JPH0652676B2

JPH0652676B2 - 誘導加熱調理器

Info

Publication number: JPH0652676B2
Application number: JP17791081A
Authority: JP
Inventors: 一義塚本; 悦男硲谷
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1981-11-05
Filing date: 1981-11-05
Publication date: 1994-07-06
Anticipated expiration: 2009-07-06
Also published as: JPS5880291A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、誘導加熱調理器に関する。

従来この種誘導加熱調理器の駆動回路として、誘導加熱
コイルと共振コンデンサよりなる直列共振回路を利用
し、かつ共振コンデンサに並列にスイツチング素子を接
続して高周波インバータを構成したものが知られてい
る。かかる構成の調理器では、スイツチング素子のオン
期間及び上記直列共振回路の共振周期によってインバー
タの発振周波数が変る。この周波数の変化、特にスイツ
チング素子のオン期間の制御により負荷への入力が調節
される。このような周波数制御方式の調理器では、多口
構成としたとき、雑音発生という問題が生じる。すなわ
ち、隣接する加熱口を同時に動作させたとき、加熱され
る鍋の材質の差或は設定された入力の差により、当然イ
ンバータの発振周波数もまた変ってくる。上記雑音は、
各加熱口からの磁界が互いに干渉し合って、両者の周波
数差に応じて発生するものであり、周波数差が大きくな
るにしたがって、大きくなる傾向がある。かかる雑音発
生は、使用者に不愉快を感じさせることから商品価値を
低下させる原因となっている。

本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、
インバータの発振周波数を一定とし、かつこの条件下で
入力調節を可能としたもので、特に多口誘導加熱調理器
に適用して有益であるが、一口誘導加熱調理器に応用し
ても何ら差支えない。

本発明は、上記目的を達成するためにシングルエンデイ
ツドプツシユプル（SEPP）インバータを使用し、かつこ
のSEPPインバータは、誘導加熱コイル及び共振コンデン
サよりなる負荷回路の一端が電源高電位側に接続されて
なる。この点において従来の典型的なSEPPインバータ
が、その負荷回路の一端を低電位側（通常アース電位）
に接続されてなるのと異なっている。

第１図は、本発明実施例におけるSEPPインバータ(1)の
構成を示し、(Q₁)(Q₂)は、各々第１スイツチング素子及
び第２スイツチング素子となる第１トランジスタ及び第
２トランジスタで、ともにnpn型トランジスタが使用さ
れ直流電源間に直列接続されている。第１、第２スイツ
チング素子としては、トランジスタのほか、GTO等を使
用する事もできる。GTO(D₁)(D₂)は、第１、第２トラン
ジスタ(Q₁)(Q₂)に逆並列に接続されたフリーホイルダイ
オード、(2)は、第１トランジスタ(Q₁)に並列に接続さ
れた負荷回路で、誘導加熱コイル(L₁)及び共振コンデン
サ(C₁)よりなる。鉄系金属よりなる調理鍋は、誘導加熱
コイル(L₁)上に近接配置される。

