得等效电导；依据等效电导与交流侧电压的乘积，获得交流侧等效电流瞬时值；在每个调制周期，依据交流侧等效电流瞬时值获得为以调制周期1/4为中心的正向电流脉冲宽度和以调制周期3/4时刻为中心的反向电流脉冲宽度，以形成PWM控制信号；在该信号的控制下使全控整流桥直流侧续流电感保持设定的电流，且在交流侧输出调制电流信号，从而实现电力线上调制电流信号的发送。本发明利用整流桥电路的续流电感输出的电流得到的等效电导以及交流侧的有效电压等，将调制单元生成的调制信号转换为调制电流信号，转换得到的调制电流信号相对于调制单元生成的调制信号更加稳定，从而提高了回路电力线中信号传输的可靠性。

进一步地，为了更好的获得等效电导，本发明提供了一种用于载波通信的调制系统的控制方法，还包括在步骤1)中，等效电导为有功部分等效电导，有功部分等效电导包括充电等效电导和系统损耗电导，所述系统损耗电导满足：

其中，m为工频周期计数，工频周期为交流侧电源的周期，

为第m-1个工频周期的电流，/>

为第m个工频周期中滤除调制噪声的电流，L_d为续流电感中滤除调制噪声的电感值，T₀表示工频周期，V_rms表示交流侧电源的电压有效值。

进一步地，为了更好的获得等效电导，本发明提供了一种用于载波通信的调制系统的控制方法，还包括对所述有功部分等效电导进行比例积分调控，调控后的电导满足：

G_L(m)＝max(min(G_L(m-1)+(K_p+K_i)d(m)+(K_i-K_p)d(m-1)，G_Lmax)，G_Lmin)

其中，G_L(m-1)表示第m-1个工频周期的有功部分等效电导，K_p为等效电抗控制的比例系数，K_i为等效电抗控制的积分系数，d(m)为第m个工频周期的中间参数，d(m-1)为第m-1个工频周期的中间参数，G_Lmax为G_L(m)的上限阈值，G_Lmin为G_L(m)的下限阈值。

进一步地，本发明提供了一种用于载波通信的调制系统的控制方法，还包括在续流电感的电流稳定后，充电等效电导等于零，有功部分等效电导等于系统损耗电导。

进一步地，为了更好的获得等效电导，本发明提供了一种用于载波通信的调制系统的控制方法，还包括在步骤2)中，交流侧等效电流瞬时值还包括由有效电压的余弦交变形式和等效电纳的乘积构成的无功部分，等效电纳满足：

Q_C表示设定无功功率，V_rms表示交流侧电源的电压有效值。

进一步地，为了更好的维持直流侧的电流的稳定，本发明提供了一种用于载波通信的调制系统的控制方法，还包括在步骤3)中，利用正脉冲宽度和负脉冲宽度的宽度差，使得直流侧的电流值保持稳定，第k个调制周期的正负脉冲宽度差满足：

其中，i_p(k)＝k_p·Δi(k)和i_i(k)＝k_i·Δi(k)+i_i(k-1)，Δi(k)＝(i_d1(k)+i_d2(k))/2-I_d，ΔT(k)为第k个调制周期的正负脉冲宽度差，v_s(k)表示电源电压值，L_d为续流电感的电感值，k_p为等效电抗控制的比例系数，k_i为等效电抗控制的积分系数，i_d1(k)表示第k个调制周期的T_m/4时刻的整流桥直流侧的电流值，i_d2(k)表示第k个调制周期的3T_m/4时刻的整流桥直流侧的电流值，I_d表示调制电流，T_m表示调制周期。

进一步地，为了更好的维持直流侧的电流的稳定，本发明提供了一种用于载波通信的调制系统的控制方法，还包括在步骤3)中，利用正脉冲宽度和负脉冲宽度的宽度差，使得直流侧的电流值保持稳定，第k个调制周期的正负脉冲宽度差满足：

其中，i_s((k+0.5)·T_m)表示第k个调制周期对应的整流桥的交流侧的单相交流电源电流，T_m为调制周期，i_d1(k)表示第k个调制周期的T_m/4时刻的整流桥直流侧的电流值，i_d2(k)表示第k个调制周期的3T_m/4时刻的整流桥直流侧的电流值。

进一步地，为了更好的维持直流侧的电流的稳定，本发明提供了一种用于载波通信的调制系统的控制方法，还包括在步骤3)中，正脉冲宽度和负脉冲宽度均与正负脉冲宽度差的正负有关，若宽度差大于或等于零，则T_mp(k)＝T_m/2，T_mn(k)＝max(T_m/2-ΔT(k),0)，若宽度差小于零，则T_mn(k)＝T_m/2，T_mp(k)＝max(T_m/2+ΔT(k),0)。T_mp(k)表示第k个调制周期的正脉冲宽度，T_mn(k)表示第k个调制周期的负脉冲宽度。

进一步地，为了获得更加稳定的频率调制信号，本发明提供了一种用于载波通信的调制系统的控制方法，还包括若调制信号为2FSK调制信号，则电流型整流桥电路的交流侧生成FSK调制电流信号。

