CN114784988A - 非对称信号双向传输的ec-wpt系统及能量串扰抑制方法 - Google Patents
非对称信号双向传输的ec-wpt系统及能量串扰抑制方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN114784988A CN114784988A CN202210568485.9A CN202210568485A CN114784988A CN 114784988 A CN114784988 A CN 114784988A CN 202210568485 A CN202210568485 A CN 202210568485A CN 114784988 A CN114784988 A CN 114784988A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- signal
- transmission
- circuit
- primary side
- secondary side
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 title claims abstract description 160
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 29
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 title claims abstract description 28
- 230000005764 inhibitory process Effects 0.000 title description 7
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims abstract description 78
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims abstract description 78
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims abstract description 78
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 claims abstract description 63
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 claims abstract description 62
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 claims abstract description 49
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 46
- 230000006854 communication Effects 0.000 claims abstract description 9
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims abstract description 9
- 230000001629 suppression Effects 0.000 claims abstract description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 35
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 claims description 10
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 claims description 6
- 238000002955 isolation Methods 0.000 claims description 5
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 claims description 4
- 238000006880 cross-coupling reaction Methods 0.000 description 26
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 16
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 11
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 11
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 8
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 7
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 6
- 238000013461 design Methods 0.000 description 5
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 3
- 230000008569 process Effects 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 238000011160 research Methods 0.000 description 2
- NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N (2s)-2-[[4-[2-(2,4-diaminoquinazolin-6-yl)ethyl]benzoyl]amino]-4-methylidenepentanedioic acid Chemical compound C1=CC2=NC(N)=NC(N)=C2C=C1CCC1=CC=C(C(=O)N[C@@H](CC(=C)C(O)=O)C(O)=O)C=C1 NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N 0.000 description 1
- UXUFTKZYJYGMGO-CMCWBKRRSA-N (2s,3s,4r,5r)-5-[6-amino-2-[2-[4-[3-(2-aminoethylamino)-3-oxopropyl]phenyl]ethylamino]purin-9-yl]-n-ethyl-3,4-dihydroxyoxolane-2-carboxamide Chemical compound O[C@@H]1[C@H](O)[C@@H](C(=O)NCC)O[C@H]1N1C2=NC(NCCC=3C=CC(CCC(=O)NCCN)=CC=3)=NC(N)=C2N=C1 UXUFTKZYJYGMGO-CMCWBKRRSA-N 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 230000004888 barrier function Effects 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 230000007175 bidirectional communication Effects 0.000 description 1
- 230000002146 bilateral effect Effects 0.000 description 1
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000012938 design process Methods 0.000 description 1
- 238000004870 electrical engineering Methods 0.000 description 1
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 description 1
- 238000013507 mapping Methods 0.000 description 1
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000036961 partial effect Effects 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 1
- 238000012795 verification Methods 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
- H02J50/05—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using capacitive coupling
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
- H02J50/80—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power involving the exchange of data, concerning supply or distribution of electric power, between transmitting devices and receiving devices
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B15/00—Suppression or limitation of noise or interference
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0008—Modulated-carrier systems arrangements for allowing a transmitter or receiver to use more than one type of modulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
本发明提供一种非对称信号双向传输的EC‑WPT系统及能量串扰抑制方法，包括三个极板耦合机构，第一和第二极板耦合机构构成能量传输通道，原边配置有直流电源、高频逆变电路和原边谐振网络，副边配置有副边谐振网络、整流滤波电路和负载；第二和第三极板耦合机构构成信号传输通道，原边配置有原边信号发射电路、原边信号接收电路、原边切换电路、阻波网络和原边检测电阻，其副边配置有副边信号发射电路、副边信号接收电路、副边切换电路和副边检测电阻；其优点是：系统在较大功率传输下实现了信号的双向传输及较高的反向传输速度，特别适用于原副边通信速率需求不同的无线供电系统，并能降低电能串扰，保证较大功率的无线供电系统的信号稳定传输。
Description
技术领域
本发明涉及无线电能传输技术，具体涉及一种非对称信号双向传输的EC-WPT系统及能量串扰抑制方法。
背景技术
无线电能传输(Wireless Power Transfer,WPT)技术是指综合应用电工理论、电力电子技术、控制理论，利用磁场、电场、微波等实现电能从电网或电池以非电气接触的方式传输至用电设备的技术。常用的两种无线电能传输方式分别为磁场耦合式无线电能传输(Magnetic Coupled Wireless Power Transfer,MC-WPT)和电场耦合式无线电能传输(Electric-field Coupled Wireless Power Transfer,EC-WPT)。EC-WPT系统具有以下优势：耦合机构简易轻薄、形状易变、成本低；系统整体电磁干扰(ElectromagneticInterference,EMI)较低；可以穿越金属障碍传能；在耦合机构周围及其之间的金属导体上产生涡流损耗甚小。
在实际工程应用场景中，EC-WPT系统为了达到更好的电能传输效果，提高系统的鲁棒性和系统能效，需要电能发射端与负载接收端进行实时通信，从而实现闭环控制的目的；除此之外，在一些应用场合，电能发射端需要将一些控制指令等信息传输至电能接收端，而电能接收端需要将大量的数据传输至电能发射端，如水下机器人、无人机等无线供电系统，在充电的同时也需要将大量的巡检数据高速传输至电能发射端。目前许多学者已经围绕EC-WPT系统的电能与信号并行传输展开研究并提出了一些解决方案。
文献[1]和文献[2]采用频移键控(Amplitude Shift Keying,ASK)调制技术调制信号，并将ASK信号通过并联的方式注入主电路，采用对称的拓扑结构实现了信号的双向传输。文献[3]以方波作为信号载波，以不同的占空比代表不同码元，提升了信号传输速率，同时采用对称的结构实现信号的双向传输。文献[4]通过将脉冲电流注入到发射端，把数据叠加到功率电流上，令接收端的电流发生变化，从而实现数据的单向传输。文献[5]和文献[6]采用部分分离式，同时利用电能与信号传输回路的自身阻抗性降低电能与信号之间的串扰，实现了信号的单向传输。文献[6]为了进一步提高信号的传输速度，采用正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)调制解调技术，实现了80Mbps的信号传输速度。
通过以上研究现状的分析可以看出，关于EC-WPT系统的能量信号并行传输技术的研究，单向信号传输的研究居多，而双向信号传输的系统大多都采用对称的拓扑结构；且在较大功率传输与较高频的EC-WPT系统中，存在因电能串扰而影响信号的可靠传输问题。
参考文献：
[1]Su,Yu-Gang,et al.Full-duplex communication on the shared channelof a capacitively coupled power transfer system[J].IEEE Transactions on PowerElectronics,2017,32(4):3229-3239.
