JPH0432634B2 - - Google Patents
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- JPH0432634B2 JPH0432634B2 JP58094846A JP9484683A JPH0432634B2 JP H0432634 B2 JPH0432634 B2 JP H0432634B2 JP 58094846 A JP58094846 A JP 58094846A JP 9484683 A JP9484683 A JP 9484683A JP H0432634 B2 JPH0432634 B2 JP H0432634B2
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- pulse
- inverter
- current
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- thyristors
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 5
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- 230000006698 induction Effects 0.000 description 3
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
- H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
- H02M5/443—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/45—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M5/4505—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S323/00—Electricity: power supply or regulation systems
- Y10S323/901—Starting circuits
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、電流型インバータの自励起動方法に
関する。
関する。
代表的な電流型インバータは、交流電力を位相
制御して直流電力に変換する順変換器を電流源と
し、該順変換器が出力する直流電流を直流イアク
トルで平滑して逆変換器に供給する構成となつて
いる。この為、インバータの起動時には、上記直
流リアクトルの電流抑制作用によつて、インバー
タ負荷に流入するエネルギーが少なく、高周波イ
ンバータになると、逆変換器を構成するサイリス
タをターンオフさせるに十分な逆バイアス電圧が
得られない。この為、従来は、起動装置を特に設
けて、起動に際し、インバータ負荷に起動エネル
ギーを供給するようにしているが、これでは、高
価になる上、インバータが大形化する。また、イ
ンバータ負荷に直流カツト用のコンデンサを持た
せて上記逆バイアス電圧を確保することも行われ
ているが、高周波になると信頼性が低下するの
で、この場合にも、従来は、起動装置を用いて該
信頼性を確保するようにしている。
制御して直流電力に変換する順変換器を電流源と
し、該順変換器が出力する直流電流を直流イアク
トルで平滑して逆変換器に供給する構成となつて
いる。この為、インバータの起動時には、上記直
流リアクトルの電流抑制作用によつて、インバー
タ負荷に流入するエネルギーが少なく、高周波イ
ンバータになると、逆変換器を構成するサイリス
タをターンオフさせるに十分な逆バイアス電圧が
得られない。この為、従来は、起動装置を特に設
けて、起動に際し、インバータ負荷に起動エネル
ギーを供給するようにしているが、これでは、高
価になる上、インバータが大形化する。また、イ
ンバータ負荷に直流カツト用のコンデンサを持た
せて上記逆バイアス電圧を確保することも行われ
ているが、高周波になると信頼性が低下するの
で、この場合にも、従来は、起動装置を用いて該
信頼性を確保するようにしている。
本発明は、この問題点に鑑みてなされたもの
で、負荷に直流カツト用のコンデンサを有する場
合において、該直流カツト用コンデンサの端子電
圧が逆変換器を構成するサイリスタの所要逆バイ
アス電圧まで上昇する毎にこれらのサイリスタに
ゲートパルスを供給しつつ起動する構成とするこ
とによつて、高周波インバータの場合にも、起動
装置を設けることなく、高い信頼性をもつて起動
することができる電流型インバータの自励起動方
法を提供することを目的とする。
で、負荷に直流カツト用のコンデンサを有する場
合において、該直流カツト用コンデンサの端子電
圧が逆変換器を構成するサイリスタの所要逆バイ
アス電圧まで上昇する毎にこれらのサイリスタに
ゲートパルスを供給しつつ起動する構成とするこ
とによつて、高周波インバータの場合にも、起動
装置を設けることなく、高い信頼性をもつて起動
することができる電流型インバータの自励起動方
法を提供することを目的とする。
以下、本発明の一実施例を図面に参照して説明
する。
する。
第１図において、ACは３相交流電源、１は電
流型インバータの主回路であつて、位相制御され
る順変換器１０、直流リアクトルLd、周波数制
御される逆変換器２０からなる。３０はインバー
タ負荷である。順変換器１０は６個のサイリスク
１１〜１６をブリツジ接続してなる回路にフライ
ホイルダイオード１７を接続して構成され、各サ
イリスタのゲートには位相制御装置４０からゲー
トパルスが供給される。逆変換器２０は、４個の
サイリスタ２１〜２４をブリツジ接続して構成さ
れており、直流リアクトルLdを介して順変換器
１０から直流電流Idoが供給され、周波数制御さ
れた交流電力をインバータ負荷３０に供給する。
逆変換器２０のサイリスタ２１，２４及びサイリ
スタ２２，２３には周波数制御装置５０からゲー
トパルスＧ１及びＧ２がそれぞれ供給される。イ
ンバータ負荷３０のLt及びRtは誘導加熱コイル
とワークとのそれぞれ等価インダクタンス分及び
等価抵抗分、Ctは誘導加熱コイルに並列接続さ
れた共振コンデンサである。このインバータ負荷
３０は直流カツト用のコンデンサＣ１及びＣ２を
有し、両コンデンサは直列にして共振コンデンサ
Ctに並列接続されると共に、コンデンサＣ１の
両端に逆変換器２０の交流出力端子２０ａ，２０
ａがそれぞれ接続されている。
流型インバータの主回路であつて、位相制御され
る順変換器１０、直流リアクトルLd、周波数制
御される逆変換器２０からなる。３０はインバー
タ負荷である。順変換器１０は６個のサイリスク
１１〜１６をブリツジ接続してなる回路にフライ
ホイルダイオード１７を接続して構成され、各サ
イリスタのゲートには位相制御装置４０からゲー
トパルスが供給される。逆変換器２０は、４個の
サイリスタ２１〜２４をブリツジ接続して構成さ
れており、直流リアクトルLdを介して順変換器
１０から直流電流Idoが供給され、周波数制御さ
れた交流電力をインバータ負荷３０に供給する。
逆変換器２０のサイリスタ２１，２４及びサイリ
スタ２２，２３には周波数制御装置５０からゲー
トパルスＧ１及びＧ２がそれぞれ供給される。イ
ンバータ負荷３０のLt及びRtは誘導加熱コイル
とワークとのそれぞれ等価インダクタンス分及び
等価抵抗分、Ctは誘導加熱コイルに並列接続さ
れた共振コンデンサである。このインバータ負荷
３０は直流カツト用のコンデンサＣ１及びＣ２を
有し、両コンデンサは直列にして共振コンデンサ
Ctに並列接続されると共に、コンデンサＣ１の
両端に逆変換器２０の交流出力端子２０ａ，２０
ａがそれぞれ接続されている。
次に、周波数制御装置５０を第１図と第２図に
ついて説明する。５１はパルス発振器（基準パル
ス発振器）であつて、発振周期Tg＝１／2g
（g：インバータ発振周波数）を持つパルスｇを
発生する。５２は電圧検出器であつて、逆変換器
２０の交流出力端子２０ａ，２０ａ間に現れる電
圧即ちコンデンサＣ１の端子電圧Vcを検出して
ダイオード全波整流器５２ａに導く。該ダイオー
ド全波整流器５２ａは電圧Vcの大きさに対応し
たレベルの直流電圧Ecを電圧比較器５３に入力
する。電圧比較器５３は直流電圧Ecを設定値Vo
と比較して、Ec＞Voである場合にパルスＰ（パ
ルス発振周期をTpとする）を出力する。この設
定値Voはサイリスタ２１〜２４をターンオフす
るに必要な逆バイアス電圧より小さくないレベル
に選定されている。５４はタイミング比較器であ
つて、パルスｇとパルスＰが導かれ、パルスＰの
発振周期Tpがパルスｇの発振周期Tgより大であ
る場合、Tp＞Tgである場合に、選択指令信号
「Ｈ」をパルス弁別器５５に送出し、逆の場合、
即ち、Tp＜Tgの場合に、選択指令信号「Ｌ」を
パルス弁別器５５に送出する。選択指令信号
「Ｌ」はリセツト信号として電圧比較器５３にも
供給される。このパルス弁別器５５はパルス発振
器５１と電圧比較器５３からそれぞれパルスｇと
パルスＰが導かれ、選択指令信号「Ｈ」を受ける
とパルスＰを選択してパルス分配器５６に供給
し、また、選択指令信号「Ｌ」を受けるとパルス
ｇを選択してパルス分配器５６に供給する。パル
ス分配器５６はパルス入力を受ける毎に出力端子
ａ，ｂから交互にゲートパルスＧ１，Ｇ２を送出
するが、最初の出力がゲートパルスＧ２となるよ
うに構成されている。ゲートパルスＧ１はOR素
子５７及びパルス変圧器５８ａを通してサイリス
タ２１，２４のゲートに供給され、ゲートパルス
Ｇ２はパルス変圧器５８ｂを介してサイリスタ２
２，２３のゲートに供給される。５９はバースト
回路であつて、インバータ起動スイツチ６０を介
して起動信号Ｓを受けると発振周期Tbがパルス
ｇの発振周期Tgに比してはるかに小さいパルス
Ｂを所定時間tbの間だけ発生し、また電圧比較器
５３の出力であるパルスＰをリセツト信号として
受けてパルスＢの発生を停止する。このパルスＢ
はゲートパルスＧ１と同様にOR素子５７及びパ
ルス変圧器５８ａを通してサイリスタ２１，２４
のゲートに供給される。６１は同期回路であつ
て、同期信号ｘをパルス発振器５１と電圧比較器
５３に入力する。
ついて説明する。５１はパルス発振器（基準パル
ス発振器）であつて、発振周期Tg＝１／2g
（g：インバータ発振周波数）を持つパルスｇを
発生する。５２は電圧検出器であつて、逆変換器
２０の交流出力端子２０ａ，２０ａ間に現れる電
圧即ちコンデンサＣ１の端子電圧Vcを検出して
ダイオード全波整流器５２ａに導く。該ダイオー
ド全波整流器５２ａは電圧Vcの大きさに対応し
たレベルの直流電圧Ecを電圧比較器５３に入力
する。電圧比較器５３は直流電圧Ecを設定値Vo
と比較して、Ec＞Voである場合にパルスＰ（パ
ルス発振周期をTpとする）を出力する。この設
定値Voはサイリスタ２１〜２４をターンオフす
るに必要な逆バイアス電圧より小さくないレベル
に選定されている。５４はタイミング比較器であ
つて、パルスｇとパルスＰが導かれ、パルスＰの
発振周期Tpがパルスｇの発振周期Tgより大であ
る場合、Tp＞Tgである場合に、選択指令信号
「Ｈ」をパルス弁別器５５に送出し、逆の場合、
即ち、Tp＜Tgの場合に、選択指令信号「Ｌ」を
パルス弁別器５５に送出する。選択指令信号
「Ｌ」はリセツト信号として電圧比較器５３にも
供給される。このパルス弁別器５５はパルス発振
器５１と電圧比較器５３からそれぞれパルスｇと
パルスＰが導かれ、選択指令信号「Ｈ」を受ける
とパルスＰを選択してパルス分配器５６に供給
し、また、選択指令信号「Ｌ」を受けるとパルス
ｇを選択してパルス分配器５６に供給する。パル
ス分配器５６はパルス入力を受ける毎に出力端子
ａ，ｂから交互にゲートパルスＧ１，Ｇ２を送出
するが、最初の出力がゲートパルスＧ２となるよ
うに構成されている。ゲートパルスＧ１はOR素
子５７及びパルス変圧器５８ａを通してサイリス
タ２１，２４のゲートに供給され、ゲートパルス
Ｇ２はパルス変圧器５８ｂを介してサイリスタ２
２，２３のゲートに供給される。５９はバースト
回路であつて、インバータ起動スイツチ６０を介
して起動信号Ｓを受けると発振周期Tbがパルス
ｇの発振周期Tgに比してはるかに小さいパルス
Ｂを所定時間tbの間だけ発生し、また電圧比較器
５３の出力であるパルスＰをリセツト信号として
受けてパルスＢの発生を停止する。このパルスＢ
はゲートパルスＧ１と同様にOR素子５７及びパ
ルス変圧器５８ａを通してサイリスタ２１，２４
のゲートに供給される。６１は同期回路であつ
て、同期信号ｘをパルス発振器５１と電圧比較器
５３に入力する。
次に、この装置の動作を第３図の波形タイムチ
ヤートを参照して説明する。同図において、Vd
は順変換器１０が出力する直流電圧を示す。
ヤートを参照して説明する。同図において、Vd
は順変換器１０が出力する直流電圧を示す。
時刻toで、起動スイツチ６０が投入され、同時
に順変換器１０が位相制御装置４０から所定位相
のゲートパルスを受けて順変換動作を開始すると
共に周波数制御装置が発振動作を開始したものと
仮定する。起動スイツチ６０が閉路すると、起動
信号Ｓがバースト回路５９に入力されて、該バー
スト回路５９からパルスＢが送出されるので、パ
ルスＢの一発目がOR素子からのゲートパルスＧ
１として送出され、サイリスタ２１，２４がこの
ゲートパルスＧ１をゲートに受けてオンする。両
サイリスタ２１，２４がオンした時のインバータ
主回路の等価回路を第４図ａに示す。この時、交
流出力端子２０ａ，２０ａ間には図示極性の電圧
が現れるが、順変換器１０が出力する直流電流
Idoは直流リアクトルLdで抑制されて逆変換器２
０に入力される為、サイリスタ２１，２４にはそ
のオン状態を保持する足る電流（ラツチング電
流）が供給されず、上記第１発目のパルスＢが消
滅すると、両サイリスタ２１，２４はと共にオフ
する。パルスＢの発振周期Tbは上記のように短
いので第１発目のパルスＢが消滅したのち極めて
微小時間の経過後に第２発目のパルスＢがサイリ
スタ２１，２４に供給されて両サイリスタがオン
し、交流出力端子２０ａ，２０ａ間には再び図示
極性の電圧が現れる。この時は前回より若干大な
る電流が流れるが上記ラツチング電流に達してい
ないのでパルスＢが消滅すると両サイリスタはや
はりオフする。サイリスタ２１，２４はパルスＢ
を受ける毎に上記動作を繰り返し、両サイリスタ
のオン電流、即ち、インバータ負荷３０に流入す
る電流Ｉ＋のレベルは漸増する。インバータ負荷
３０に流入した電流Ｉ＋は、直流カツト用のコン
デンサＣ１，Ｃ２がある為、コンデンサCt、誘
導加熱コイル、ワーク側には流れずコンデンサＣ
１を充電する。サイリスタ２１，２４がオフして
もコンデンサＣ１の放電回路は形成されないの
で、該コンデンサＣ１に蓄積された電荷は放出さ
れることなくそのまま蓄えられる。従つて、サイ
リスタ２１，２４がオンする毎にインバータ負荷
３０に流入する電流Ｉ＋によりコンデンサＣ１が
充電されその端子電圧Vcが上昇する。パルスＢ
はインバータ負荷３０に流入する電流Ｉ＋が上記
ラツチング電流のレベルを超えるようになる第Ｎ
発目まで送出される。
に順変換器１０が位相制御装置４０から所定位相
のゲートパルスを受けて順変換動作を開始すると
共に周波数制御装置が発振動作を開始したものと
仮定する。起動スイツチ６０が閉路すると、起動
信号Ｓがバースト回路５９に入力されて、該バー
スト回路５９からパルスＢが送出されるので、パ
ルスＢの一発目がOR素子からのゲートパルスＧ
１として送出され、サイリスタ２１，２４がこの
ゲートパルスＧ１をゲートに受けてオンする。両
サイリスタ２１，２４がオンした時のインバータ
主回路の等価回路を第４図ａに示す。この時、交
流出力端子２０ａ，２０ａ間には図示極性の電圧
が現れるが、順変換器１０が出力する直流電流
Idoは直流リアクトルLdで抑制されて逆変換器２
０に入力される為、サイリスタ２１，２４にはそ
のオン状態を保持する足る電流（ラツチング電
流）が供給されず、上記第１発目のパルスＢが消
滅すると、両サイリスタ２１，２４はと共にオフ
する。パルスＢの発振周期Tbは上記のように短
いので第１発目のパルスＢが消滅したのち極めて
微小時間の経過後に第２発目のパルスＢがサイリ
スタ２１，２４に供給されて両サイリスタがオン
し、交流出力端子２０ａ，２０ａ間には再び図示
極性の電圧が現れる。この時は前回より若干大な
る電流が流れるが上記ラツチング電流に達してい
ないのでパルスＢが消滅すると両サイリスタはや
はりオフする。サイリスタ２１，２４はパルスＢ
を受ける毎に上記動作を繰り返し、両サイリスタ
のオン電流、即ち、インバータ負荷３０に流入す
る電流Ｉ＋のレベルは漸増する。インバータ負荷
３０に流入した電流Ｉ＋は、直流カツト用のコン
デンサＣ１，Ｃ２がある為、コンデンサCt、誘
導加熱コイル、ワーク側には流れずコンデンサＣ
１を充電する。サイリスタ２１，２４がオフして
もコンデンサＣ１の放電回路は形成されないの
で、該コンデンサＣ１に蓄積された電荷は放出さ
れることなくそのまま蓄えられる。従つて、サイ
リスタ２１，２４がオンする毎にインバータ負荷
３０に流入する電流Ｉ＋によりコンデンサＣ１が
充電されその端子電圧Vcが上昇する。パルスＢ
はインバータ負荷３０に流入する電流Ｉ＋が上記
ラツチング電流のレベルを超えるようになる第Ｎ
発目まで送出される。
時刻ｔ１で、コンデンサＣ１の端子電圧Vcが
設定電圧Voに達すると、電圧比較器５３からパ
ルスＰの第１発目が送出され、同時に、バースト
回路５９が発振動作を停止する。この時点では、
Tp＞Tgであるので、タイミング比較器５４は選
択指令信号「Ｈ」を送出しており、従つて、パル
ス弁別器５５はパルスＰをパルス分配器５６に供
給する。パルス分配器５６は前記した通り最初の
パルス入力に対してはゲートパルスＧ２を出力す
る構成となつているので、第１発目のパルスＰが
発生すると、サイリスタ２２，２３がそのゲート
にゲートパルスＧ２を受けてオンし、同時にコン
デンサＣ１の端子電圧Vcがサイリスタ２１，２
４に逆極性に印加される。サイリスタ２２，２３
がオンした時のインバータ回路の等価回路を第４
図ｂに示す。この時の端子電圧Vcはサイリスタ
２１，２４を逆バイアスするに十分な大きさを有
しているので、両サイリスタは確実にターンオフ
する。サイリスタ２２，２３がオンすると、交流
出力端子２０ａ，２０ａ間には第４図ａとは逆極
性の電圧が現れ、ある時間後には負極性の電流Ｉ
−がインバータ負荷３０に流入し始め、コンデン
サＣ１は逆極性に充電される。
設定電圧Voに達すると、電圧比較器５３からパ
ルスＰの第１発目が送出され、同時に、バースト
回路５９が発振動作を停止する。この時点では、
Tp＞Tgであるので、タイミング比較器５４は選
択指令信号「Ｈ」を送出しており、従つて、パル
ス弁別器５５はパルスＰをパルス分配器５６に供
給する。パルス分配器５６は前記した通り最初の
パルス入力に対してはゲートパルスＧ２を出力す
る構成となつているので、第１発目のパルスＰが
発生すると、サイリスタ２２，２３がそのゲート
にゲートパルスＧ２を受けてオンし、同時にコン
デンサＣ１の端子電圧Vcがサイリスタ２１，２
４に逆極性に印加される。サイリスタ２２，２３
がオンした時のインバータ回路の等価回路を第４
図ｂに示す。この時の端子電圧Vcはサイリスタ
２１，２４を逆バイアスするに十分な大きさを有
しているので、両サイリスタは確実にターンオフ
する。サイリスタ２２，２３がオンすると、交流
出力端子２０ａ，２０ａ間には第４図ａとは逆極
性の電圧が現れ、ある時間後には負極性の電流Ｉ
−がインバータ負荷３０に流入し始め、コンデン
サＣ１は逆極性に充電される。
直流リアクトルLdを通して逆変換器２０に流
入する直流電流Idoは時間の経過と共に増大する
ので、コンデンサＣ１の端子電圧Vcは、時間to
−ｔ１よりも短い時間ｔ１−ｔ２で設定電圧Vo
に達し、電圧比較器５３がパルスＰを送出する。
このパルスＰは弁別器５５で弁別されてパルス分
配器５６に入力されると該パルス分配器５６は今
後はゲートパルスＧ１を送出するので、サイリス
タ２１，２４がオンし、同時にサイリスタ２２，
２３がコンデンサＣ１の端子電圧Vcを逆バイア
スとして受けてターンオフし、コンデンサＣ１が
再び第４図ａに示す極性に充電されるようにな
る。以後同様にして、サイリスタ２１，２４とサ
イリスタ２２，２３とが交互にゲートパルスＧ
１，Ｇ２を受けてオンするが、時間の経過と共に
端子電圧Vcが設定電圧Voに達する時間が短縮さ
れるので、パルスＰの発振周期Tpがパルスｇの
発振周期Tgに近づき、遂には両周期が一致する。
入する直流電流Idoは時間の経過と共に増大する
ので、コンデンサＣ１の端子電圧Vcは、時間to
−ｔ１よりも短い時間ｔ１−ｔ２で設定電圧Vo
に達し、電圧比較器５３がパルスＰを送出する。
このパルスＰは弁別器５５で弁別されてパルス分
配器５６に入力されると該パルス分配器５６は今
後はゲートパルスＧ１を送出するので、サイリス
タ２１，２４がオンし、同時にサイリスタ２２，
２３がコンデンサＣ１の端子電圧Vcを逆バイア
スとして受けてターンオフし、コンデンサＣ１が
再び第４図ａに示す極性に充電されるようにな
る。以後同様にして、サイリスタ２１，２４とサ
イリスタ２２，２３とが交互にゲートパルスＧ
１，Ｇ２を受けてオンするが、時間の経過と共に
端子電圧Vcが設定電圧Voに達する時間が短縮さ
れるので、パルスＰの発振周期Tpがパルスｇの
発振周期Tgに近づき、遂には両周期が一致する。
Tp＝Tgになると、今では選択指令信号「Ｈ」
を発生していたタイミング比較器５４が選択指令
信号「Ｌ」を送出するようになるので、以後、パ
ルス弁別器５５はパルス発振器５１の出力ｇを選
択してパルス分配器５６に供給するようになる。
他方、電圧比較器５３が選択指令信号「Ｌ」をリ
セツト信号として受けるので、パルスＰの送出を
停止する。かくして、インバータの起動は完了
し、該インバータは、以後、前記インバータ周波
数gで運転される。
を発生していたタイミング比較器５４が選択指令
信号「Ｌ」を送出するようになるので、以後、パ
ルス弁別器５５はパルス発振器５１の出力ｇを選
択してパルス分配器５６に供給するようになる。
他方、電圧比較器５３が選択指令信号「Ｌ」をリ
セツト信号として受けるので、パルスＰの送出を
停止する。かくして、インバータの起動は完了
し、該インバータは、以後、前記インバータ周波
数gで運転される。
本実施例では、順変換器１０の位相制御角を大
きな値に固定して起動しているのが、位相制御装
置４０が出力するゲートパルスの第１発目の発生
位相を第６図に示す如く第３図実施例の場合より
０〜90の範囲で進ませて、起動当初の直流電圧
Vdを大きくすれば、逆変換器３０に流入する電
流の立上りを早めることができるので、インバー
タの起動時間を短縮することができる。
きな値に固定して起動しているのが、位相制御装
置４０が出力するゲートパルスの第１発目の発生
位相を第６図に示す如く第３図実施例の場合より
０〜90の範囲で進ませて、起動当初の直流電圧
Vdを大きくすれば、逆変換器３０に流入する電
流の立上りを早めることができるので、インバー
タの起動時間を短縮することができる。
なお、前記インバータ負荷３０としては、一方
の直流カツト用コンデンサＣ１の無い第５図に示
す如き構成のものであつても、コンデンサＣ２の
端子電圧を用いることにより、同様の作用・効果
を得ることができる。
の直流カツト用コンデンサＣ１の無い第５図に示
す如き構成のものであつても、コンデンサＣ２の
端子電圧を用いることにより、同様の作用・効果
を得ることができる。
なお、バースト回路５９からパルスＢを発生さ
せる期間は実験等から求めて予め設定しておくよ
うにしてもよい。
せる期間は実験等から求めて予め設定しておくよ
うにしてもよい。
以上の如く、本発明によれば、直流カツト用コ
ンデンサの端子電圧が逆変換器を構成するサイリ
スタの所要逆バイアス電圧まで上昇する毎にこれ
らのサイリスタにゲートパルスを供給しつつ起動
する構成としたことにより、インバータ発振周波
数が高周波の場合でも上記サイリスタを確実にタ
ーンオフさせることができるので、従来に比して
信頼性の高い起動を行うことができ、また、起動
装置を必要としないので、従来に比し、インバー
タを小型化し、価格を安価にすることができる。
ンデンサの端子電圧が逆変換器を構成するサイリ
スタの所要逆バイアス電圧まで上昇する毎にこれ
らのサイリスタにゲートパルスを供給しつつ起動
する構成としたことにより、インバータ発振周波
数が高周波の場合でも上記サイリスタを確実にタ
ーンオフさせることができるので、従来に比して
信頼性の高い起動を行うことができ、また、起動
装置を必要としないので、従来に比し、インバー
タを小型化し、価格を安価にすることができる。
第１図は本発明による電流型インバータの自励
起動方法の実施例の回路図、第２図は上記実施例
における周波数制御装置の詳細ブロツク図、第３
図は上記実施例を説明する為の波形タイムチヤー
ト、第４図ａ，ｂは上記実施例の等価回路図、第
５図はインバータ負荷の他の例を示す回路図、第
６図は本発明の他の実施例を説明するための直流
電圧の波形図である。 １０……順変換器、２０……逆変換器、４０…
…位相制御装置、５０……周波数制御装置、５１
……パルス発振器、５２……電圧検出器、５３…
…電圧比較器、５４……タイミング比較器、５５
……パルス弁別器、５６……パルス分配器、５９
……バースト回路。
起動方法の実施例の回路図、第２図は上記実施例
における周波数制御装置の詳細ブロツク図、第３
図は上記実施例を説明する為の波形タイムチヤー
ト、第４図ａ，ｂは上記実施例の等価回路図、第
５図はインバータ負荷の他の例を示す回路図、第
６図は本発明の他の実施例を説明するための直流
電圧の波形図である。 １０……順変換器、２０……逆変換器、４０…
…位相制御装置、５０……周波数制御装置、５１
……パルス発振器、５２……電圧検出器、５３…
…電圧比較器、５４……タイミング比較器、５５
……パルス弁別器、５６……パルス分配器、５９
……バースト回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直流カツト用のコンデンサを有するインバー
タ負荷に交流電力を供給する電流型インバータを
起動する場合において、起動信号発生時点から該
インバータの逆変換器を構成するサイリスタの所
定の一対に、短くとも、該サイリスタのオン電流
がラツチング電流を超えるまでの期間、連続して
ゲートパルスを印加すると共に、交流出力端子間
にある上記インバータ負荷の直流カツト用のコン
デンサの端子電圧を検出してサイリスタ逆バイア
ス電圧相当の設定電圧と比較し、両電圧が一致す
る毎にパルスを発生せしめて該パルスに同期する
ゲートパルスを、上記逆変換器を構成するサイリ
スタに所定の順序で且つ該パルスの発振周期が所
定のインバータ発振周期と一致するまで供給する
ことを特徴とする電流型インバータの自励起動方
法。 ２ 逆変換器の電流源が位相制御される順変換器
である場合において、該順変換器の第１発目のゲ
ートパルスによる直流出力電圧を大にすることを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電流型イ
ンバータの自励起動方法。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58094846A JPS59222082A (ja) | 1983-05-31 | 1983-05-31 | 電流型インバ−タの自励起動方法 |
| US06/593,249 US4589059A (en) | 1983-05-31 | 1984-03-22 | Method of starting a current-fed inverter with self-excitation |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58094846A JPS59222082A (ja) | 1983-05-31 | 1983-05-31 | 電流型インバ−タの自励起動方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59222082A JPS59222082A (ja) | 1984-12-13 |
| JPH0432634B2 true JPH0432634B2 (ja) | 1992-05-29 |
Family
ID=14121394
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58094846A Granted JPS59222082A (ja) | 1983-05-31 | 1983-05-31 | 電流型インバ−タの自励起動方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4589059A (ja) |
| JP (1) | JPS59222082A (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2612690B2 (ja) * | 1986-06-06 | 1997-05-21 | 株式会社小糸製作所 | 交流電力制御装置 |
| JPH088773B2 (ja) * | 1986-10-06 | 1996-01-29 | 共栄電測株式会社 | 高周波電源出力制御装置 |
| JP2742412B2 (ja) * | 1987-01-14 | 1998-04-22 | 松下電工株式会社 | インバータ装置 |
| DE3835869A1 (de) * | 1988-10-21 | 1990-04-26 | Asea Brown Boveri | Anordnung zum starten eines wechselrichters |
| US5198972A (en) * | 1992-01-03 | 1993-03-30 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Turn-off switch phase control with improved ripple and power factor |
| US5367448A (en) * | 1992-08-07 | 1994-11-22 | Carroll Lawrence B | Three phase AC to DC power converter |
| US7279665B2 (en) * | 2003-07-02 | 2007-10-09 | Itherm Technologies, Lp | Method for delivering harmonic inductive power |
| US7034263B2 (en) * | 2003-07-02 | 2006-04-25 | Itherm Technologies, Lp | Apparatus and method for inductive heating |
| CN101702850B (zh) * | 2009-10-27 | 2013-06-05 | 嘉力时灯光设备(东莞)有限公司 | 可控硅关断负载的电路及方法 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4385348A (en) * | 1981-08-14 | 1983-05-24 | Park-Ohio Industries, Inc. | Inverter with improved power factor control |
| US4430697A (en) * | 1982-03-18 | 1984-02-07 | Westinghouse Electric Corp. | Method and apparatus for starting a parallel-tuned current fed inverter |
-
1983
- 1983-05-31 JP JP58094846A patent/JPS59222082A/ja active Granted
-
1984
- 1984-03-22 US US06/593,249 patent/US4589059A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59222082A (ja) | 1984-12-13 |
| US4589059A (en) | 1986-05-13 |
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