本发明还提供一种用于载波通信的调制系统，其包括：用于载波通信的调制系统，用于实现上述的用于载波通信的调制系统的控制方法；调制单元，用于生成2FSK调制信号；控制单元，用于基于2FSK调制信号、交流电流型整流桥电路的等效电导、以及有效电压的正弦交变形式生成PWM控制信号；交流电流型整流桥电路，用于接收PWM控制信号以实现整流桥中各开关的通断，从而在直流侧输出稳定的电流，以及在交流侧生成FSK调制电流信号。

附图说明

图1为本发明的通信基本原理图；

图2为本发明的基于PWM电流源型整流桥的调制电路图；

图3(a)为交流侧电流波形图；

图3(b)为续流电感中的电流充电过程；

图3(c)为图3(a)和图3(b)的仿真界面；

图4为基于无功控制对PWM电流源型整流器的Matlab仿真；

图5(a)为PWM电流源型整流桥交流侧电流、直流侧电流和有功部分等效电导的波形图；

图5(b)为PWM电流源型整流桥在0.8s增加3Var无功后有功功率输出和无功功率输出；

图6为2FSK信号的包络检波法解调方框图；

图7为基于PWM控制信号的FSK调制的通信系统收发系统；

图8为本系统仿真的883.33Hz信号、816.66Hz信号包络检波输出结果、及两者间的包络检波输出结果的差；

图9为本系统仿真的通信输入数据Tx和通信输出数据Rx的波形图。

具体实施方式

本发明的基本构思为：本发明利用电流型整流桥电路的续流电感处电流的反馈获得等效电导，依据等效电导与电路的交流侧电压的正弦交变形式乘积，获得交流侧等效电流瞬时值；在每个调制周期，依据交流侧等效电流瞬时值获得正向电流脉冲宽度和反向电流脉冲宽度，以获得控制每个管的PWM控制信号；在该PWM控制信号的控制下，使全控整流桥直流侧续流电感保持设定的电流，并在交流侧产生具有不同调制频率的调制电流成分。

为了使本发明的目的、技术方案及技术效果更加清楚明了，以下结合附图及具体实施例对本发明进行进一步详细说明。

用于载波通信的调制系统的控制方法实施例：

下面先对电流型整流桥电路进行介绍。图2为本发明的基于PWM电流源型整流桥的调制电路图。图2所示的电流型整流桥为单相交流电流型整流桥。如图2所示，单相交流电流型整流桥电路包括单相交流电源、线路等效阻抗、电容、PWM开关桥、续流电感、负荷电阻和负荷控制开关S_d。

具体地，单相交流电源为单相交流电流型整流桥电路交流侧的电源，单相交流电源例如是有效电压为220V、峰值电压为311V的电源。交流侧的电源用符号v_S表示，交流侧与电力线相连。

线路等效阻抗为与单相交流电流型整流桥电路交流侧连接的外部电路的等效阻抗。线路等效阻抗包括等效电阻和等效电感，等效阻抗的阻抗为R_S+jωL_S。外部电路非常复杂，其主要包括电网、配电变压器、配电线路、分支箱等，将外部电路等效为线路等效阻抗。若考虑到外部电路的各种互感器传入阻抗、线路杂散阻抗，其他分支的负荷阻抗影响以及不同频率不同特性的阻抗情况，等效阻抗的阻抗表示为R_S(f)+jωL_S(f)，此时在没有自激振荡的情况下R_S(f)>0。

如图2所示，电容C_f(后续也用C_f表示该电容的电容值)与等效阻抗串联，对应的阻抗为1/(jωC_f)。电容C_f的电容值与电力线载波(HPLC)场景有关。例如每个HPLC的载波通信节点(STA)模块，220V就并联有4.7nF或10nF的阻抗。同时一个表箱中某一相上多个表，电容的电容值就会翻倍。也存在220V上负荷对应的并联阻抗，且可能随频率变化，随周期等效变化。PWM开关桥的接入端的并联阻抗由电容引起。

PWM开关桥包括开关S₁、开关S₂、开关S₃和开关S₄。如图2所示，开关S₁、开关S₂、开关S₄和开关S₃逆时针顺次连接，开关S₁、开关S₂之间设置有串联的第一二极管和第二二极管，第一二极管的阴极连接开关S₁，第一二极管的阳极连接第二二极管的阴极，第二二极管的阳极连接开关S₂，开关S₃、开关S₄之间设置有串联的第三二极管和第四二极管。第三二极管的阴极连接开关S₃，第三二极管的阳极连接第四二极管的阴极，第四二极管的阳极连接开关S₄，电容的一端连接第一二极管的阳极，电容的另一端第三二极管的阳极。