[2]Wei Zhou,Yu-Gang Su,et al.An interference isolation method forwireless power and signal parallel transmissions on CPT systems[J].Journal ofPower Electronics,2016.17(1):305-313.
[3]苏玉刚,周玮,等.基于方波载波占空比调制的ECPT系统能量信号并行传输技术[J].电工技术学报,2015,30(21):51-56.
[4]Weiyang,Zhou,Mengqi,et al.An Approach for High Data RateCommunicatons within Capacitive Power Transfer System[C]//2021IEEE AppliedPower Electronics Conference and Exposition(APEC),2021:706-708.
[5]苏玉刚,朱梦磊,等.基于电场耦合式电能传输系统的电能与信号回路分离式并行传输技[J]电工技术学报,2018,33(10):2227-2236.
[6]王彦卜.基于ECWPT系统部分能量通道的信号高速传输技术[D],2020.
发明内容
基于上述问题，本发明提出一种非对称信号双向传输的EC-WPT系统及能量串扰抑制方法，通过非对称式配置系统的电路结构，实现了双向通信，且保证了反向信号的高速传输，使其满足原副边通信速度不同的需求，降低系统的成本，并能够降低电能串扰，提高系统的信噪比，减小交叉耦合对信号传输带来的影响，保证较大功率的无线供电系统的信号稳定传输。
为了实现上述目的，本发明所采用的具体技术方案如下：
一种非对称信号双向传输的EC-WPT系统，其关键在于，包括第一极板耦合机构、第二极板耦合机构和第三极板耦合机构；
所述第一极板耦合机构和所述第二极板耦合机构构成能量传输通道，其原边配置有直流电源、高频逆变电路和原边谐振网络，其副边配置有副边谐振网络、整流滤波电路和负载；
所述第二极板耦合机构和所述第三极板耦合机构构成信号传输通道，其原边配置有原边信号发射电路、原边信号接收电路、原边切换电路、阻波网络和原边检测电阻，其副边配置有副边信号发射电路、副边信号接收电路、副边切换电路和副边检测电阻；
当信号正向传输时，所述原边切换电路与所述原边信号发射电路接通，所述副边切换电路与所述副边信号接收电路接通，所述原边信号发射电路发出调制后的信号，经过所述阻波网络后由所述信号传输通道传输到所述副边检测电阻上，所述副边信号接收电路通过检测所述副边检测电阻上的电信号实现信号解调；
当信号反向传输时，所述副边切换电路与所述副边信号发射电路接通，所述原边切换电路与所述原边信号接收电路接通，所述副边信号发射电路发出调制后的信号，该信号经过所述信号传输通道和所述阻波网络后传输到所述原边检测电阻上，所述原边信号接收电路通过检测所述原边检测电阻上的电信号实现信号解调。
可选地，所述原边谐振网络和所述副边谐振网络均采用LC补偿网络。
可选地，所述高频逆变电路是由S1～S4四个MOSFET管构成的全桥逆变电路，所述整流滤波电路是由VD1～VD4构成的全桥整流电路与滤波电容Cf组成。
可选地，信号正向传输时采用ASK调制，所述原边信号发射电路包括高频正弦载波uz，矩形数字信号usig1、选通电路模块和高频隔离变压器；所述副边信号接收电路包括带通滤波器、包络解调电路和比较器模块。
可选地，信号反向传输时采用OFDM调制，所述副边信号发射电路包括矩形数字信号usig2、调制芯片和高频隔离变压器，所述原边信号接收电路包括带通滤波器和解调芯片。
可选地，所述阻波网络由电感L1和电容C1并联而成。
可选地，所述第一极板耦合机构、第二极板耦合机构和第三极板耦合机构均采用水平排列设置；或者所述第一极板耦合机构与所述第二极板耦合机构采用水平排列放置，所述第三极板耦合机构与所述第二极板耦合机构层叠设置。
基于上述系统，本发明还提出了一种非对称信号双向传输的EC-WPT系统的能量串扰抑制方法，其关键在于，按照以下步骤配置系统架构与参数实现能量串扰抑制：
S1：根据系统应用场景需求确定第一极板耦合机构和第二极板耦合机构的形状和尺寸，得出第一极板耦合机构等效电容Cs1和第二极板耦合机构等效电容Cs2，同时确定系统工作频率fp，系统容值比k，期望输出功率P*，以及负载等效阻值RLe；
S2：按照双边LC补偿网络搭建原边谐振网络和副边谐振网络，并根据第一极板耦合机构等效电容Cs1、第二极板耦合机构等效电容Cs2、系统工作频率fp以及系统容值比k确定原边谐振网络和副边谐振网络中的谐振参数，包括原边补偿电感Lp1、原边补偿电容Cp1、副边补偿电感Lp2和副边补偿电容Cp2；
S3：根据能量传输通道等效模型，利用期望输出功率P*和负载等效阻值RLe确定直流电源输入电压Edc；
S4：根据实际应用场景需求确定第三极板耦合机构的形状和尺寸，得出三极板耦合机构等效电容Cs3，同时结合通信需要确定正向信号调制周期Tm1与反向信号调制周期Tm2；
S5：采用电感L1和电容C1并联构成阻波网络，并设定电感L1的初始值；
S6：根据谐振关系确定电容C1的值；
S7：判断是否存在原边检测电阻和副边检测电阻满足信号正向传输电压增益与调节时间和信号反向传输电压增益与调节时间均处于约束条件范围内；如果不满足，则按预设步进减小电感L1的值并继续判断，如果满足，则给出系统的参数。
可选地，步骤S6中信号正向传输电压增益与调节时间和信号反向传输电压增益与调节时间的约束条件为：
其中，GFs表示信号正向传输电压增益，GBs表示信号反向传输电压增益，Ts1表示信号正向传输调节时间，Ts2表示信号反向传输调节时间，f(Rb1,C1)表示信号正向传输电压增益关于副边检测电阻Rb1和电容C1的函数表达式，f(Rb2,C1)表示信号反向传输电压增益关于原边检测电阻Rb2和电容C1的函数表达式，f(Rb1)表示信号正向传输调节时间关于副边检测电阻Rb1的函数表达式，f(Rb2)表示信号反向传输调节时间关于原边检测电阻Rb2的函数表达式，uTH为判决电压，us1为原边信号发射电路输出信号源电压值，us2为副原边信号发射电路输出信号源电压值，γ为动态时长占调节信号周期的比例。