第２図は、その動作波形図を示し、第１、第２トランジ
スタ(Q₁)(Q₂)の各ペースには、オン・オフ信号Ａ、Ｂが
各々印加される。まず信号Ｂにより第２トランジスタ(Q
₂)がオンとなると、駆動電流Ｉ_１が、誘導加熱コイル(L
₁)、共振コンデンサ(C₁)及び第２トランジスタ(Q₂)を通
って流れ、第２トランジスタ(Q₂)がオフ、第１トランジ
スタ(Q₁)がオンになると、誘導加熱コイル(L₁)、共振コ
ンデンサ(C₁)及びダイオード(D₁)を通って循環電流Ｉ_２
が流れる。この循環電流Ｉ_２がゼロになると、負荷回路
(2)を流れる電流が反転し、第１トランジスタ(Q₁)、共
振コンデンサ(C₁)及び誘導加熱コイル(L₁)を通って駆動
電流Ｉ_３が流れる。続いて、再び第２トランジスタ(Q₂)
がオン、第１トランジスタ(Q₁)がオフとなるが、しばら
くの間ダイオード(D₂)、共振コンデンサ(C₁)及び誘導加
熱コイル(L₁)を通って循環電流Ｉ_４が流れる。第３図
は、第１トランジスタ(Q₁)のオン・オフ期間割合を等し
くし、他方、第２トランジスタ(Q₂)のオン期間を、第１
トランジスタ(Q₁)のオフ期間内においてデユーテイ制御
した場合の負荷電流波形を示し、第１トランジスタ(Q₁)
のオフ期間を最大、ゼロを最小として任意に電流値を制
御することができる。第１トランジスタ(Q₁)は、エミツ
タ電位が不安定に変化するために、そのデユーテイ制御
は難しく、これを行なうには複雑な回路を必要とする
が、第２トランジスタ(Q₂)は、エミツタ電位が低電位
（アース電位）に固定されているためにそのデユーテイ
制御は容易である。従って発振起動時、第２トランジス
タ(Q₂)のオン期間が短い状態から開始することも容易に
達成でき、起動時発生し易い大電流や、電流遮断時にお
けるサージ電圧によるトランジスタの負担を軽減でき
る。

第４図は、本発明実施例回路図を示し(3)(4)は交流240V
が印加される電源端子、(3)(5)は、交流120Vが印加され
る電源端子、(DB₁)は交流240Vを入力しこれを電流する
整流回路、(C₂)は平滑コンデンサで、力率改善のため容
量の小さいものが使用される。それ故その出力は、殆ん
ど平滑されない脈流波形を描く。(DB₂)は交流120Vを入
力し、これを整流する整流回路、(C₃)は平滑コンデンサ
で、その容量は大きいものが使用される。それ故その出
力は殆んど直流に近い脈流となる。コンデンサ(C₂)の端
子電圧は、SEPPインバータ(1)に、またコンデンサ(C₃)
の端子電圧は発振回路(6)へ入力される。

SEPPインバータ(1)の構成は前述した通りであるため説
明は省略する。なお(U)は誘導加熱コイル(L₁)に電磁結
合する調理鍋、(L₂)はサージ電流を防止するためのイン
ダクタンス素子例えばトロイダルコアである。

発振回路(6)は、２トランス型自励発振器にて構成され
る。(T₁)は第１トランスで２個の同一特性のトランジス
タ(Q₃)(Q₄)が互いにコンプリメンタリ接続され、各コレ
クタ巻線(n₁)(n₂)にてその１次巻線が構成される。各ト
ランジスタ(Q₃)(Q₄)のエミツタは共通に接続され平滑コ
ンデンサ(C₃)に接続される。(T₂)は第２トランスで、ト
ランジスタ(Q₃)(Q₄)のペース巻線(n₃)(n₄)にて、その２
次巻線が構成される。(R₁)(R₂)はトランジスタ(Q₃)(Q₄)
のペース・エミツタ間に介挿された抵抗、(R_S)は起動抵
抗、(D₃)(C₄)は並列接続されたダイオード及びコンデン
サで第２トランス(T₂)のペース巻線(n₃)(n₄)と各トラン
ジスタ(Q₃)(Q₄)のエミツタの間に介挿されており、ダイ
オード(D₃)は逆流阻止用として、またコンデンサ(C₄)は
スイツチング速度を高速化させる目的で使用される。(n
₅)は、第１トランス(T₁)の正帰還巻線で、その出力は抵
抗(R₃)を介して第２トランス(T₂)の１次巻線(n₆)に接続
される。ここで第２トランス(T₂)は、その飽和領域まで
使用される所謂飽和トランスと呼ばれるものである。(n
₇)(n₈)は第１トランス(T₁)の２次巻線で、その出力は、
制御回路(7)へ与えられる。この発振回路(6)の発振周波
数は可聴音周波数即ち約20KHz以上の値に設定される。