若每个开关采用MOS管，则PWM开关桥是基于MOS管的全控整流桥。PWM开关桥的开关控制如表1所示：

表1单相PWM电流源型开关桥的开关状态和空间电流矢量表

开关桥中单独一个管(即任一个开关)导通，不在源端形成电流通路，开关S₁和开关S₃导通、或开关S₂和开关S₄导通，会将单相交流电源短路。

基于表1可知，零开关状态有两种情况：1)开关S₁和开关S₂导通，开关S₃和开关S₄断开；2)开关S₃和开关S₄导通，开关S₁和开关S₂断开。非零开关状态有两种情况：1)开关S₁和开关S₄导通，开关S₂和开关S₃断开，此时源端电流i_w＝I_d；2)开关S₂和开关S₄导通，开关S₁和开关S₃断开。在这种情况下，若忽略直流侧电流I_d的波动，则PWM电流源型开关桥产生的特征调制电流是-I_d、0、I_d三值。另外，开关桥在切换开关状态时从一个非零开关状态会先切换到零开关状态，再进入另一个非零开关状态。由此，可以固定零开关状态选择开关状态[34]，以便每次只有一次管子通断变化。

续流电感L_d(后续也用L_d表示该电感的电感值)、负荷电阻R_L(后续也用R_L表示该电阻的电阻值)和负荷控制开关S_d设置在单相交流电流型整流桥电路的直流侧。通过续流电感L_d的电流用符号i_d表示。如图2所示，续流电感L_d的一端连接PWM开关桥，续流电感L_d的另一端连接负荷电阻R_L的一端。负荷电阻R_L的另一端连接PWM开关桥。负荷控制开关S_d与负荷电阻R_L并联。当负荷控制开关S_d导通时，负荷电阻R_L的电阻值为0。当负荷控制开关S_d断开时，负荷电阻的电阻值为R_L。

续流电感L_d的电感值需要满足要求，以使MOS管的全控整流桥在非零开关状态下，调制周期一半时间内电流增长不超过10mA。例如，若交流侧为峰值电压为311V的电源，调制频率为833.3Hz，即调制周期为1.2ms，则续流电感L_d的电感值满足：

U_max表示峰值电压，T_mhalf表示一半的调制周期，△I表示一半的调制周期内增长的电流，其中e-3等效于10^-3。

负荷控制开关S_d例如采用限流的MOS管电路。在这种情况下，当MOS管导通时，将电流i_d限制在I_dmax范围内。

在构建好上述的单相交流电流型整流桥电路后，利用控制器生成PWM控制信号以控制整流桥(也称为PWM开关桥)的每个开关的通断。

具体地，如图4或图7所示，PWM开关桥的每个开关均包括控制端，各开关的控制端分别连接在一个控制器(Fun_CurrentMod_addPQ_PWM)的输出端，控制器的输入参数包括：调制频率、无功输出值、续流电感L_d的电流i_d、单相交流电流型整流桥电路交流侧电源的电压有效值、以及交流侧相位瞬时值。控制器的输出端输出PWM控制信号。控制器基于输入参数生成以调制周期1/4时刻为中心的正向电流脉冲宽度和以调制周期3/4时刻为中心的反向电流脉冲宽度的PWM控制信号。PWM控制信号控制整流桥中不同的MOS管通断以使整流桥直流侧续流电感保持设定的电流，在交流侧生成用于传输至电力线回路的交流信号。

下面对PWM控制信号的生成和控制步骤进行介绍。

步骤一：获得等效电导。

在步骤一中，控制器基于输入的续流电感L_d的电流i_d获得等效电导。具体地，利用单相交流电流型整流桥的续流电感电流的反馈控制逻辑，获得等效电导。

具体地，续流电感L_d的电流i_d从小逐渐趋于调制电流I_d，然后电流值维持稳定。其中，电流i_d逐渐趋于调制电流I_d的过程为充电过程，充电结束后电流维持稳定。假设充电过程取等效电导的上限阈值G_Lmax，且经过M_chg个工频周期后续流电感L_d的电流充电到I_d，则工频周期数M_chg应该满足：

其中，D_id为电流平均调整率，T₀表示工频周期，V_rms为交流侧电源的电压有效值，若I_d＝0.2A，T₀＝0.02s时，则M_chg>2.02。工频周期是指交流侧的交流电源的周期。按照充电后能量守恒进行计算，则电感能量为：

W_Ld表示电感能量，G_Lmax为等效电导G_L(m)的上限阈值，进而得到/>

若M_chg＝6，则G_Lmax＝6.887×10^-5。

若充电过程中的充电等效电导用G_Chg表示，则G_Chg(m)为每个工频周期的充电等效电导。另外，本实施例的调制装置控制系统存在损耗，系统损耗电导G_Loss，则控制系统的每个工频周期的整体电导(即有功部分等效电导)为G_L(m)＝G_Loss+G_Chg(m)。在充电结束维持续流电感L_d中的电流的情况下，每个工频周期的充电等效电导G_Chg(m)趋于0，整体电导G_L(m)趋于系统损耗电导G_Loss。若获取一个工频周期前后续流电感L_d中滤除调制噪声的电流

和/>

则G_Loss的估算公式为：

其中，G_Loss(m)为第m个工频周期的系统损耗电导，m为工频周期计数，

为第m-1个工频周期中滤除调制噪声的电流，/>

为第m个工频周期中滤除调制噪声的电流，L_d为续流电感的电感值，T₀表示工频周期，V_rms表示交流侧电源的电压有效值。若系统损耗主要是直流侧的负荷电阻引起的，则有：/>