可选地，所述原边信号发射电路和所述副边信号发射电路所采用子载波角频率ωBn≥ωB0＞＞ωp，其中ωBn为OFDM调制所需的第n个子载波的角频率，ωB0为正向信号的载波角频率及反向信号的频率最低的子载波的角频率，ωp为系统工作角频率。
本发明的效果是：
本发明提出的一种非对称信号双向传输的EC-WPT系统及能量串扰抑制方法，系统在较大功率传输下实现了信号的双向传输及较高的信号反向传输的速度，特别适用于原、副边通信速率需求不同的无线供电系统，降低了系统成本，同时能够降低电能串扰，提高系统的信噪比，减小交叉耦合对信号传输带来的影响，保证了较大功率的无线供电系统的信号稳定传输。
附图说明
为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍。
图1为本发明提出的非对称信号双向传输的EC-WPT系统电路拓扑结构；
图2为本发明具体实施例中原边信号发射电路的原理图；
图3为本发明具体实施例中副边信号发射电路的原理图；
图4为本发明具体实施例中副边信号接收电路的原理图；
图5为本发明具体实施例中原边信号接收电路的原理图；
图6为能量传输时的系统等效电路图；
图7为能量传输时系统等效电路简化图；
图8为信号正向传输通路分析电路；
图9为信号正向传输时的等效电路；
图10为耦合机构截面图；
图11为考虑交叉电容后的系统等效电路图；
图12为考虑交叉电容后信号正向传输时的等效电路；
图13为考虑交叉电容信号反向传输时的等效电路；
图14为本发明的系统参数设计流程图；
图15为仿真时无信号传输时的电能串扰波形图；
图16为仿真时无能量传输时的信号传输波形图；
图17为仿真时能量信号并行传输时的波形图。
具体实施方式
下面将结合附图对本发明技术方案的实施例进行详细的描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，因此只作为示例，而不能以此来限制本发明的保护范围。
需要注意的是，除非另有说明，本申请使用的技术术语或者科学术语应当为本发明所属领域技术人员所理解的通常意义。
如图1所示，本实施例提供一种非对称信号双向传输的EC-WPT系统，包括极板P1和P2构成的第一极板耦合机构、极板P3和P4构成的第二极板耦合机构以及极板P5和P6构成的第三极板耦合机构，第一极板耦合机构等效电容Cs1，第二极板耦合机构等效电容Cs2，第三极板耦合机构等效电容Cs3，第一极板耦合机构和第二极板耦合机构构成能量传输通道，其原边配置有直流电源、高频逆变电路和原边谐振网络，其副边配置有副边谐振网络、整流滤波电路和负载；
第二极板耦合机构和第三极板耦合机构构成信号传输通道，其原边配置有原边信号发射电路、原边信号接收电路、原边切换电路、阻波网络和原边检测电阻，其副边配置有副边信号发射电路、副边信号接收电路、副边切换电路和副边检测电阻；
从图1可以看出，原边谐振网络和所述副边谐振网络均采用LC补偿网络，这种补偿网络具有系统结构简单、参数敏感性弱、易于实现较大功率传输、恒压特性好的特点，高频逆变电路是由S1～S4四个MOSFET管构成的全桥逆变电路，用于将直流电转变为交流电，由Lp1与Cp1构成的原边谐振网络提升了发射极板的电压，降低了开关管上的电压；由Lp2与Cp2构成的副边谐振网络有利于实现阻抗匹配，提升了系统输出能力；由VD1～VD4构成的全桥整流电路与滤波电容Cf将交流电变为直流电并提供给用电设备；阻波网络由电感L1和电容C1并联而成，用于阻隔能量对信号的干扰。
当信号正向传输时，原边切换电路与原边信号发射电路TX1接通，副边切换电路与副边信号接收电路RX1接通，原边信号发射电路TX1发出调制后的信号，经过阻波网络后由信号传输通道传输到副边检测电阻Rb1上，副边信号接收电路RX1通过检测副边检测电阻Rb1上的电信号实现信号解调；
当信号反向传输时，副边切换电路与副边信号发射电路TX2接通，原边切换电路与原边信号接收电路RX2接通，副边信号发射电路TX2发出调制后的信号，该信号经过信号传输通道和阻波网络后传输到原边检测电阻Rb2上，原边信号接收电路RX2通过检测原边检测电阻Rb2上的电信号实现信号解调。
当需要电能接收端将数据发送到电能发射端时，副边切换电路中的d端连接f端，原边切换电路中d1端连接f1端；当需要电能发射端将数据发送到电能接收端时，副边切换电路中的d端连接e端，原边切换电路d1端连接e1端。原边切换电路和副边切换电路可以通过电子开关、轻触开关、数字开关等方式实现。L1与C1构成的阻波网络可以阻隔能量对信号的干扰，提高信号通道的信噪比，同时减小交叉耦合对信号传输的影响，阻波电路可以设置在电能发射端也可设置在电能接收端，为了减小电能接收端的体积，本实施例将阻波网络设置在电能发送端。
针对信号传输而言，在数字信号传输过程，需要对其按照一定方法进行调制，以调制波的方式在信道中进行传输。根据数字调制采取的载波媒介的波形特性可以分为单载波调制、多载波调制以及脉冲调制。
在本实施例中，信号正向传输采用的调制方式是ASK调制。ASK调制方式是单载波调制的一种。图2为信号调制发射端TX1的电路原理图，图2中，uz为高频的正弦载波，usig1为矩形数字信号，选通电路中的选通芯片可选择CD4051、74HC153等。信号正向传输时，usig1＝0时，uout＝0，代表数字信号0；当usig1＝1时，选通电路OUT端输出为功率放大后的uz信号，代表数字信号1，其通过高频隔离变压器将信号注入到主电路中。从g1、f1两端看，信号调制发射电路TX1可以等效为一个电压源us1。
信号反向传输采用正交频分复用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexiong，OFDM)调制技术。OFDM调制技术是多载波调制的一种，其原理是利用串并转换，把高速的串行传输数据流向单独低速的数据流进行变化，在子载波上进行调制，可满足高速数据传输的要求。图3中，usig2为矩形数字信号，调制电路中的调制解调芯片采用的是QCA6410。信号反向传输时，QCA6410芯片对输入的数据进行OFDM调制后，经过D/A转换和功率放大后输出至调制电路OUT端，信号通过高频隔离变压器将信号注入到主电路中。从g、f两端看，信号调制发射电路TX2可以等效为一个电压源us2。
