JPS5856475B2 - 誘導加熱調理器の発振回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は誘導加熱調理器の発振回路に関する。

誘導加熱調理器は加熱コイルに交番電流を流し、加熱コ
イルの近傍に配した調理鍋に渦電流を生じさせて加熱を
行うものである。

この交番電流を流すための回路として第１図に示すよう
なものがある。

これは、加熱コイルＬとコンデンサＣとの直列回路に対
しトランジスタＱ１ を介して給電することによりコン
デンサＣに充電し、次いでトランジスタＱ２をオンとし
コンデンサＣの充電電荷を加熱コイルＬを介して放電さ
せるようにしている。

そして、トランジスタＱ１．Ｑ２をオン、オフ制御する
ために、加熱コイルＬとコンデンサＣとの直列回路の電
流を変流器ＣＴにより取出しこの変流器ＣＴの検出電流
に基いて制御回路が信号を形成する。

前記直列回路に給電するための直流電流は、スイッチＳ
Ｗを介して商用電源に接続された整流回路の出力を平滑
コンデンサＣ６により平滑化して形成する。

この第１図の回路におけ−る制御回路として従来第２図
に示すようなものがある。

これは、変流器ＣＴにより取出した前記直列回路の電流
（以下加熱コイル電流と称する）を電流零点検出回路Ｚ
Ｃおよび制御信号発生回路ＣＣに与えてトランジスタＱ
７．Ｑ２のオン、オフ切換時点に関する信号を得、これ
をモノマルチバイブレータＭＭ、 。

ＭＭ２ 耘よび信号増幅回路を介してトランジスタＱｌ
、Ｑ２のベース、工□ツタ間に与えている。

ここでモノマルチバイブレータＭＭ 、ＭＭ２はトラ
ンジスタＱ１．Ｑ２それぞれのオン期間を定めるもので
ある。

これは変流器ＣＴにより取出した加熱コイル電流の零ク
ロス点で一方のトランジスタをオンさせ、他方のトラン
ジスタをオフさせる動作を繰返して２つのトランジスタ
を交互にオン、オフさせ共振を行わせるものである。

そして、この共振動作は、変流器ＣＴの検出電流の零ク
ロス点と２つのモノマルチバイブレータＭＭ、、ＭＭ２
の時定数を基準にして行われる。

ここにおいて、各マルチバイブレータＭＭ、 。

ＭＭ２の時定数を定める抵抗Ｒ１コンデンサＣは同一定
数であることが望ましいが、実際にはばらつきが出るこ
とは避けられない。

この結果、同一駆動条件が与えられるべきトランジスタ
Ｑ１．Ｑ２の駆動条件が異ったものとなり、これらトラ
ンジスタの素子温度上昇または素子特性に基く入力のば
らつきが生じるという不具合がある。

本発明の目的は、加熱コイルとコンデンサとの直列回路
の充電ネ・よび放電を行う一対のトランジスタを同一駆
動条件で動作させ得る誘導加熱調理器の発振回路を提供
することである。

以下第３図乃至第７図を参照して本発明の詳細な説明す
る。

第３図は本発明の一実施例の要部のブロック線図であり
、変流器ＣＴにより取出した加熱コイルの電流信号に基
きトランジスタＱ１．Ｑ２をドライブするためのドライ
ブ信号を形成する回路部分を示している。

この回路に釦いては、変流器ＣＴの検出信号の位相検出
により零クロス点を取出し、また電圧検出により波形の
レベルがある値を超えてからその値より低くなる１での
期間を取出す。

すなわち、位相検出回路ＰＤ１ 、ＰＤ２により零クロ
ス点を検出してフリップフロップＦＦ１ 。

ＦＦ２をセットし、電圧検出回路ＶＤ１．ＶＤ、２によ
り信号レベルの低下点を検出してフリップフロップＦＦ
１ 、ＦＦ２をリセットする。

したがつてドライブ回路り０．Ｄ２はそれぞれトランジ
スタＱ０．Ｑ２を零クロス点から信号レベルが一旦所定
値を超えた上で該レベルより低下する寸での間オンさせ
る。

ここで、位相検出回路ＰＤ２の出力端とフリップフロッ
プＦＦ２の入力端との間に挿入されたナンド回路ＮＡＮ
Ｄを設け、このナンド回路ＮＡＮＤにスタート信号Ｓ８
を与えるのは、回路始動時にトランジスタＱ１をオン
させて加熱コイルＬとコンデンサＣとの直列回路に充電
を行なうためである。