由G_Loss<G_Lmax，V_rms＝220V，I_d＝0.05A，可得R_L<1333Ω。由G_Loss<G_Lmax，V_rms＝220V，I_d＝0.2A，可得R_L<83.33Ω。在这种情况下，基于上述电导的控制可以实现电流的软起动(即电流逐步增大过程)。

步骤二：获得等效电流瞬时值。

在步骤二中，若综合考虑有功部分和无功部分，则控制器基于获得的等效电导和等效电纳分别于输入参数中的交流侧电源的电压有效进行乘积后的和，获得交流侧等效电流瞬时值。具体地，有功部分为等效电导与有效电压的正弦交变形式的乘积，无功部分为等效电纳与有效电压的余弦交变形式的乘积。每个工频周期T₀内调节一次整体电导G_L(m)；再基于同步的工频电压

获得整流桥的交流侧的等效电流瞬时值为：

其中式中的V_rms为交流侧电源的电压有效值(即有效电压)，G_L(m)为第m个工频周期的有功部分的等效电导，包含G_L(m)的部分对应有功功率消耗，G_L(m)越大，则吸收有功越大、续流电感的电流i_d增加，从而控制电感L_d充放电；X_L(m)为第m个工频周期的无功部分的等效电纳，包含X_L(m)的部分对应从交流侧吸收的无功功率，可以依据需要设定，t为时间，ω为角速度。

假设X_L(m)为0，则针对G_L(m)进行比例积分的调控。计算中间参数：

其中，d(m)为第m个工频周期的中间参数，I_d为设定的续流电感L_d中目标电流(即调制电流)，i_d(m)为第m个工频周期的续流电感L_d的电流，进一步进行比例积分控制，得到G_L(m)：

G_L(m)＝max(min(G_L(m-1)+(K_p+K_i)d(m)+(K_i-K_p)d(m-1)，G_Lmax)，G_Lmin)

其中，取G_Lmin＝-G_Lmax/10。其中，G_L(m)为第m个工频周期的有功部分等效电导，G_L(m-1)为第m-1个工频周期的有功部分等效电导，K_p为等效电抗控制的比例系数，K_i为等效电抗控制的积分系数，d(m)为第m个工频周期的中间参数，d(m-1)为第m-1个工频周期的中间参数，G_Lmax为G_L(m)的上限阈值，G_Lmin为G_L(m)的下限阈值。此时交流侧等效电流瞬时值简化为：

若等效电纳X_L(m)不为0，PWM控制信号的最大峰值电流，约为0.5*I_d＝0.1A。无功功率最大为：

基于设定无功功率Q_C，获得无功部分的等效电纳X_L满足：/>

此时交流侧等效电流瞬时值简化为：/>

如图4或图7所示，设置控制器(Fun_CurrentMod_addPQ_PWM)的第2个输入为无功设置，即设定无功功率Q_C为3Var，并设置在0.2s锁相稳定后，才启动GL(有功)的调控；在0.8s续流电感L_d中电流稳定后，启动无功功率调控。图5(a)为PWM电流源型整流桥交流侧电流、直流侧电流和有功部分等效电导的波形图；图5(b)为PWM电流源型整流桥在0.8s增加3Var无功后有功功率输出和无功功率输出；基于图5(a)所示的交流侧电流波形图可知，交流侧电流频率由小变大后保持稳定，基于图5(a)所示的直流侧续流电感的电流波形图可知，续流电感的电流逐步增至设定电流(I_d＝0.2A)后保持稳定，基于图5(a)所示的有功部分等效电导的波形图可知，在0.2s锁相稳定之前没有有功部分等效电导，在0.2s锁相稳定启动GL(有功)的调控后，存在有功部分等效电导，且在续流电感的电流保持稳定后由于充电等效电导为零，有功部分等效电导数值变小，然后保持稳定。基于图5(b)所示的有功功率输出可知，没有启动GL(有功)的调控前没有有功功率，开启后有功部分电导包括充电等效电导和系统损耗电导，因此一段时间内有功功率较大，后续由于续流电感的电流保持稳定造成充电等效电导为零，有功功率数值变小并保持稳定。基于图5(b)所示的无功功率输出可知，在0.8s启动无功控制之后，有无功功率输出。由此，能够利用交流侧瞬时电流波形实现功率因数控制。

步骤三：基于等效电流瞬时值获得PWM控制信号。

在步骤三中，基于上述交流侧等效电流瞬时值获得PWM控制信号，具体地，每个调制周期为T_m，在每个调制周期的T_m/4和3T_m/4时刻，分别获取整流桥直流侧的电流值i_d1(k)和i_d2(k)，可以计算第k个调制周期的正负脉冲宽度差ΔT′(k)：

其中，i_s((k+0.5)·T_m)表示第k个调制周期对应的整流桥的交流侧的单相交流电源电流，i_d1(k)表示第k个调制周期的T_m/4时刻整流桥直流侧的电流值，i_d2(k)表示第k个调制周期的3T_m/4时刻整流桥直流侧的电流值，当ΔT′(k)≥0时，T_mp(k)＝T_m/2，T_mn(k)＝max(T_m/2-ΔT(k),0)，当ΔT′(k)<0时，T_mn(k)＝T_m/2，T_mp(k)＝max(T_m/2+ΔT(k),0)。T_mp(k)表示第k个调制周期的正脉冲宽度，T_mn(k)表示第k个调制周期的负脉冲宽度，ΔT(k)表示第k个调制周期的正负脉冲宽度差。由此，能够获得包括正脉冲和负脉冲的PWM控制信号，正脉冲以T_m/4为中心，负脉冲以3T_m/4为中心。