信号的解调是指将调制载波还原为数字信号的过程。包络解调是ASK调制方式最为简捷的解调方式。图4为信号接收解调端RX1的原理图，输入为检测电阻Rb1两端的拾取电压，通过带通滤波器滤除系统的噪声，再通过由检波二极管和并联RC网络，得到调制载波信号的包络线，最后通过滞回比较器对得到的包络线进行整形以还原数字信号。
图5为信号接收解调端RX2的原理图，输入为检测电阻Rb2两端的拾取电压，通过带通滤波过滤系统噪声后，由解调电路对输入的数据进行A/D转换后，再通过解调芯片QCA6410进行OFDM解调还原数字信号。
为了确保能量与信号的正常传输，图1所示系统中谐振网络与阻波网络应满足以下条件：
式中，ωp表示系统工作角频率。
图6为电能传输通道的等效电路图，电压型高频逆变器的输出为方波电压，忽略其高次谐波，可以将其等效为一个正弦电压源输入up；后级整流电路与负载RL可用交流负载RLe代替；信号调制模块可等效为一个电压源，表达式如式(2)所示：
式中，Edc为直流电压。
根据叠加定理，在能量传输时，将信号源us1、us2视为短路，虚线框内以AB端口的等效信道阻抗为：
式中，“//”表示并联。当式(3)满足式(1)的谐振条件，此时Zs的值为：
因此可将电能传输回路进一步简化为图7所示。通过分析，双边LC型的EC-WPT系统满足式(1)的谐振条件时，系统的跨导增益为：
从式(5)可知，输出电流iRLe与输入电压up反向，且其大小仅与输入电压up、谐振网络参数以及电能传输耦合电容有关，与信道的参数无关，因此阻波网络使得输出电流不受信道阻抗加入的影响。
电能串扰是指仅考虑电能输入，并将信号源us1、us2视为短路的情况下，信号检测电阻上的电压响应。根据图6中的虚线划分可以得到各部分的阻抗关系为：
信号正向传输时，图6中的d1端与e1端相连，d端与e端相连，可得各级电压比为：
式中，uCs2、uRb1分别表示Cs2、Rb1两端电压。式(7)中的各式相乘可得能量传输对信号正向传输的串扰电压增益为：
式中，Gps1定义为能量传输对信号正向传输的串扰电压增益。当式(8)满足式(1)的谐振条件时，Gps1为零，既说明电能对信号正向传输的影响很小。
信号反向传输时，图6中的d端与f端相连，d1端与f1端相连，可得各级电压比为：
式中，uRb2表示Rb2两端电压。式(9)中的各式相乘可得能量传输对信号反向传输的串扰电压增益为：
式中，Gps2定义为能量传输对信号反向传输的串扰电压增益。当式(10)满足式(1)的谐振条件时，Gps2为零，即说明电能对信号反向传输的影响很小。
综上分析，能量传输过程中，经过原边谐振网络的滤波，能量的高次谐波将会衰减，共享通道Cs2上的波形主要为能量的基波；电感L1与电容C1构成的阻波网络满足式(1)的谐振条件时，能量基波的传输对信号正向传输与反向传输的串扰电压增益为零，因此电能串扰得以被抑制。
针对信号传输而言，信号正向传输采用的调制解调方式为ASK调制解调。信号反向传输采用的调制解调方式为OFDM调制解调。OFDM调制所需的子载波数为N，第n(0＜n≤N)个子载波的角频率为：
ωBn＝ωB0+2πn/T (11)
式中，n为整数，ωB0为频率最低的子载波的角频率，T为码元周期。使ωB0满足下式：
ωB0＝αωp (12)
式中，α远大于1，因此ωBn≥ωB0＞＞ωp，ωB0为正向信号的载波角频率及反向信号的频率最低的子载波的角频率，因此后文将使用ωB0分析信号的传输模型。
分析信号正向传输的电压增益时，将电压源up视为短路，图6中的d1端与e1端相连，d端与e端相连，如图8所示。
在电能工作频率和信号正向传输的载波频率下，虚线框内的从ab端口和bc端口看入的LC谐振网络的阻抗特性不同。在高频的信号载波ωB0下，虚线框内的LC阻抗为：
因为α远大于1，根据文献[5]的分析，可得:
通过上述分析，可以将图8进一步简化为图9，按照图9所示的虚线划分，可以得到信号反向传输时各部分的阻抗表达式为：
根据式(15)，可以得到信号正向传输的电压增益为：
式中，GFs为定义的信号正向传输的电压增益，GFs越大表明信号的衰减越小。
信号反向传输与信号正向传输的电压增益分析一致，不再赘述，可得信号反向传输电压增益为：
式中，GBs为定义的信号反向传输的电压增益，GBs越大表明信号的衰减越小。
上述分析过程是基于第一极板耦合机构、第二极板耦合机构和第三极板耦合机构均采用水平排列设置的形式，但在实际应用中，极板往往需要层叠放置，这种情况下极板间存在交叉耦合，因此也需要分析交叉耦合对系统性能带来的影响。
由于两对电能传输极板层叠放置时会对系统的电能传输产生影响，因此为了不影响能量传输，通常两对电能传输极板水平放置，下面分析其中一对能量传输极板与信号传输极板层叠放置时的交叉耦合情况。
下面以第一极板耦合机构与第二极板耦合机构水平排列放置，第三极板耦合机构与第二极板耦合机构层叠设置的结构为例进行说明，如图10所示，P3、P5位于发射端，P4、P6位于接收端，d56、d45为极板间距，P3与P4紧贴放置，P5与P6紧贴放置，由于信号传输极板比共享传输极板面积更小，导致P5与P3、P4，P6与P3的交叉耦合电容很小，可以忽略，只需考虑P4与P6之间的交叉耦合。
图11为信号传输极板与共享极板层叠放置时的系统等效电路，交叉耦合电容C46的值为：
式中，ε为介电常数，S46为P4与P6的正对面积。
在分析能量传输时，将信号源us1、us2视为短路。虚线框内以AB端口的等效信道阻抗为：
当式(21)满足式(1)的谐振条件，此时ZS1的值为：
因此可将图11简化为图7，电能传输等效电路在存在交叉耦合电容C46与不存在交叉耦合电容C46保持一致，因此系统跨导增益Gi1与Gi相等。
用前文的分析方法，重复式(6)与式(7)的计算，可以得到存在交叉耦合时的能量传输对信号正向传输的串扰电压增益G'ps1及信号反向传输的串扰电压增益G'ps2为：
当式(21)满足式(1)的谐振条件时，G'ps1、G'ps2为零，既说明存在交叉耦合电容C46时的电能对信号传输的影响依旧很小。