第４図は第３図の回路の詳細構成を示したもので、ＰＤ
は位相検出回路、ＶＤは電圧検出回路である。

そして、これら各検出回路ＰＤ 、ＶＤは各別に設けら
れた変流器ＣＴ１ 、ＣＴ２から与えられる電流信号に
基いて検出動作を行う。

第５図は第４図の回路の各部信号を示すタイムチャート
であり、この信号に基いて第３図の回路の動作を説明す
る。

この回路を始動するには１ず始動信号Ｓ８をナンド回路
ＮＡＮＤの一方の入力として与える。

始動信号Ｓ８は符号１７で示すように常時バイレベル（
以下単に”１パと記す）であり、信号印加時はローレベ
ル（以下単にＯ“と記す）となる。

これによりナンド回路ＮＡＮＤの出力１９は信号１８が
°ｌ ｌ ｌ＋、”０パの何れであるかに拘らず１”と
なる。

この結果フリップフロップＦＦ２がセットされ出力ａを
トランジスタＱ１に与えて加熱コイルＬとコンデンサＣ
の直列回路（第１図）に充電に充電を行う。

この充電波形が変流器ＣＴの出力となる。

１ず電圧検出回路ＶＤでは、変流器ＣＴ２の２次側子端
子の出力がツェナーダイオードＺＤ、の動作レベルを超
える間ｆｆ 、Ｉ Ｉｔとなる信号■がトランジスタＱ
１３に与えられ、この信号■と”１”、”ＯＩｔのレベ
ル関係が逆の信号＠亦形成されてインバータ■Ｎ５に与
えられ反転された信号■が得られる。

この信のＤはコンデンサＣを含む微分回路により微分さ
れ更にその負パルスＯ′のみが取出され、インバータ■
Ｎ７で正パルスＯに変換されてフリップ７０ツブＦＦ２
に与えられフリツブフロツロツプＦＦ２をリセットする
。

これによりトランジスタＱ１がターンオフし、加熱コイ
ルＬ１コンデンサＣの直列回路の充電動作は停止する。

すなわち、この直列回路の蓄積エネルギーが所定レベル
以上になったときに充電を停止する。

したがってこのレベル設定を適当にすることにより最適
タイミングで充電を停止させることができる。

この充電停止により変流器ＣＴの出力が減少しゼロ点に
至ると位相検出回路ＰＤではそれ１で１″であった信号
■が°Ｏ″になりこの結果トランジスタＱ１□のコレク
タ出力■がそれ筐での０″から１″に変る。

この信号■はインバータＩＮ、で反転されて信号■と同
様のレベル変化を示す信号■となりコンデンサＣ１を含
む微分回路により微分され更にその負パルス■′のみが
取出されてインバータ■Ｎ３を経ることにより正パルス
■となる。

この正パルス■はフリップフロップＦＦ１に与えられて
そのセットを行う。

このフリップフロップＦＦ、の出力はトランジスタＱ２
に与えられて加熱コイルＬ１コンデンサＣの直列回路の
蓄積エネルギーを放電させる。

これにより変流器ＣＴの出力は逆極性となる。

そして電圧検出回路ＶＤをみると、変流器ＣＴ２の一端
子信号が増加しツェナーダイオードＺＤ２の動作レベル
を超えるとそれ１での”０１１から”１″に変る信号■
が得られ、トランジスタＱ１４に与えられてそのコレク
タ出力０がそれ寸での”１″から０９＋に変る。

この信号０はインバータ■Ｎ６により反転されて信号■
と同様のレベル変化を示す信号Ｏとなり、コンデンサＣ
を含む微分回路により微分され更にその負パルスのみが
取出されてインバータ■Ｎ８を経ることにより正パルス
■となる。

この正パルスＯはフリップフロップＦＦ１に与えられて
そのリセットを行う。

これによりトランジスタＱ２はターンオフされ加熱コイ
ルＬ１コンデンサＣの直列回路の放電動作は停止する。

この結果、位相検出回路ＰＤに３いて、変流器ＣＴ、の
一端子に現れた信号■がトランジスタＱ、２に与えられ
て信号■となりインバータ■Ｎ２で極性反転された上で
コンデンサＣ２を含む微分回路に与えられて微分された
出力の負パルスのみが取出されインバータＩＮ４で反転
されて信号■となり、更にインバータ■Ｎ９で反転され
て信号０となってナンド回路ＮＡＮＤに与えられる。

この信号■は信号０すなわち始動信号Ｓ８ と同様であ
り、これによりフリップフロップＦＦ２がセットされる
。

以後の動作は上述のものを繰返す。

第６図は本発明の他の実施例の要部のブロック線図であ
り、変流器ＣＴにより取出した加熱コイルの電流信号に
基きトランジスタＱ１．Ｑ２をドライブするためのドラ
イブ信号を形成する回路部分を示している。