步骤四：基于PWM控制信号控制整流桥以保证续流电感输出稳定电流。

在步骤四中，将生成的PWM控制信号从控制器的输出端的四个引脚输出，分别输出至各开关的控制端，从而控制各开关的通断。具体地，即设定输出PWM控制信号的正脉冲时此时的非零开关状态为开关S₁和开关S₄导通，开关S₂和开关S₃断开，设定输出PWM控制信号的负脉冲时，此时的非零开关状态为开关S₁和开关S₄断开，开关S₂和开关S₃导通。正负脉冲宽度的差，用于为续流电感L_d提供维系电流，从而稳定地使得续流电感L_d的电流大小为I_d。

在本实施例中，正脉冲对应通过整流桥开关管直流侧正端接通交流电源的火线，直流侧负端接通交流电源的零线；负脉冲对应通过整流桥开关管直流侧正端接通交流电源的零线，直流侧负端接通交流电源的火线。无正负脉冲时，整流桥开关管直流侧正端和负端短接于交流电源的火线或者零线的一端，续流电感中的电流续流。

在步骤四中，当需要i_d增加时，如果单相交流电源电压为正，则T_mp>T_mn，可以取T_mp最大为T_m/2，要最大量增加续流电流i_d时取T_mn＝0；如果单相交流电源电压为负，则T_mp<T_mn，可以取T_mn最大为T_m/2，要最大量增加续流电流i_d时取T_mp＝0。由此，采用PI控制策略的控制方式以实现续流电感L_d的电流i_d逐渐趋于调制电流I_d：PI控制策略的控制方式为：在每个调制周期的T_m/4和3T_m/4时刻，分别获取整流桥直流侧的电流值i_d1(k)和i_d2(k)，将第k个调制周期T_m/4时刻的电流值i_d1(k)和3T_m/4时刻的电流值i_d2(k)带入Δi(k)＝(i_d1(k)+i_d2(k))/2-I_d，i_p(k)＝k_p·Δi(k)和i_i(k)＝k_i·Δi(k)+i_i(k-1)，其中，k_p为等效电抗控制的比例系数，k_i为等效电抗控制的积分系数。当2|v_s(k)|<|v_s(k-1)|(该条件包含|v_s(k)|<|v_s(k-1)|)，则取T_mp(k)＝T_mn(k)＝0；否则，也可以利用

计算得到正负脉冲宽度差，其中，ΔT(k)表示第k个调制周期的正负脉冲宽度差，当v_s(k)>0，ΔT(k)≥0时，T_mn(k)＝T_m/2，T_mp(k)＝max(T_m/2-ΔT(k),0)；当v_s(k)>0，ΔT(k)<0时，T_mp(k)＝T_m/2，T_mn(k)＝max(T_m/2+ΔT(k),0)；当v_s(k)<0，ΔT(k)≥0时，T_mp(k)＝T_m/2，T_mn(k)＝max(T_m/2-ΔT(k),0)；当v_s(k)<0，ΔT(k)<0时，T_mn(k)＝T_m/2，T_mp(k)＝max(T_m/2+ΔT(k),0)。

在步骤四中，结合能量损耗计算在电流i_d逐渐趋于调制电流I_d时的续流电感L_d中电流的最大调整值。具体地，能量损耗包括全控整流桥的MOS管开关损耗、电感中电阻损耗、磁损耗、负载的损耗。如果忽略其他损耗，电流平均调整率为：

若交流侧电源电压有效值V_rms＝220V，L_d＝20H，则得到的电流平均调整率为D_id＝4.95A·s，若交流侧一个的周期(即工频周期)为20ms，则一个工频周期的续流电感L_d中电流变化为Δi_d＝0.099A，图3(a)为交流侧电流波形图；图3(b)为续流电感中的电流充电过程；图3(c)为图3(a)和图3(b)的仿真界面，由图3(a)的波形图可知，时间点1和时间点2之间的时间间隔为交流侧一个工频周期，由图3(c)可知工频周期为20ms，由图3(b)的波形图可知电流i_d逐步上升，由图3(c)可知从时间点1到时间点2电流i_d上升0.08905，除去仿真过程中的仿真误差、脉宽控制对应有开关保护时间和过零不发脉冲的处理造成的数据误差，仿真结果与上述计算结果基本吻合。本实施例的充电过程不考虑充电电流的谐波、功率因数问题。

步骤五：向控制器输入FSK调制信号，以便在电路的交流侧生成用于传输至电力线回路的交流信号。

在步骤五中，FSK信号通过图7中的FSK(Frequency-shift keying，频移键控)调制模块实现。FSK调制是数字频率调制。FSK调制分为非连续相位FSK调制和连续相位FSK(CPFSK)调制，两者的区别在于码元转换时刻的载波相位是否连续。