信号正向传输时，图11中的电压源up视为短路，d1端与e1端相连，d端与e端相连。根据前文的分析，信号正向传输时的等效电路图可以简化为图12，由此可以的存在交叉耦合电容C46时的信号正向传输增益为：
式中，G'Fs为定义的信号正向传输的电压增益。对比式(22)与式(18)，可以发现存在交叉耦合电容C46后，信号正向传输增益变小，但可以通过调节检测电阻Rb1的值来增大信号正向传输电压增益。
信号反向传输时，图11中的电压源up视为短路，d1端与f1端相连，d端与f端相连，信号反向传输时的等效电路图可以简化为图13，信号反向传输时的等效电路在存在交叉耦合电容C46时与不存在交叉耦合电容C46时保持一致，因此信号反向传输增益G'Bs与未加入交叉耦合电容时的GBs相等。
综上分析，P4极板与P6极板层叠放置时，产生的交叉耦合对电能的传输、串扰电压及信号反向传输增益无影响，但会使信号正向传输增益变小，信号能否解调成功取决于信号检测电阻Rb1的取值。
基于上述分析，本实施例还提供一种非对称信号双向传输的EC-WPT系统的能量串扰抑制方法，主要按照以下步骤配置系统架构与参数实现能量串扰抑制：
S1：根据系统应用场景需求确定第一极板耦合机构和第二极板耦合机构的形状和尺寸，得出第一极板耦合机构等效电容Cs1和第二极板耦合机构等效电容Cs2，同时确定系统工作频率fp，系统容值比k，期望输出功率P*，以及负载等效阻值RLe；
S2：按照双边LC补偿网络搭建原边谐振网络和副边谐振网络，并根据第一极板耦合机构等效电容Cs1、第二极板耦合机构等效电容Cs2、系统工作频率fp以及系统容值比k确定原边谐振网络和副边谐振网络中的谐振参数，包括原边补偿电感Lp1、原边补偿电容Cp1、副边补偿电感Lp2和副边补偿电容Cp2；
S3：根据能量传输通道等效模型，利用期望输出功率P*和负载等效阻值RLe确定直流电源输入电压Edc；
S4：根据实际应用场景需求确定第三极板耦合机构的形状和尺寸，得出三极板耦合机构等效电容Cs3，同时结合通信需要确定正向信号调制周期Tm1与反向信号调制周期Tm2；
S5：采用电感L1和电容C1并联构成阻波网络，并设定电感L1的初始值；
S6：根据谐振关系确定电容C1的值；
S7：判断是否存在原边检测电阻和副边检测电阻满足信号正向传输电压增益与调节时间和信号反向传输电压增益与调节时间均处于约束条件范围内；如果不满足，则按预设步进减小电感L1的值并继续判断，如果满足，则给出系统的参数。
设计过程中，系统功率通常应该留有1.2倍的裕度，因此设计的功率要满足下式：
1.2P*＝|iRLe|2RLe (23)
式中，P*为期望的输出功率。定义系统容值比k为：
通常k的取值为8～10时，双边LC型的EC-WPT系统可以达到更好的电能传输效果。根据系统的实际需求确定电能传输极板的耦合电容Cs1、Cs2，选取合适的k值，通过式(24)确定谐振电容Cp1；使Cp1与Cp2相等，通过谐振公式(1)即可计算出谐振网络参数Lp1、Lp2；根据式(23)计算出输出电流iRLe，根据式(5)与式(2)确定输入电压Edc。
根据前文分析可以得到信号传输的传递函数为：
由此可以得到信号正向传输通道动态特性参数为
式中的ξ1、ξ2为阻尼比，ωn1、ωn2为无阻尼自然振荡角频率。在实际的通信系统中，阻尼比满足0＜ξ＜1这样的关系，因此系统处于欠阻尼状态。信号传输时，动态调节时间要满足下式：
式中的Ts1、Ts2为动态调节时间，Tm1、Tm2分别为正向信号与反向信号的调制周期，γ为动态调节时长占调节信号周期的比例，一般取0.15。
根据实际需求，确定信号传输耦合机构Cs3，正向信号与反向信号的调制周期Tm1、Tm2。根据式(16)、式(17)以及式(27)可以得到信号回路参数的约束调节如下：
其中，GFs表示信号正向传输电压增益，GBs表示信号反向传输电压增益，Ts1表示信号正向传输调节时间，Ts2表示信号反向传输调节时间，f(Rb1,C1)表示信号正向传输电压增益关于副边检测电阻Rb1和电容C1的函数表达式，f(Rb2,C1)表示信号反向传输电压增益关于原边检测电阻Rb2和电容C1的函数表达式，f(Rb1)表示信号正向传输调节时间关于副边检测电阻Rb1的函数表达式，f(Rb2)表示信号反向传输调节时间关于原边检测电阻Rb2的函数表达式，uTH为判决电压，us1为原边信号发射电路输出信号源电压值，us2为副原边信号发射电路输出信号源电压值。
根据实际工程经验，设定L1的初始值，根据式(1)计算电容C1，判断是否存在检测电阻Rb1、Rb2的满足式(28)的条件，若存在，给出系统参数，若不存在，逐步减小L1的值，直至找到满足条件的Rb1、Rb2，由此减小L1以达到减小系统体积的目的，最终可以按照图14所示的系统参数设计流程图完成参数设计，使得系统实现能量串扰抑制。
为了进一步验证本发明的可行性，下面根据图1所示系统架构，在Simulink上建立仿真模型，根据系统参数设计的方法，计算得出系统参数，见表1，并对系统能量信号并行传输性能进行仿真验证。
表1系统参数
根据能量通道的参数对系统进行仿真，得到了如表2所示的结果。设极板间距d46与d56相等，则交叉耦合电容C46与Cs3相等。表2为能量传输的性能，无信号通道为信号传输通道没有接入系统时的电能传输情况；有信号通道表示信号通道接入系统，且信号传输极板与电能传输极板平行放置时的电能传输情况；存在交叉耦合C46为信号通道接入系统，且信号传输极板与电能传输极板层叠放置时的电能传输情况。从表2可知，当信号通道接入系统后，存在交叉耦合，系统的各类能量传输性能均几乎不受影响。
表2能量传输的性能
图15为信号传输时的电能串扰波形，其中图15(a)为不存在交叉耦合的情况，图15(b)为存在交叉耦合的情况。图15中，从上到下分别为逆变输出电压up、信号正向传输时的电能串扰电压uRb1、信号反向传输时的电能串扰电压uRb2。不考虑交叉耦合时uRb1、uRb2的峰值均为0.216V；存在交叉耦合时uRb1峰值为0.213V，uRb2峰值为0.215V。从图中可以看出，电能的高次谐波造成的电能串扰依旧存在，但通过提出的方法已经得到很好的抑制，电能串扰已不影响信号在较大功率系统的稳定传输。