この回路に釦いては、変流器ＣＴにより検出した正弦波
信号の零クロス点から次の零クロス点１での半波期間信
号とこの半波期間中の所定レベル以上の期間の信号とを
取出し、これら２組の信号の突合わせにより各半波の立
上り信号を形成し、加熱コイル電流を制御するための２
つのスイッチング素子に与えるようにしたものである。

すなわち、図に釦けるトランジスタＱ２１ 、Ｑ２３は
変流器ＣＴの検出した正弦波信号の零クロス点から零ク
ロス点１での半波期間信号を取出すものであり、またト
ランジスタＱ２□、Ｑ２４は半波期間信号に釦ける所定
レベル以上の期間の信号を取出すものである。

この所定レベルは可変抵抗Ｖ Ｒ１゜■Ｒ２の設定によ
り定められる。

そして、一方の半波信号と他の半波信号に釦ける所定レ
ベル以上の期間の信号とが互いに突合わされるように組
合わせる。

トランジスタＱ２１とＱ２□、Ｑ２３とＱ２４とは、こ
のような組合わせに基くものでそれぞれナンド回路ＮＡ
ＮＤ１７．ＮＡＮＤ１２に与えられる。

これらナンド回路ＮＡＮＤ１１．ＮＡＮＤ１２の各出力
はインバータ■Ｎ１０．■Ｎ１２を介してデュアルＪ−
にマスター、スレープフリップフロツフ（以下単にフリ
ップフロップという）ＦＦ１．ＦＦ２に与えることによ
り、互いに立上り部、立下り部が重なり合う一組の矩形
波信号が形成され、この信号はそれぞれドライブ回路Ｄ
Ｃ１，ＤＣ２を介してスイッチング素子に与えられる。

第７図は第６図の回路に釦ける各部波形を示したもので
あり、これら波形図に基き第６図の回路動作を説明する
。

この回路の動作は電源投入後に起動信号Ｓ８が与えられ
ることにより始する。

い１コントロ一ル信号が“０９＋であり、起動信号Ｏが
与えられるとフリップフロップＦＦ２がプリセットされ
その出力０が“Ｏ”になる。

この出力０が°Ｏ″になったときドライブ回路ＤＣ１を
介して一方のスイッチング素子をオンさせる信号が与え
られる。

ここではスイッチング素子としてＧＴＲを用いている。

この一方のスイッチング素子がオンすると加熱コイル（
図示せず）を介してこの加熱コイルと直列接続されたコ
ンデンサ（図示せず）に充電が行われ、加熱コイルに半
波電流が流れる。

この半波電流の終了時にはこの一方のスイッチング素子
をオフさせる訳であるが、このオフさせるための制御信
号は半波電流が零になる点よりも時間ｔ、たけ早く与え
る。

この時間ｔ１ば、蓄積時間ｔ、１ｇ＆降下時間ｔｆ
とを加え合わせたものである。

この制御信号を形成するため、トランジスタＱ２４のベ
ース電流（ＩＢ１４ ） ＠のオフ点を検出し、トラン
ジスタＱ２４を介して信号Ｏとし、次いでナンド回路Ｎ
ＡＮＤ、２を経て信号Ｏとし、更にインバータＩＮ、２
を通し信号０としてフリップフロップＦＦ２のクロック
人力ＣＫ２に与える。

フリップフロップＦＦ２のＪ、に両人力はこのとき”１
′′であるから信号０の立上すでフリップフロップＦＦ
２は反転動作しＱ２出力（３Ｂ は°“１′′となる。

これにより一方のスイッチング素子はオフとなるか、素
子個有の（’ｓｔｇ＋ｔｆ）時間だけの遅れを伴う。

加熱コイルを含む共振回路の電流が零になるとトランジ
スタＱ２、のベース電流（■ ）■が零になるからト
ランジスタＱ２１のコレクタ電圧ＯがＩ＋ １１９とな
り、この結果ナンド回路ＮＡＮＤ１１の出力＠が立下る
ため、この信号＠はインバータＩＮ１．で反転されてフ
リップフロップＦＦ１のクロック人力ＣＫ、に与えられ
、そのＱ、出力Ｏが′０“になり、ドライブ回路Ｄｃ２
を介して他方のトランジスタをオンにする。

これにより加熱コイルと直列接続されたコンデンサの充
電電荷が放電して次の半波電流が流れ始める。

この電流が所定レベルを超えるとトランジスタＱ２□の
ベース電流（Ｉ、、２）■が流れそのコレクタ電圧■が
立下る。

これによりナンド回路ＮＡＮＤ１１の出力＠が反転し、
インバータ■Ｎ１１の出力Ｏが立下る。

この出力ＯはトランジスタＱ２２のベース電流（ＪＢ□
２）Ｏが立下ってから次にトランジスタＱｌｌの出力［
相］が立下る１での間、再び現れ、これによりフリップ
フロップＦＦ１が反転動作し他方のスイッチング素子は
オフとなる。

