JPH10117478A - コンデンサ充電装置 - Google Patents
コンデンサ充電装置Info
- Publication number
- JPH10117478A JPH10117478A JP8270466A JP27046696A JPH10117478A JP H10117478 A JPH10117478 A JP H10117478A JP 8270466 A JP8270466 A JP 8270466A JP 27046696 A JP27046696 A JP 27046696A JP H10117478 A JPH10117478 A JP H10117478A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- capacitor
- circuit
- gate signal
- resonance
- switching element
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Lasers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 負荷コンデンサの充電開始時に共振用コンデ
ンサ３に電圧が残っていることによる過電流を防止す
る。 【解決手段】 インバータ回路１へのゲート信号の開始
と終了を同一スイッチング素子Ｓ１へ供給するようにす
る。
ンサ３に電圧が残っていることによる過電流を防止す
る。 【解決手段】 インバータ回路１へのゲート信号の開始
と終了を同一スイッチング素子Ｓ１へ供給するようにす
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、コンデンサを設
定電圧まで周期的に充電するコンデンサ充電装置に関す
るものである。
定電圧まで周期的に充電するコンデンサ充電装置に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】エキシマレーザステッパ用電源等に用い
られる磁気圧縮電源の初段のコンデンサ（負荷コンデン
サ）は、周期的に繰り返し充電される。このコンデンサ
充電装置の回路を図３に示し、その動作波形を図４に示
す。図において、１は一対ずつのスイッチング素子Ｓ
１，Ｓ２によりブリッジ回路を構成し、各スイッチング
素子Ｓ１，Ｓ２と逆並列に還流ダイオードＤ１を接続し
たインバータ回路であり、２はインバータ回路１の入力
側に接続された直流電源である。インバータ回路１の出
力端子ａ，ｂ間には共振用のコンデンサ３及びリアクト
ル４と昇圧用トランス５の一次巻線が直列に接続されて
いる。昇圧用トランス５の二次巻線にはダイオードＤ２
のブリッジ回路からなる整流回路６の入力側が接続さ
れ、整流回路６の出力側には負荷コンデンサ７が接続さ
れている。
られる磁気圧縮電源の初段のコンデンサ（負荷コンデン
サ）は、周期的に繰り返し充電される。このコンデンサ
充電装置の回路を図３に示し、その動作波形を図４に示
す。図において、１は一対ずつのスイッチング素子Ｓ
１，Ｓ２によりブリッジ回路を構成し、各スイッチング
素子Ｓ１，Ｓ２と逆並列に還流ダイオードＤ１を接続し
たインバータ回路であり、２はインバータ回路１の入力
側に接続された直流電源である。インバータ回路１の出
力端子ａ，ｂ間には共振用のコンデンサ３及びリアクト
ル４と昇圧用トランス５の一次巻線が直列に接続されて
いる。昇圧用トランス５の二次巻線にはダイオードＤ２
のブリッジ回路からなる整流回路６の入力側が接続さ
れ、整流回路６の出力側には負荷コンデンサ７が接続さ
れている。
【０００３】上記構成において、コンデンサ３及びリア
クトル４の共振周波数に合わせてスイッチング素子Ｓ
１，Ｓ２を交互にスイッチングすることによりインバー
タ回路１は共振用インバータとして動作する。この共振
出力は昇圧用トランス５により昇圧された後、整流回路
６により整流されて負荷コンデンサ７に加えられ、負荷
コンデンサ７は充電される。図４において、（ａ）は共
振用コンデンサ３に流れる電流、（ｂ）は共振用コンデ
ンサ３の電圧、（ｃ）は負荷コンデンサ７の充電電圧を
示す。負荷コンデンサ７の充電は繰り返し高速に行う必
要があり、負荷コンデンサ７の目標電圧を設定するとと
もに、負荷コンデンサ７の充電電圧を検出し、制御部に
よりインバータ回路１の動作を制御する必要がある。即
ち、インバータ回路１のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を
共振用コンデンサ３とリアクトル４によって決まる共振
周波数の２倍の周期でスイッチングすることにより負荷
コンデンサ７を一定電圧単位で充電して行き、目標の電
圧に達した時点でスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のゲート
をストップする動作を繰り返す。
クトル４の共振周波数に合わせてスイッチング素子Ｓ
１，Ｓ２を交互にスイッチングすることによりインバー
タ回路１は共振用インバータとして動作する。この共振
出力は昇圧用トランス５により昇圧された後、整流回路
６により整流されて負荷コンデンサ７に加えられ、負荷
コンデンサ７は充電される。図４において、（ａ）は共
振用コンデンサ３に流れる電流、（ｂ）は共振用コンデ
ンサ３の電圧、（ｃ）は負荷コンデンサ７の充電電圧を
示す。負荷コンデンサ７の充電は繰り返し高速に行う必
要があり、負荷コンデンサ７の目標電圧を設定するとと
もに、負荷コンデンサ７の充電電圧を検出し、制御部に
よりインバータ回路１の動作を制御する必要がある。即
ち、インバータ回路１のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を
共振用コンデンサ３とリアクトル４によって決まる共振
周波数の２倍の周期でスイッチングすることにより負荷
コンデンサ７を一定電圧単位で充電して行き、目標の電
圧に達した時点でスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のゲート
をストップする動作を繰り返す。
【０００４】図５は従来のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２
のゲート制御回路の構成を示し、図６はその波形図を示
す。図６において、（ａ）は負荷コンデンサ７の充電電
圧設定値を示し、（ｂ）は充電電圧検出値を示す。
（ｃ）は充電開始信号である。８は充電電圧の設定値と
検出値を比較する比較部であり、検出値が設定値を上回
るまで出力を発生する。モノ・マルチ回路９は充電開始
信号を受けて一定期間出力を発生する。従って、（ｄ）
に示すようにアンド回路１０は充電開始から検出値が設
定値を上回るまで出力を発生する。
のゲート制御回路の構成を示し、図６はその波形図を示
す。図６において、（ａ）は負荷コンデンサ７の充電電
圧設定値を示し、（ｂ）は充電電圧検出値を示す。
（ｃ）は充電開始信号である。８は充電電圧の設定値と
検出値を比較する比較部であり、検出値が設定値を上回
るまで出力を発生する。モノ・マルチ回路９は充電開始
信号を受けて一定期間出力を発生する。従って、（ｄ）
に示すようにアンド回路１０は充電開始から検出値が設
定値を上回るまで出力を発生する。
【０００５】一方、発振器１１は（ｆ）に示すようにコ
ンデンサ３とリアクトル４で決まる発振周波数例えば８
０ＫＨｚで発振し、２分周器１２は（ｇ）に示すように
周波数を半分に分割し、４０ＫＨｚの出力を発生する。
Ｄラッチ回路１３は（ｅ）に示すように発振器１１の立
上りのタイミングで動作し、アンド回路１０の出力の立
上り，立下りにやや遅れて立上り、立下がる。モノ・マ
ルチ回路１４はＤラッチ回路１３の出力の立上りでゲー
ト信号をスタートさせ、実際には２分周器１２の立上り
に周期して所定幅のゲート信号１４ａを（ｈ）に示すよ
うに次々と発生させるとともに、２分周器１２の立下り
に同期して（ｉ）に示すように所定幅のゲート信号１４
ｂを次々は発生させる。ゲート信号１４ａ，１４ｂはゲ
ートドライバ回路１５を介してスイッチング素子Ｓ１，
Ｓ２に供給され、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は交互
にスイッチングされる。又、モノ・マルチ回路１４はＤ
ラッチ回路１３の立下りでゲート信号をストップさせ
る。
ンデンサ３とリアクトル４で決まる発振周波数例えば８
０ＫＨｚで発振し、２分周器１２は（ｇ）に示すように
周波数を半分に分割し、４０ＫＨｚの出力を発生する。
Ｄラッチ回路１３は（ｅ）に示すように発振器１１の立
上りのタイミングで動作し、アンド回路１０の出力の立
上り，立下りにやや遅れて立上り、立下がる。モノ・マ
ルチ回路１４はＤラッチ回路１３の出力の立上りでゲー
ト信号をスタートさせ、実際には２分周器１２の立上り
に周期して所定幅のゲート信号１４ａを（ｈ）に示すよ
うに次々と発生させるとともに、２分周器１２の立下り
に同期して（ｉ）に示すように所定幅のゲート信号１４
ｂを次々は発生させる。ゲート信号１４ａ，１４ｂはゲ
ートドライバ回路１５を介してスイッチング素子Ｓ１，
Ｓ２に供給され、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は交互
にスイッチングされる。又、モノ・マルチ回路１４はＤ
ラッチ回路１３の立下りでゲート信号をストップさせ
る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記した従
来のコンデンサ充電装置においては、共振のたびに負荷
コンデンサ７は充電されていくので、共振用コンデンサ
３の電圧は共振のたびに初期電圧値が大きくなってゆく
（図４（ｂ）参照）。このため、充電完了時に共振用コ
ンデンサ３に電圧が残ることになり、次回の充電開始時
に過電流が流れる恐れがあった。これは、例えば図６
（ｈ），（ｉ）に示すようにスイッチング素子Ｓ１への
ゲート信号１４ａから開始し、スイッチング素子Ｓ２へ
のゲート信号１４ｂで終了し、次回は再びスイッチング
素子Ｓ１へのゲート信号１４ａから開始するような場合
に共振用コンデンサ３に大きな残留電圧が生じることに
より生じた。
来のコンデンサ充電装置においては、共振のたびに負荷
コンデンサ７は充電されていくので、共振用コンデンサ
３の電圧は共振のたびに初期電圧値が大きくなってゆく
（図４（ｂ）参照）。このため、充電完了時に共振用コ
ンデンサ３に電圧が残ることになり、次回の充電開始時
に過電流が流れる恐れがあった。これは、例えば図６
（ｈ），（ｉ）に示すようにスイッチング素子Ｓ１への
ゲート信号１４ａから開始し、スイッチング素子Ｓ２へ
のゲート信号１４ｂで終了し、次回は再びスイッチング
素子Ｓ１へのゲート信号１４ａから開始するような場合
に共振用コンデンサ３に大きな残留電圧が生じることに
より生じた。
【０００７】この発明は上記のような課題を解決するた
めに成されたものであり、充電開始時の過電流を防止す
ることができるコンデンサ充電装置を得ることを目的と
する。
めに成されたものであり、充電開始時の過電流を防止す
ることができるコンデンサ充電装置を得ることを目的と
する。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この発明に係るコンデン
サ充電装置は、インバータ回路へのゲート信号の開始と
終了を一方の方向へ電流を流すスイッチング素子に固定
したものである。
サ充電装置は、インバータ回路へのゲート信号の開始と
終了を一方の方向へ電流を流すスイッチング素子に固定
したものである。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態を図
面とともに説明する。図１はこの実施形態によるゲート
制御回路の構成を示し、図２はその動作波形図を示す。
モノ・マルチ９は従来同様に図２（ｄ）に示す出力を発
生し、比較部８も従来同様に（ｅ）に示す出力を発生す
る。Ｄラッチ回路１６は２分周器１２の出力の立上りの
タイミングで動作し、モノ・マルチ回路９の立上り，立
下りにやや遅れて立上り、立下がる。又、Ｄラッチ回路
１７はノット回路１９を介して２分周器１２の立下りの
タイミングで動作し、比較部８の出力の立下りからやや
遅れて立下がる。アンド回路１８の出力は（ｆ）に示す
ようにＤラッチ回路１６，１７のハイレベルが重なる期
間のみハイレベルとなり、モノ・マルチ回路１４はアン
ド回路１８の出力の立上りでゲート信号をスタートさ
せ、実際には２分周器１２の出力の立上りに同期して
（ｉ）に示すように所定幅のゲート信号１４ａを次々に
発生させるとともに、２分周器１２の立下りに同期して
（ｊ）に示すように所定幅のゲート信号１４ｂを次々に
発生させる。ゲート信号１４ａ，１４ｂはゲートドライ
バ回路１５を介してスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に供給
され、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は交互にスイッチ
ングされる。又、モノ・マルチ回路１４はアンド回路１
８の出力の立下りでゲート信号をストップさせる。
面とともに説明する。図１はこの実施形態によるゲート
制御回路の構成を示し、図２はその動作波形図を示す。
モノ・マルチ９は従来同様に図２（ｄ）に示す出力を発
生し、比較部８も従来同様に（ｅ）に示す出力を発生す
る。Ｄラッチ回路１６は２分周器１２の出力の立上りの
タイミングで動作し、モノ・マルチ回路９の立上り，立
下りにやや遅れて立上り、立下がる。又、Ｄラッチ回路
１７はノット回路１９を介して２分周器１２の立下りの
タイミングで動作し、比較部８の出力の立下りからやや
遅れて立下がる。アンド回路１８の出力は（ｆ）に示す
ようにＤラッチ回路１６，１７のハイレベルが重なる期
間のみハイレベルとなり、モノ・マルチ回路１４はアン
ド回路１８の出力の立上りでゲート信号をスタートさ
せ、実際には２分周器１２の出力の立上りに同期して
（ｉ）に示すように所定幅のゲート信号１４ａを次々に
発生させるとともに、２分周器１２の立下りに同期して
（ｊ）に示すように所定幅のゲート信号１４ｂを次々に
発生させる。ゲート信号１４ａ，１４ｂはゲートドライ
バ回路１５を介してスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に供給
され、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は交互にスイッチ
ングされる。又、モノ・マルチ回路１４はアンド回路１
８の出力の立下りでゲート信号をストップさせる。
【００１０】上記したように、Ｄラッチ回路１６，１７
はそれぞれ２分周器１２の出力の立上り，立下りに同期
して出力し、アンド回路１８はＤラッチ回路１６，１７
のオン期間の重なる部分で出力し、ゲート信号をスター
ト，ストップさせる。この結果、ゲート信号はスイッチ
ング素子Ｓ１へのゲート信号１４ａで始まり、スイッチ
ング素子Ｓ１へのゲート信号１４ａで終了した。このた
め、最後のゲート信号１４ａによりスイッチング素子Ｓ
１が導通し、共振用コンデンサ３からも多少電流が流れ
てその残留電圧は減少する。この状態で次回の充電開始
時にもゲート信号１４ａから始まるので、過電流は生じ
なくなる。なお、ゲート信号は必ずゲート信号１４ａで
始まり、ゲート信号１４ａで終わるようにしているが、
ゲート信号１４ｂで始まり、ゲート信号１４ｂで終わる
ようにしてもよい。
はそれぞれ２分周器１２の出力の立上り，立下りに同期
して出力し、アンド回路１８はＤラッチ回路１６，１７
のオン期間の重なる部分で出力し、ゲート信号をスター
ト，ストップさせる。この結果、ゲート信号はスイッチ
ング素子Ｓ１へのゲート信号１４ａで始まり、スイッチ
ング素子Ｓ１へのゲート信号１４ａで終了した。このた
め、最後のゲート信号１４ａによりスイッチング素子Ｓ
１が導通し、共振用コンデンサ３からも多少電流が流れ
てその残留電圧は減少する。この状態で次回の充電開始
時にもゲート信号１４ａから始まるので、過電流は生じ
なくなる。なお、ゲート信号は必ずゲート信号１４ａで
始まり、ゲート信号１４ａで終わるようにしているが、
ゲート信号１４ｂで始まり、ゲート信号１４ｂで終わる
ようにしてもよい。
【００１１】
【発明の効果】以上のようにこの発明によれば、インバ
ータ回路へのゲート信号の開始と終了を同一スイッチン
グ素子に固定したので、共振用コンデンサの残留電圧が
減少し、過電流を防止することができる。
ータ回路へのゲート信号の開始と終了を同一スイッチン
グ素子に固定したので、共振用コンデンサの残留電圧が
減少し、過電流を防止することができる。
【図１】この発明によるコンデンサ充電装置のゲート制
御回路の構成図である。
御回路の構成図である。
【図２】この発明によるコンデンサ充電装置のゲート制
御回路の動作波形図である。
御回路の動作波形図である。
【図３】コンデンサ充電装置の回路図である。
【図４】コンデンサ充電装置の動作波形図である。
【図５】従来のゲート制御回路の構成図である。
【図６】従来のゲート制御回路の動作波形図である。
１…インバータ回路 ３…共振用コンデンサ ４…リアクトル ５…昇圧用トランス ６…整流回路 ７…負荷コンデンサ １４…モノ・マルチ回路 １６，１７…Ｄラッチ回路 １８…アンド回路 Ｓ１，Ｓ２…スイッチング素子
Claims (1)
- 【請求項１】 スイッチング素子を有し、直流を交流に
変換するインバータ回路と、共振用コンデンサとリアク
トルからなり、インバータ回路の出力側に接続された直
列共振回路と、インバータ回路の共振出力を昇圧する昇
圧用トランスと、昇圧用トランスの出力を整流して負荷
コンデンサに加える整流回路と、直列共振回路によって
定まる共振周波数に合わせてインバータ回路のスイッチ
ング素子のスイッチングを交互に行う制御部を備えたコ
ンデンサ充電装置において、インバータ回路へのゲート
信号の開始と終了を一方の方向へ電流を流すスイッチン
グ素子に固定したことを特徴とするコンデンサ充電装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8270466A JPH10117478A (ja) | 1996-10-14 | 1996-10-14 | コンデンサ充電装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8270466A JPH10117478A (ja) | 1996-10-14 | 1996-10-14 | コンデンサ充電装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10117478A true JPH10117478A (ja) | 1998-05-06 |
Family
ID=17486702
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8270466A Pending JPH10117478A (ja) | 1996-10-14 | 1996-10-14 | コンデンサ充電装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10117478A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002118976A (ja) * | 2000-10-12 | 2002-04-19 | Origin Electric Co Ltd | コンデンサの充電方法及び充電装置 |
| US6661205B1 (en) | 2001-03-27 | 2003-12-09 | Origin Electric Company, Limited | Capacitor charging method and capacitor charger |
| US6737847B2 (en) | 2001-10-30 | 2004-05-18 | Origin Electric Company, Limited | Capacitor charging method and charging apparatus |
| CN101976952A (zh) * | 2010-10-08 | 2011-02-16 | 刘闯 | 光伏发电系统的串联谐振dc/dc变换器 |
-
1996
- 1996-10-14 JP JP8270466A patent/JPH10117478A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002118976A (ja) * | 2000-10-12 | 2002-04-19 | Origin Electric Co Ltd | コンデンサの充電方法及び充電装置 |
| US6661205B1 (en) | 2001-03-27 | 2003-12-09 | Origin Electric Company, Limited | Capacitor charging method and capacitor charger |
| US6737847B2 (en) | 2001-10-30 | 2004-05-18 | Origin Electric Company, Limited | Capacitor charging method and charging apparatus |
| CN101976952A (zh) * | 2010-10-08 | 2011-02-16 | 刘闯 | 光伏发电系统的串联谐振dc/dc变换器 |
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