图16为无能量传输时的信号传输波形，其中图16(a)为无能量传输时的信号正向传输的波形，从上到下的波形分别为信号波形usig1、调制载波us1、检测电压uRb1以及解调信号udc1。信号调制周期为17.3μs，信号正向传输采用的数字调制方法为2ASK，所以信号正向传输速率为115.2Kbps；检测电压波形即为检测电阻Rb1两端的电压，从仿真结果中可以看出其峰值为3.57V，与根据式(16)计算得到的理论值3.615V基本一致。图16(b)为无能量传输时信号反向传输的波形，从上到下的波形分别为信号波形usig2、调制载波us2、检测电压uRb2以及解调信号udc2。信号调制周期为0.025μs，本文信号反向传输采用的数字调制方法为OFDM调制解调，其中OFDM中的星座映射法采用的是QPSK，所以信号反向传输速率为80Mbps。
图17为能量信号并行传输时的波形，其中图17(a)为信号正向传输时的波形，图17(b)为信号反向传输时的信号波形。从图17可知，解调信号udc1、udc2被正确解调，负载电阻RL上的电压的平均值为148.2V，可以计算得到输出功率为1098.16W，与未注入信号之前的输出功率几乎一致，因此本文所提的系统中的能量传输与信号传输互不影响。
综上可以看出，本发明提出的一种非对称信号双向传输的EC-WPT系统及能量串扰抑制方法，可以确保信号的双向传输及较高的信号反向传输的速度，并能降低电能串扰；系统的输出电压、输出功率及检测电压与理论计算基本一致，仿真结果验证了该系统拓扑和参数设计方法的可行性和正确性。
最后需要说明的是，以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围，这样的变换均应涵盖在本发明的权利要求和说明书的范围当中。
Claims (10)
1.一种非对称信号双向传输的EC-WPT系统，其特征在于，包括第一极板耦合机构、第二极板耦合机构和第三极板耦合机构；
所述第一极板耦合机构和所述第二极板耦合机构构成能量传输通道，其原边配置有直流电源、高频逆变电路和原边谐振网络，其副边配置有副边谐振网络、整流滤波电路和负载；
所述第二极板耦合机构和所述第三极板耦合机构构成信号传输通道，其原边配置有原边信号发射电路、原边信号接收电路、原边切换电路、阻波网络和原边检测电阻，其副边配置有副边信号发射电路、副边信号接收电路、副边切换电路和副边检测电阻；
当信号正向传输时，所述原边切换电路与所述原边信号发射电路接通，所述副边切换电路与所述副边信号接收电路接通，所述原边信号发射电路发出调制后的信号，经过所述阻波网络后由所述信号传输通道传输到所述副边检测电阻上，所述副边信号接收电路通过检测所述副边检测电阻上的电信号实现信号解调；
当信号反向传输时，所述副边切换电路与所述副边信号发射电路接通，所述原边切换电路与所述原边信号接收电路接通，所述副边信号发射电路发出调制后的信号，该信号经过所述信号传输通道和所述阻波网络后传输到所述原边检测电阻上，所述原边信号接收电路通过检测所述原边检测电阻上的电信号实现信号解调。
2.根据权利要求1所述的非对称信号双向传输的EC-WPT系统，其特征在于，所述原边谐振网络和所述副边谐振网络均采用LC补偿网络。
3.根据权利要求1所述的非对称信号双向传输的EC-WPT系统，其特征在于，所述高频逆变电路是由S1～S4四个MOSFET管构成的全桥逆变电路，所述整流滤波电路是由VD1～VD4构成的全桥整流电路与滤波电容Cf组成。
4.根据权利要求1所述的非对称信号双向传输的EC-WPT系统，其特征在于，信号正向传输时采用ASK调制，所述原边信号发射电路包括高频正弦载波uz，矩形数字信号usig1、选通电路模块和高频隔离变压器；所述副边信号接收电路包括带通滤波器、包络解调电路和比较器模块。
5.根据权利要求1或4所述的非对称信号双向传输的EC-WPT系统，其特征在于，信号反向传输时采用OFDM调制，所述副边信号发射电路包括矩形数字信号usig2、调制电路和高频隔离变压器，所述原边信号接收电路包括带通滤波器和解调电路。
6.根据权利要求1所述的非对称信号双向传输的EC-WPT系统，其特征在于，所述阻波网络由电感L1和电容C1并联而成。
7.根据权利要求1所述的非对称信号双向传输的EC-WPT系统，其特征在于，所述第一极板耦合机构、第二极板耦合机构和第三极板耦合机构均采用水平排列设置；或者所述第一极板耦合机构与所述第二极板耦合机构采用水平排列放置，所述第三极板耦合机构与所述第二极板耦合机构层叠设置。
8.如权利要求1-7任一所述的非对称信号双向传输的EC-WPT系统的能量串扰抑制方法，其特征在于，按照以下步骤配置系统架构与参数实现能量串扰抑制：
S1：根据系统应用场景需求确定第一极板耦合机构和第二极板耦合机构的形状和尺寸，得出第一极板耦合机构等效电容Cs1和第二极板耦合机构等效电容Cs2，同时确定系统工作频率fp，系统容值比k，期望输出功率P*，以及负载等效阻值RLe；
S2：按照双边LC补偿网络搭建原边谐振网络和副边谐振网络，并根据第一极板耦合机构等效电容Cs1、第二极板耦合机构等效电容Cs2、系统工作频率fp以及系统容值比k确定原边谐振网络和副边谐振网络中的谐振参数，包括原边补偿电感Lp1、原边补偿电容Cp1、副边补偿电感Lp2和副边补偿电容Cp2；
S3：根据能量传输通道等效模型，利用期望输出功率P*和负载等效阻值RLe确定直流电源输入电压Edc；
S4：根据实际应用场景需求确定第三极板耦合机构的形状和尺寸，得出三极板耦合机构等效电容Cs3，同时结合通信需要确定正向信号调制周期Tm1与反向信号调制周期Tm2；
S5：采用电感L1和电容C1并联构成阻波网络，并设定电感L1的初始值；
S6：根据谐振关系确定电容C1的值；
S7：判断是否存在原边检测电阻和副边检测电阻满足信号正向传输电压增益与调节时间和信号反向传输电压增益与调节时间均处于约束条件范围内；如果不满足，则按预设步进减小电感L1的值并继续判断，如果满足，则给出系统的参数。
9.根据权利要求8所述的非对称信号双向传输的EC-WPT系统的能量串扰抑制方法，其特征在于，步骤S6中信号正向传输电压增益与调节时间和信号反向传输电压增益与调节时间的约束条件为：