制御回路(7)において、第１トランス(T₁)の２次巻線
(n₇)出力は、抵抗(R₄)及びコンデンサ(C₅)よりなる遅延
回路を経て第１トランジスタ(Q₁)のペース・エミツタ間
へ入力される。(D₄)は、第１トランジスタ(Q₁)のターン
オフを迅速に行なうべく介挿されたダイオードである。
(DB₃)は、２次巻線(n₈)の出力を全波整流する整流回路
で、ダイオードブリツジよりなる。(C₆)(C₇)は、平滑コ
ンデンサで、その接続点は、２次巻線(n₈)の共通端子に
接続され、各コンデンサ(C₆)(C₇)の端子に、上記共通端
子を中心として正負の２電圧を得る。この共通端子は、
第２トランジスタ(Q₂)のエミツタとともに接地される。
(Q₅)(Q₆)は、コンプリメンタリ回路を構成する一対のト
ランジスタで、トランジスタ(Q₅)のコレクタにコンデン
サ(C₆)の正側端子電圧が印加され、またトランジスタ(Q
₄)のコレクタにコンデンサ(C₇)の負側端子電圧が印加さ
れる。トランジスタ(Q₅)のエミツタは、抵抗(R₇)を介し
て、またトランジスタ(Q₆)のエミツタは直接第２トラン
ジスタ(Q₂)のベースに接続される。(MV)は２次巻線(n₈)
の出力を入力し、入力信号立上りと同時に低レベル信号
を一定期間出力する単安定マルチバイブレータで、可変
抵抗(VR)及びコンデンサ(C₈)によりその出力期間が設定
され、かつ任意に調節される。(Q₇)は、上記低レベル信
号がベースに加えられてオフとなるトランジスタで、コ
レクタは、トランジスタ(Q₅)(Q₆)のベースにまた抵抗(R
₅)を介してコンデンサ(C₆)の正側端子に接続され、エミ
ツタはコンデンサ(C₇)の負側端子に接続されている。(R
₆)(C₉)は、コンデンサ(C₆)(C₇)両端に接続された抵抗及
びコンデンサで、このコンデンサ(C₉)の端子電圧は、ト
ランジスタ(Q₈)のベースに加えられる。トランジスタ(Q
₈)のエミツタ・コレクタ間は可変抵抗(VR)に並列に接続
されており、トランジスタ(Q₈)がオン状態にあるとき、
可変抵抗(VR)は短絡される。即ちインバータ発振起動
時、コンデンサ(C₉)が一定電位に達するまでの短期間
は、トランジスタ(Q₈)をオン、従って可変抵抗(VR)を短
絡して、単安定マルチバイブレータ(MV)の出力パルス幅
は短縮される。

次に上記構成の動作につき説明する。

まず発振回路(6)について述べる。平滑コンデンサ(C₃)
端子に得られた直流電圧によりトランジスタ(Q₃)が流通
したとすると、そのコレクタ・エミツタ間に電流が流れ
始め、コレクタ巻線(n₅)に誘起電圧が生じ、この誘起電
圧は第２トランス(T₂)の１次巻線(n₆)を介してトランジ
スタ(Q₃)のベース巻線(n₃)にさらに誘起電圧を生ずる。
この電圧によりトランジスタ(Q₃)は正帰還を生じ、十分
なベース電流によって導通状態は完全なものとなる。抵
抗(R₃)を流れる電流は、第２トランス(T₂)の１次インダ
クタンスのために増加し、飽和状態となる。これにより
第２トランス(T₂)の１次側の電流は急に増加し、抵抗(R
₃)の両端の電圧降下が増加し、そのために第２トランス
(T₂)の１次巻線(n₆)の両端にかかる電圧が減少し、帰還
電圧が減少する。そうするとトランジスタ(Q₃)のベース
には、コンデンサ(C₄)の電圧が図示の如き極性で印加さ
れ、トランジスタ(Q₃)がカツトオフされ、トランジスタ
(Q₄)が通電開始する。そして前回と逆の方向に帰還作用
が起こり、トランジスタ(Q₃)はオフに、トランジスタ(Q
₄)がオンになる。第２トランス(T₂)の１次電流は逆にな
り、さきにトランジスタ(Q₃)がオンしたときと同様にし
てトランジスタ(Q₄)がオンとなる。このようにして自励
発振が続行される。１次トランス(T₁)の２つのコレクタ
巻線(n₁)(n₂)は、それぞれ２次巻線(n₇)(n₈)に電磁結合
しているから、トランジスタ(Q₃)(Q₄)のオン・オフに応
じて２次巻線(n₇)(n₈)に交互に矩形波パルスが得られ
る。第５図Ａにこの波形を示しトランジスタ(Q₃)がオン
のとき、高電位レベル、オフのとき低電位レベルとな
る。

２次巻線(n₈)出力には、波形Ａの反転信号が得られる。
この出力信号は、整流回路(DB₃)及び平滑コンデンサ
(C₆)(C₇)を経て整流平滑されコンプリメンタリ構成のト
ランジスタ(Q₅)(Q₆)に駆動電圧として供給される。また
上記出力の立上りに同期して単安定マルチバイブレータ
(MV)が作動し、可変抵抗(VR)にて設定された期間、低電
位信号を出力する。デユーテイ５０％の場合、及びデユ
ーテイをこれより低下させる場合の単安定マルチバイブ
レータ(MV)出力を波形Ｃ、Ｃ′に示す。この間トランジ
スタ(Q₇)はオフ、したがってトランジスタ(Q₅)がオン、
トランジスタ(Q₆)がオフとなるから、第２トランジスタ
(Q₂)はオンとなる。図中波形Ｂは、第１トランジスタ(Q
₁)のベース電流、波形Ｄ、Ｄ′は波形Ｃ、Ｃ′に対応す
る第２トランジスタ(Q₂)のベース電流を示す。

本発明誘導加熱調理器では、第１トランジスタ(Q₁)のオ
ン・オフ期間は、１対１に固定されており、他方第２ト
ランジスタ(Q₂)のオン・オフ期間は、第１トランジスタ
(Q₁)のオフ期間内において０％から１００％まで、任意
に可変でき、これにより調理鍋への入力を数Ｗから約15
00W程度まで自由に設定できる。なお、入力の最大値
は、スイツチング素子の耐圧、或は一般家庭に給電され
る電流容量等の要因で決まる。単安定マルチバイブレー
タ(MV)の制御信号は発振回路(6)の出力より与えられる
から、第２トランジスタ(Q₂)の動作タイミングを、第１
トランジスタ(Q₁)のそれと一致させることができる。ま
た第２トランジスタ(Q₂)を駆動するコンプリメンタリ接
続された２個のトランジスタ(Q₅)(Q₆)の駆動電源は、第
１トランス(T₁)の出力巻線から得られるから、通常制御
回路用電源を得るべく多用される電源トランスは不要で
ある。