具体地，在FSK调制时需要设置一个中心频率、对称于中心频率的两个频点、固定带宽和通信速率。其中，两个频点(即载频)用f₁和f₂表示。FSK调制信号可以看成是频载f₁和频载f₂的两个振幅键控信号的合成。其中，频载f₁和频载f₂分别对应二级制码元1和0，此时FSK调制为2FSK(二进制频移键控)调制，即二级制码元为1时取频载f₁的信号，二级制码元为0时取频载f₂的信号，从而得到2FSK信号S(t)的波形。2FSK信号S(t)表示为：

其中，

A是载波振幅，/>

和/>

分别是频载f₁和频载f₂的两个振幅键控信号的初始相位，g(t-nT_b)表示脉冲，t是时间，n是周期计数，T_b为数字码元周期，{b_n}为所传送的数字序列。

若2FSK信号是在码元转换时刻相位连续的FSK信号(即为CPFSK信号)，则上式进行变形可以得到：

其中f_c是未调载波的频率，Δf_d是频偏因子，m(λ)是归一化基带调制信号，θ_c是初始相位。令h＝2Δf_dT_b＝(f₂-f₁)T_b，其中h是调制指数或频移指数。

例如图7中的，频率为883.33Hz的频载f₁和频率为816.66Hz的频载f₂，883.33Hz对应二级制码元1，816.66Hz对应二级制码元0，若设置中心频率f₀＝850Hz、Δf＝66.66Hz、通信速率为10bit/s，则当输入的通信数据为1时，FSK调制模块输出883.33Hz对应的波形，当输入的通信数据为0时，FSK调制模块输出816.66Hz对应的波形，信号带宽约为100Hz。设用于生成2FSK信号的两个频点对应的信号在一个码元期间内的波形为：

这两个信号波形的相关系数定义为/>

其中/>

则带入上式的相关系数中获得：

若2ω_cT_b>>1或2ω_cT_b＝kπ，其中k为整数，ω_c＝2πf_c，则相关系数简化为

两个信号的相关系数在(ω₂-ω₁)T_b＝kπ、其中k为整数的时候为零，即该两个信号具有正交特性。

CPFSK信号的功率谱形状直接由调制指数h确定。当h＝0.5时，功率谱曲线为单峰；当h＝0.715时，功率谱曲线呈现双峰；当h＝1时，功率谱曲线的双峰变成了两条线状谱，且每条线状谱所占的功率都是信号功率的1/4，与离散相位2FSK信号的功率谱曲线相同；当h>1时，双峰的距离逐渐增加。

在步骤五中，将FSK调制模块生成的2FSK调制信号通过控制器的第一个输入端输入控制器中，控制器基于不同的频率生成具有两个频率的PWM控制信号，从而作用于整流桥的直流侧，使得T_m随之变化，进而使得整流桥的交流侧i_s携带频率f₁和频率f₂信息，即在交流侧获得FSK调制电流信号，调制电流信号进入电力线回路进行通信。

在本实施例的用于载波通信的调制系统的控制方法中，以单相交流电流型整流桥电路为基础，在基于直流侧续流电感电流的测量和反馈控制，获得等效电导；依据等效电导与交流侧电压的乘积，获得交流侧等效电流瞬时值；在每个调制周期，依据交流侧等效电流瞬时值，等比例转化为以调制周期1/4为中心的正向电流脉冲宽度和以调制周期3/4时刻为中心的反向电流脉冲宽度，由此作为控制全控整流桥每个MOS管的PWM控制信号；在该信号的控制下使全控整流桥直流侧续流电感保持设定的电流的同时，通过对应输入的通信数据中的通信码元0或1改变PWM的调制频率，以在交流侧依据输入码元1或0产生对应调制频率f₁和f₂的FSK调制电流信号，从而实现电力线上FSK调制电流信号的发送。

本发明利用整流桥电路的续流电感输出的电流得到的等效电导以及交流侧的有效电压等，将调制单元生成的2FSK信号转换为FSK调制电流信号，FSK调制电流信号相对于2FSK信号更加稳定，从而提高了回路电力线中信号传输的可靠性。本发明基于电力线通信载波的基础上，通过进一步发掘电流型整流桥回路电路特性，最显著的特征是在通信过程中，能耗低。本发明的控制方法不仅可以在电力通信中能够得到广泛和深入地应用，在具备相关条件或需求的通信的场景例如特定的场矿、局部通信系统也具有良好的应用前景。

基于本实施例的用于载波通信的调制系统的控制方法，进一步得到一种基于电流型整流桥和FSK调制的电力线回路通信方法。图1为本发明的通信基本原理图。如图1所示，在电力线回路通信方法中，信源端生成信源，然后进行二维码编码得到编码信号，编码方式为二进制编码。完成编码后的信源为数字信号；编码信号作为图7中的通信输入数据，结合载频f1和频载f₂进行数字频率调制得到2FSK调制信号，2FSK调制信号进入用于载波通信的调制系统中的控制器，并利用上述的控制方法在调制系统的整流桥电路中的交流侧生成FSK调制电流信号，FSK调制电流信号进入信道(例如回路电力线)到达信宿端，信宿端基于图6的解调电路进行FSK解调解码以还原得到信源。其中，解调方式对应于上述的调制方式。由于调制方式为FSK调制，因此解调方式为FSK解调。FSK解调采用包络检波法解调方式。