其中，GFs表示信号正向传输电压增益，GBs表示信号反向传输电压增益，Ts1表示信号正向传输调节时间，Ts2表示信号反向传输调节时间，f(Rb1,C1)表示信号正向传输电压增益关于副边检测电阻Rb1和电容C1的函数表达式，f(Rb2,C1)表示信号反向传输电压增益关于原边检测电阻Rb2和电容C1的函数表达式，f(Rb1)表示信号正向传输调节时间关于副边检测电阻Rb1的函数表达式，f(Rb2)表示信号反向传输调节时间关于原边检测电阻Rb2的函数表达式，uTH为判决电压，us1为原边信号发射电路输出信号源电压值，us2为副原边信号发射电路输出信号源电压值，γ为动态时长占调节信号周期的比例。
10.根据权利要求9所述的非对称信号双向传输的EC-WPT系统的能量串扰抑制方法，其特征在于，所述原边信号发射电路和所述副边信号发射电路所采用子载波角频率ωBn≥ωB0＞＞ωp，其中ωBn为OFDM调制所需的第n个子载波的角频率，ωB0为正向信号的载波角频率及反向信号的频率最低的子载波的角频率，ωp为系统工作角频率。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202210568485.9A CN114784988B (zh) | 2022-05-24 | 2022-05-24 | 非对称信号双向传输的ec-wpt系统及能量串扰抑制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202210568485.9A CN114784988B (zh) | 2022-05-24 | 2022-05-24 | 非对称信号双向传输的ec-wpt系统及能量串扰抑制方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN114784988A true CN114784988A (zh) | 2022-07-22 |
| CN114784988B CN114784988B (zh) | 2024-05-14 |
Family
ID=82409421
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202210568485.9A Active CN114784988B (zh) | 2022-05-24 | 2022-05-24 | 非对称信号双向传输的ec-wpt系统及能量串扰抑制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN114784988B (zh) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN116191691A (zh) * | 2023-03-15 | 2023-05-30 | 中国人民解放军海军工程大学 | 电场式无线输电补偿系统及设计方法、装置及设计方法 |
| CN117040144A (zh) * | 2023-09-12 | 2023-11-10 | 重庆大学 | Bcpt系统的频率调谐及功率流解耦控制方法和系统 |
Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103701227A (zh) * | 2014-01-14 | 2014-04-02 | 哈尔滨工业大学 | 基于多谐振技术的无线能量和信号同步传输系统 |
| CN111901052A (zh) * | 2020-07-28 | 2020-11-06 | 中国矿业大学 | 多调制波复合spwm控制的电能与信号并行无线传输系统 |
| CN111987813A (zh) * | 2020-08-31 | 2020-11-24 | 重庆大学 | 基于单线圈耦合机构的同步全双工通信无线功率传输系统 |
| CN112701800A (zh) * | 2021-01-19 | 2021-04-23 | 重庆大学 | 共享通道式单电容耦合无线电能与信号并行传输系统 |
| CN113809839A (zh) * | 2021-09-13 | 2021-12-17 | 西安交通大学 | 一种基于4ask的高速全双工无线电能与数据同步传输系统 |
| CN114421646A (zh) * | 2022-01-19 | 2022-04-29 | 国网江苏省电力有限公司 | 基于混合调制的磁耦合无线能量信号同步传输系统 |
-
2022
- 2022-05-24 CN CN202210568485.9A patent/CN114784988B/zh active Active
Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103701227A (zh) * | 2014-01-14 | 2014-04-02 | 哈尔滨工业大学 | 基于多谐振技术的无线能量和信号同步传输系统 |
| CN111901052A (zh) * | 2020-07-28 | 2020-11-06 | 中国矿业大学 | 多调制波复合spwm控制的电能与信号并行无线传输系统 |
| CN111987813A (zh) * | 2020-08-31 | 2020-11-24 | 重庆大学 | 基于单线圈耦合机构的同步全双工通信无线功率传输系统 |
| CN112701800A (zh) * | 2021-01-19 | 2021-04-23 | 重庆大学 | 共享通道式单电容耦合无线电能与信号并行传输系统 |
| CN113809839A (zh) * | 2021-09-13 | 2021-12-17 | 西安交通大学 | 一种基于4ask的高速全双工无线电能与数据同步传输系统 |
| CN114421646A (zh) * | 2022-01-19 | 2022-04-29 | 国网江苏省电力有限公司 | 基于混合调制的磁耦合无线能量信号同步传输系统 |
Non-Patent Citations (4)