次にトロイダルコア(L₂)のはたらきについて説明する。
加熱定常状態にあっては、第１図及び第２図に示す如く
SEPPインバータ(1)は動作する。このとき誘導加熱コイ
ル(L₁)と調理鍋(U)のインピーダンス（以下等価インピ
ーダンスとよぶ）と共振コンデンサ(C₁)との共振周波数
が発振周波数_０に対して＜_０なる関係となって
おり、フリーホイルダイオード(D₂)から第２トランジス
タ(Q₂)への電流転流時、何ら異常は起らない。しかし第
６図に示すように等価インピーダンスが小さくなる調理
鍋例えばアルミニウム製鍋を加熱した場合、その共振周
波数は、発振周波数_０より大きくなり、（＞
_０）、負荷電流は進み位相となる。このような電流位
相になった場合、フリーホイルダイオード(D₁)から第２
トランジスタ(Q₂)への電流転流時、第７図に示すような
サージ電流が発生する。図中波形Ａは、第２トランジス
タ(Q₂)のコレクタ電流波形を、波形Ｂはフリーホイルダ
イオード(D₁)の電流波形を示す。これらのサージ電流
は、負荷電流のピーク値よりも数倍大きく、ノイズ発生
及びスイツチングトランジスタ劣化の原因となる。サー
ジ電流発生の原因を第８図に基いて説明する。同図はト
ランジスタ(Q)のベース電圧Ａとベース電流Ｂの波形を
示す。トランジスタ(Q)のスイツチング速度を早めるた
めベースには正又は負の電圧を加えるのが通常である。
したがってオン状態にあるトランジスタ(Q)のベース電
圧を正から負に反転させてこれを遮断するとき、急峻な
ピークをもつサージ電流I_B2が流れる。この電流I_B2はト
ランジスタ(Q)のベース・エミツタ間に蓄積された電荷
が瞬時に放電するために生じる電流である。なお図中電
流I_B1は、トランジスタ(Q)がオン状態にあるとき流れる
ベース電流である。かかるサージ電流は、フリーホイル
ダイオード(D₂)にあっても同様に発生する。このサージ
電流は一般的にリカバリー電流と呼ばれている。

本実施例では、このようなサージ電流を吸収すべく、第
２トランジスタ(Q₂)及びダイオード(D₂)の電流路に小型
トロイダルコア(L₂)が挿入されている。このトロイダル
コア(L₂)によって電流路にインダクタンスが与えられ、
これが電流の急変を抑制する作用をなす。このトロイダ
ルコア(L₂)の挿入によって、サージ電流は約1/10に抑え
ることができる。なおトロイダルコア(L₂)の挿入位置
は、上記のほか、第１トランジスタ(Q₁)及びフリーホイ
ルダイオード(D₁)の電流路であってもよく、またトロイ
ダルコアに限らず他のインダクタンス素子を使用するこ
ともできる。

以上のように本発明誘導加熱調理器は、SEPPインバータ
の高電位側に位置する第１スイツチング素子に並列に負
荷回路を設けるとともに、一定値に固定された低電位側
に接続された第２スイツチング素子をデユーテイ制御
し、負荷への入力を調節するものであるから、端子間電
圧が不安定な第１スイツチング素子の制御に比較して、
その制御回路が格段に簡略化される。

本発明によれば、インバータの発振周波数は、常に一定
であるから、加熱口を複数隣接して設けたとしても、周
波数差に起因する雑音が発生する惧れは全くなく、使用
者をして快適な調理動作をさせることができる。さらに
インバータの発振起動時、自動的に低入力位置から加熱
開始される構成とすることができるから、起動時発生し
易い過大電流、過大電圧の発生を阻止することができ、
スイツチング素子の負担を軽くすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明実施例を説明するための要部回路図、
第２図及び第３図は、同例波形図、第４図は全体回路
図、第５図は動作波形図、第６図ないし第８図は、イン
ダクタンス素子の作用を説明する波形図である。 (1)…SEPPインバータ、(6)…発振回路、(7)…制御回
路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源、該直流電源間に直列接続され高
電位側に第１スイツチング素子が、低電位側に第２スイ
ツチング素子が配されてなる一対のスイツチング素子、
上記第１スイツチング素子に並列接続された誘導加熱コ
イル及び共振コンデンサよりなる負荷回路、上記第１ス
イツチング素子を所定周期でオン・オフするとともに上
記第２スイツチング素子を、第１スイツチング素子オフ
期間において任意の期間オンとする制御回路を具え、上
記第２スイツチング素子のオン期間制御により上記負荷
回路への入力調節がなされる誘導加熱調理器。