图6为2FSK信号的包络检波法解调方框图。如图6所示，包络检波法解调电路主要由两路2ASK解调电路组成，两个带通滤波器起分路作用，用以将2FSK信号s(t)进行滤波分离得到两路2ASK信号。上支路为：

下支路为：

经过包络检测后分别取出他们的包络m₁(t)和m₂(t)。将两路滤波后的包络信号相减，再经过抽样判决，当判决值大于等于0时，判决为1，否则判决为0。由此，能够实现更可靠的电力线回路通信。

在本实施例中，由于当调制度较小的时候，两路FSK信号频谱混叠严重，带通滤波器的通带比较窄，能量损失比较严重，会引入另一路信号的频谱干扰，因此解调时的检测性能下降严重，因此本实施例中的调制度大于2，以便在解调时获得较好检测性能。

在本实施例中，FSK调制电流信号在用电端产生，并通过电力线回路传播到供电端；供电端的接收机测量回路电流中对应调制频率的信号成分，采用FSK解调，得到接收信息，从而实现电力线回路从用电端到供电端的单向通信。

在本实施例中，针对上述的基于电流型整流桥和FSK调制的电力线回路通信方法搭建通信模型进行仿真，得到图7的Matlab仿真电路，该通信方法中涉及的各具体实施参数可参照图中所给的具体参数进行搭建验证。图7中采用基于MOS管的全控整流桥，整流桥直流侧输出采用续流电感，再串入负荷控制开关和电阻并联电路；交流侧与电力线相连。选择816.66Hz和883.33Hz的两个频点，即中心频率f₀＝850Hz，Δf＝66.66Hz的2FSK调制，包络检波解调。通信速率为10bit/s。由此，信号带宽约为100Hz。针对816.66Hz和883.33Hz的滤波为8阶Butterworth带通滤波器，通带分别为770～830Hz和870～930Hz；包络检波滤波采用特征频率为200Hz的8阶Butterworth低通滤波器。基于图8可以得到如图8的本系统仿真的883.33Hz和816.66Hz信号包络检波输出结果、以及二者之差。另外图9为本系统仿真的通信输入数据Tx和通信输出数据Rx的波形图，其中，图7中的FSK调制模块输入的通信输入数据Tx的波形如图9所示的第一个波形图，图7中经过FSK解调模块输出的通信输出数据Rx如图9所示的第二个波形图。

用于载波通信的调制系统实施例：

本实施例公开一种用于载波通信的调制系统，基于本实施例的用于载波通信的调制系统能够解决现有技术的通信过程中用于传输的调制信号稳定有待提高的问题。

在本实施例中，用于载波通信的调制系统包括调制单元和控制单元，调制单元用于生成2FSK调制信号，控制单元包括控制器和电流型整流桥电路，电流型整流桥电路为单相交流电流型整流桥电路，控制器的输入端分别与调制单元、单相交流电流型整流桥电路的直流侧正极和交流侧连接，控制器的输出端与单相交流电流型整流桥电路的整流桥连接，其中控制器接收2FSK调制信号，并结合单相交流电流型整流桥电路的等效电导、有效电压的正弦交变形式等生成PWM控制信号，单相交流电流型整流桥电路基于PWM控制信号控制整流桥不同的快关通断，进而在直流侧输出稳定的电流，以及在交流侧生成FSK调制电流信号，FSK调制电流信号用于进入通信回路进行通信。调制单元、控制器和单相交流电流型整流桥电路的结构以及具体实现方法在已经在上述方法实施例中进行详细介绍，对于本领域技术人员，可以上述控制方法了解调制系统的各单元的实现方式，此处不再赘述。

Claims (11)

1.一种用于载波通信的调制系统的控制方法，其特征在于，包括：

1)基于电流型整流桥电路形成调制系统，所述电流型整流桥电路直流侧设置有续流电感，获取续流电感的电流，基于所述续流电感的电流确定对应的等效电导；

2)获得电流型整流桥电路交流侧的有效电压，基于所述有效电压的正弦交变形式和等效电导的乘积确定交流侧等效电流瞬时值；

3)基于所述交流侧等效电流瞬时值和调制信号，获得以每个调制周期的1/4和3/4时刻为中心的正向电流脉冲宽度和反向电流脉冲宽度形成的PWM控制信号；

4)利用PWM控制信号控制整流桥中各开关的通断，以使续流电感的电流保持稳定，以及控制电流型整流桥电路交流侧形成调制电流信号。

2.根据权利要求1所述的用于载波通信的调制系统的控制方法，其特征在于，

在步骤1)中，等效电导为有功部分等效电导，有功部分等效电导包括充电等效电导和系统损耗电导，所述系统损耗电导满足：

其中，m为工频周期计数，工频周期为交流侧电源的周期，

为第m-1个工频周期中滤除调制噪声的电流，/>

为第m个工频周期中滤除调制噪声的电流，L_d为续流电感的电感值，T₀表示工频周期，V_rms表示交流侧电源的电压有效值。

3.根据权利要求2所述的用于载波通信的调制系统的控制方法，其特征在于，

对所述有功部分等效电导进行比例积分调控，调控后的电导满足：

G_L(m)＝max(min(G_L(m-1)+(K_p+K_i)d(m)+(K_i-K_p)d(m-1)，G_Lmax)，G_Lmin)

其中，G_L(m-1)表示第m-1个工频周期的有功部分等效电导，K_p为等效电抗控制的比例系数，K_i为等效电抗控制的积分系数，d(m)为第m个工频周期的中间参数，d(m-1)为第m-1个工频周期的中间参数，G_Lmax为G_L(m)的上限阈值，G_Lmin为G_L(m)的下限阈值。

4.根据权利要求2所述的用于载波通信的调制系统的控制方法，其特征在于，

在续流电感的电流稳定后，充电等效电导等于零，有功部分等效电导等于系统损耗电导。

5.根据权利要求1所述的用于载波通信的调制系统的控制方法，其特征在于，

在步骤2)中，交流侧等效电流瞬时值还包括由有效电压的余弦交变形式和等效电纳的乘积构成的无功部分，等效电纳满足：

Q_C表示设定无功功率，V_rms表示交流侧电源的电压有效值。

6.根据权利要求1所述的用于载波通信的调制系统的控制方法，其特征在于，

在步骤3)中，利用正脉冲宽度和负脉冲宽度的宽度差，使得直流侧的电流值保持稳定，第k个调制周期的正负脉冲宽度差满足：

其中，i_p(k)＝k_p·Δi(k)和i_i(k)＝k_i·Δi(k)+i_i(k-1)，Δi(k)＝(i_d1(k)+i_d2(k))/2-I_d，ΔT(k)为第k个调制周期的正负脉冲宽度差，v_s(k)表示电源电压值，L_d为续流电感的电感值，k_p为等效电抗控制的比例系数，k_i为等效电抗控制的积分系数，i_d1(k)表示第k个调制周期的T_m/4时刻的整流桥直流侧的电流值，i_d2(k)表示第k个调制周期的3T_m/4时刻的整流桥直流侧的电流值，I_d表示调制电流，T_m表示调制周期。

7.根据权利要求1所述的用于载波通信的调制系统的控制方法，其特征在于，

在步骤3)中，利用正脉冲宽度和负脉冲宽度的宽度差，使得直流侧的电流值保持稳定，第k个调制周期的正负脉冲宽度差满足：

其中，，i_s为整流桥的交流侧的等效电流瞬时值，ΔT′(k)为第k个调制周期的正负脉冲宽度差，i_s((k+0.5)·T_m)表示第k个调制周期对应的整流桥的交流侧的单相交流电源电流，T_m为调制周期，i_d1(k)表示第k个调制周期的T_m/4时刻的整流桥直流侧的电流值，i_d2(k)表示第k个调制周期的3T_m/4时刻的整流桥直流侧的电流值。

8.根据权利要求6所述的用于载波通信的调制系统的控制方法，其特征在于，

在步骤3)中，正脉冲宽度和负脉冲宽度均与正负脉冲宽度差的正负有关，若宽度差大于或等于零，则T_mp(k)＝T_m/2，T_mn(k)＝max(T_m/2-ΔT(k),0)，若宽度差小于零，则T_mn(k)＝T_m/2，T_mp(k)＝max(T_m/2+ΔT(k),0)；T_mp(k)表示第k个调制周期的正脉冲宽度，T_mn(k)表示第k个调制周期的负脉冲宽度。

9.根据权利要求7所述的用于载波通信的调制系统的控制方法，其特征在于，

在步骤3)中，正脉冲宽度和负脉冲宽度均与正负脉冲宽度差的正负有关，若宽度差大于或等于零，则T_mp(k)＝T_m/2，T_mn(k)＝max(T_m/2-ΔT′(k),0)，若宽度差小于零，则T_mn(k)＝T_m/2，T_mp(k)＝max(T_m/2+ΔT′(k),0)；T_mp(k)表示第k个调制周期的正脉冲宽度，T_mn(k)表示第k个调制周期的负脉冲宽度。

10.根据权利要求1所述的用于载波通信的调制系统的控制方法，其特征在于，

若调制信号为2FSK调制信号，则电流型整流桥电路的交流侧生成FSK调制电流信号。

11.一种用于载波通信的调制系统，其特征在于，包括：

该系统用于实现上述权利要求1-10中任一种用于载波通信的调制系统的控制方法，该系统包括调制单元、控制单元和交流电流型整流桥电路；

调制单元，用于生成2FSK调制信号；

控制单元，包括控制器和交流型整流桥电路，其中交流型整流桥电路为单向交流电流型整流桥电路，控制器的输入端分别与调制单元、单相交流电流型整流桥电路的直流侧正极和交流侧连接，控制器的输出端与单相交流电流型整流桥电路的整流桥连接，所诉控制单元用于基于控制器接收2FSK调制信号、单向交流电流型整流桥电路的等效电导、以及有效电压的正弦交变形式生成PWM控制信号；

交流电流型整流桥电路，用于接收PWM控制信号以实现整流桥中各开关的通断，从而在直流侧输出稳定的电流，以及在交流侧生成FSK调制电流信号。

Images