このときもスイッチング素子の応答遅れを考慮して時間
ｔ２だけ早めにオフにするための信号を与える。

これによりコンデンサの充電電荷の放電電流による半波
電流は終了する。

この半波電流が零になると、トランジスタＱ２３ノヘー
ス電流（Ｉ ）（ｆｍ”零になり、トランジスタＱ
２３がオフになる。

これによりトランジスタＱ２３のコレクタ電圧■が立上
りナンド回路ＮＡＮＤ１２、インバータＩＮ１□を経て
フリップフロップＦＦ２のクロック人力ＣＫ２に信号０
が与えられ、この信号Ｏの立上りでフリップフロップＦ
Ｆ２のＱ２出力［相］が反転して一方のスイッチング素
子をオンにするための信号が与えられる。

以上の実施例の説明かられかるように、本発明は加熱コ
イルの電流の零クロス点を検出し、この時点で各スイッ
チング素子にターンオン信号を与え、また加熱コイルの
電流に応じた電圧を検出し、次の零クロス点の通過前に
各スイッチング素子にターンオフ信号を与えるようにし
たものである。

つ１す、一方のスイッチング素子がオフからオンになる
前に他方のスイッチング素子にオフ信号を与えるので、
素子特性のばらつき等によりスイッチング素子のターン
・オフ時点が遅れても駆動条件が悪くなることはなくな
り安定したオントオフ動作となる。

これからの動作の繰返しによって加熱コイルとコンデン
サとからなる直列共振回路に電流が流れ、加熱コイルの
近傍に配された鍋に渦電流を誘起し調理物の加熱が行わ
れる。

本発明は上述のように、加熱コイルとコンデンサとの直
列回路に釦ける電流の零クロス点を基準として前記コン
デンサに対する充電耘よび該コンデンサからの放電を行
うスイッチング素子のオンオフ制御を行うようにしたた
め、前記直列回路の充放電に適したタイミングでスイッ
チング素子のオン、オフが行われる。

このため、２つのスイッチング素子の動作条件を均一に
することができ、また調理鍋の特性による加熱コイルの
インダクタンス変化があっても常に最適の通電制御を行
うことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の対象とする誘導加熱調理器の主回路構
成を示す図、第２図は第１図の主回路と組合わせて用い
られる制御回路の従来例を示す回路図、第３図は本発明
の一実施例を示すブロック線図、第４図は第３図の実施
例の詳細回路図、第５図は第４図の回路の各部信号波形
図、第６図は本発明の他の実施例の回路図、第７図は第
６図の回路の各部信号波形図である。 Ｌ・・・加熱コイル、Ｃ・・・コンデンサ、Ｑ・・・ト
ランジスタ、ＺＣ・・・電流零クロス点検出回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 電源から第１のスイッチング素子を介して加熱コイ
   ルとコンデンサとを有する直列回路に電源から給電し、
   次いで前記第１のスイッチング素子をターンオフして前
   記直列回路に並列挿入された第２のスイッチング素子を
   ターンオンし該直列回路の蓄積エネルギを放出させるこ
   とを繰返すことにより前記加熱コイルに交番電流を流す
   ようにした誘導加熱調理器の発振回路において、前記加
   熱コイルの電流を検出する変流器と、この変流器で取出
   した電流信号を得てこの信号が零になるに先立って所定
   値に減少してから零になる１での期間に対応した第１む
   よび第２の信号を形成すると共に、該電流信号が零にな
   ってから所定レベルに達する捷での期間に対応した第３
   および第４の信号を形成する検出回路と、この検出回路
   の出力に応じ前記第１トよび第２のスイッチング素子を
   制御するため、前記第１のスイッチング素子を前記第４
   の信号により導通させ前記第１の信号により非導通にさ
   せ、且つ前記第２のスイッチング素子を前記第３の信号
   により導通させ前記第２の信号により非導通にさせる制
   御回路とをそなえたことを特徴とする誘導加熱調理器の
   発振回路。 ２、特許請求の範囲第１項記載の回路に釦いて、前記加
   熱コイルの電流の零クロス点からもう１つの零クロス点
   に至る期間の信号を検出する第１の回路と、前記加熱コ
   イルの電流に対応した電圧が所定レベル以上である期間
   を検出する第２の回路と、前記第トおよび第２の回路の
   面出力を突き合わせることにより前記電流の零りロス点
   通過に先立って前記各スイッチング素子に制御信号を与
   え該スイッチング素子をオン、オフさせる回路とをそな
   えたことを特徴とする誘導加熱調理器の発振回路。