| Title |
|---|
| SU, YU-GANG等: "Full-duplex communication on the shared channel of a capacitively coupled power transfer system", 《IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS》, 31 December 2017 (2017-12-31), pages 3229 - 3239 * |
| YUE SUN等: "The Parallel Transmission of Power and Data With the Shared Channel for an Inductive Power Transfer System", 《IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS》, 31 December 2016 (2016-12-31), pages 1 - 6 * |
| 苏玉刚等: "基于方波载波占空比调制的ECPT系统能量信号并行传输技术", 《电工 技术学报》, 31 December 2015 (2015-12-31), pages 51 - 56 * |
| 苏玉刚等: "基于频域分离解调复合信源无线电能与信号并行传输技术", 《电力系统自动化》, 31 December 2017 (2017-12-31), pages 53 - 59 * |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN116191691A (zh) * | 2023-03-15 | 2023-05-30 | 中国人民解放军海军工程大学 | 电场式无线输电补偿系统及设计方法、装置及设计方法 |
| CN116191691B (zh) * | 2023-03-15 | 2024-03-15 | 中国人民解放军海军工程大学 | 电场式无线输电补偿系统及设计方法、装置及设计方法 |
| CN117040144A (zh) * | 2023-09-12 | 2023-11-10 | 重庆大学 | Bcpt系统的频率调谐及功率流解耦控制方法和系统 |
| CN117040144B (zh) * | 2023-09-12 | 2024-05-14 | 重庆大学 | Bcpt系统的频率调谐及功率流解耦控制方法和系统 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN114784988B (zh) | 2024-05-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Fan et al. | Simultaneous wireless power transfer and full-duplex communication with a single coupling interface | |
| CN114784988B (zh) | 非对称信号双向传输的ec-wpt系统及能量串扰抑制方法 | |
| CN107707036B (zh) | 双通道无线电能传输系统及其能量与信号同步传输方法 | |
| CN109617250B (zh) | 一种基于组合型拓扑的抗偏移无线电能传输系统 | |
| CN111987813B (zh) | 基于单线圈耦合机构的同步全双工通信无线功率传输系统 | |
| CN109474555A (zh) | 基于电感耦合和fsk调制的无线能量与数据同步传输系统及其参数设计方法 | |
| CN112701800B (zh) | 共享通道式单电容耦合无线电能与信号并行传输系统 | |
| CN108390472A (zh) | 一种非接触能量与信号同步传输系统及传输方法 | |
| CN101114541B (zh) | 电源转换装置 | |
| CN109067008B (zh) | 一种无线能量与数据同步传输系统及其参数设计方法 | |
| CN114421646A (zh) | 基于混合调制的磁耦合无线能量信号同步传输系统 | |
| CN110048496A (zh) | 一种低成本无线电能传输方法及装置 | |
| CN114900397B (zh) | 一种无线电能与反向信号同步传输系统 | |
| CN113013999B (zh) | 一种基于直流纹波调制的无线电能和数据同步传输系统 | |
| CN202513925U (zh) | 低压电力线载波通讯装置 | |
| US20220286163A1 (en) | Power line communication apparatus and power generating system | |
| CN116388409A (zh) | 基于磁场、电场分别传输电能与信号的水下并行传输系统 | |
| CN114499590B (zh) | 无线电力载波装置 | |
| CN107437895B (zh) | 一种隔离电源芯片及其实现方法 | |
| CN114499591B (zh) | 一种无线电力载波装置 | |
| CN214590788U (zh) | 基于输出状态反馈的无线电能传输系统滞环调节装置 | |
| WO2020000864A1 (zh) | 一种直流电压型plc光伏关断器电路 | |
| CN112701803B (zh) | 基于fsk并联注入通信的无线能量信号同步传输系统 | |
| CN108494439B (zh) | 直流plc中继装置、系统和汇流箱 | |
| Wang et al. | High speed signal transmission technology based on partial power channel for capacitive power transfer system |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant |