JPS59222082A - 電流型インバ−タの自励起動方法 - Google Patents
電流型インバ−タの自励起動方法Info
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- JPS59222082A JPS59222082A JP58094846A JP9484683A JPS59222082A JP S59222082 A JPS59222082 A JP S59222082A JP 58094846 A JP58094846 A JP 58094846A JP 9484683 A JP9484683 A JP 9484683A JP S59222082 A JPS59222082 A JP S59222082A
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- Y10S323/901—Starting circuits
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- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、電流型インバータの自励起動方法に関する。
代表的な電流型インバータは、交流電力を位相制御して
直流電力に変換する順変換器を電流源とし、該順変換器
が出力する直流電流を直流リアクトルで平滑して逆変換
器に供給する構成となっている。この為、インバータの
起動時には、上記面、流リアクトルの電流抑制作用によ
って、イン）＜ −夕負荷に流入するエネルギーが少な
く、高周波インパークになると、逆変換器を構成するサ
イリスクをターンオフさせるに十分な逆バイアス電圧が
得られない。この為、従来は、起動装置を特に設けて、
起動に際し、インバータ負荷に起動エネルギーを供給す
るようにしているが、これでは、高価になる上、インバ
ータが大形化する。また、インバータ負荷に直流カット
用のコンデンサを持たせて」二記逆バイアス電圧を確保
することも行われているが、高周波になると信頼性が低
下するので、この場合にも、従来は、起動装置を用いて
該信頼性を確保するようにしている。
直流電力に変換する順変換器を電流源とし、該順変換器
が出力する直流電流を直流リアクトルで平滑して逆変換
器に供給する構成となっている。この為、インバータの
起動時には、上記面、流リアクトルの電流抑制作用によ
って、イン）＜ −夕負荷に流入するエネルギーが少な
く、高周波インパークになると、逆変換器を構成するサ
イリスクをターンオフさせるに十分な逆バイアス電圧が
得られない。この為、従来は、起動装置を特に設けて、
起動に際し、インバータ負荷に起動エネルギーを供給す
るようにしているが、これでは、高価になる上、インバ
ータが大形化する。また、インバータ負荷に直流カット
用のコンデンサを持たせて」二記逆バイアス電圧を確保
することも行われているが、高周波になると信頼性が低
下するので、この場合にも、従来は、起動装置を用いて
該信頼性を確保するようにしている。
本発明は、この問題点に鑑みてなされたもので、負荷に
直流カット用のコンデンサを有する場合において、該直
流カット用コンデンサの端子電圧が逆変換器を構成する
サイリスクの所要逆バイアス電圧まで上昇する毎にこれ
らのサイリスクにゲートパルスを供給しつつ起動する構
成とすることによって、高周波インバータの場合にも、
起動装置を設けることなく、高い信頼性をもって起動す
ることができる電流型インバータの自励起動方法を提供
することを目的とする。
直流カット用のコンデンサを有する場合において、該直
流カット用コンデンサの端子電圧が逆変換器を構成する
サイリスクの所要逆バイアス電圧まで上昇する毎にこれ
らのサイリスクにゲートパルスを供給しつつ起動する構
成とすることによって、高周波インバータの場合にも、
起動装置を設けることなく、高い信頼性をもって起動す
ることができる電流型インバータの自励起動方法を提供
することを目的とする。
以下、本発明の一実施例を図面を参照して説明する。
第１図において、ＡＣは３相交流電源、■は電流型イン
バータの主回路であって、位相制御される順変換器１０
、直流リアクトルＬ、 ｄ 、周波数制御される逆変換
器２０からなる。３０はインハ−り負荷である。順変換
器１０は６個のサイリスク１１〜１６をブリッジ接続し
てなる回路にフライボイルダイオード１７を接続してｔ
ｍ成され、各サイリスクのゲートには位相制御装置４０
からゲートパルスが供給される。逆変換器２０は、４個
のサイリスク２１〜２４をブリッジ接続して構成されて
おり、直流リアクトルＬｄを介して順変換器１０から直
流電流１ｄｏが供給され、周波数制御された交流電力を
インバータ負荷３ｏに供給する。逆変換器２０のサイリ
スク２１．２４及びサイリスク２２．２３には周波数制
御装置５０からゲートパルスＧ１及びＧ２がそれぞれ供
給される。
バータの主回路であって、位相制御される順変換器１０
、直流リアクトルＬ、 ｄ 、周波数制御される逆変換
器２０からなる。３０はインハ−り負荷である。順変換
器１０は６個のサイリスク１１〜１６をブリッジ接続し
てなる回路にフライボイルダイオード１７を接続してｔ
ｍ成され、各サイリスクのゲートには位相制御装置４０
からゲートパルスが供給される。逆変換器２０は、４個
のサイリスク２１〜２４をブリッジ接続して構成されて
おり、直流リアクトルＬｄを介して順変換器１０から直
流電流１ｄｏが供給され、周波数制御された交流電力を
インバータ負荷３ｏに供給する。逆変換器２０のサイリ
スク２１．２４及びサイリスク２２．２３には周波数制
御装置５０からゲートパルスＧ１及びＧ２がそれぞれ供
給される。
インバータ負荷３０のＬ を及びＲｔは誘導加熱コイル
とワークとのそれぞれ等価インダクタンス分及び等価抵
抗分、Ｃｔは誘導加熱コイルに並列接続された共振コン
デンサである。このインバータ負荷３０は直流カット用
のコンデンサｃ１及びＣ２を有し、両コンデンサは直列
にして共振コンデンサＣｔに並列接続されると共に、コ
ンデンサＣ１の両端に逆変換器２０の交流出力端子２０
ａ２０ａがそれぞれ接続されている。
とワークとのそれぞれ等価インダクタンス分及び等価抵
抗分、Ｃｔは誘導加熱コイルに並列接続された共振コン
デンサである。このインバータ負荷３０は直流カット用
のコンデンサｃ１及びＣ２を有し、両コンデンサは直列
にして共振コンデンサＣｔに並列接続されると共に、コ
ンデンサＣ１の両端に逆変換器２０の交流出力端子２０
ａ２０ａがそれぞれ接続されている。
次に、周波数制御装置５０を第１図と第２図について説
明する。５１はパルス発振器（基準パルス発振器）であ
って、発振周期Ｔｇ＝１／２ｆｇ（ｆｇ：インバータ発
振周波数）を持つパルスｇを発生する。５２は電圧検出
器であって、逆変換器２０の交流出力端子２０ａ、２Ｏ
ａ間に現れる電圧即ちコンデンサＣＩの端子電圧Ｖｃを
検出してダイオード全波整流器５２ａに導く。該ダイオ
ード全波整流器５２ａは電圧Ｖｃの大きさに対応したレ
ベルの直流電圧Ｅｃを電圧比較器５３に入力する。電圧
比較器５３は直流電圧Ｅｃを設定値Ｖｏと比較して、Ｅ
ｃ ＞、Ｖ ｏである場合にパルスＰ（パルス発振周
期をＴｐとする）を出方する。
明する。５１はパルス発振器（基準パルス発振器）であ
って、発振周期Ｔｇ＝１／２ｆｇ（ｆｇ：インバータ発
振周波数）を持つパルスｇを発生する。５２は電圧検出
器であって、逆変換器２０の交流出力端子２０ａ、２Ｏ
ａ間に現れる電圧即ちコンデンサＣＩの端子電圧Ｖｃを
検出してダイオード全波整流器５２ａに導く。該ダイオ
ード全波整流器５２ａは電圧Ｖｃの大きさに対応したレ
ベルの直流電圧Ｅｃを電圧比較器５３に入力する。電圧
比較器５３は直流電圧Ｅｃを設定値Ｖｏと比較して、Ｅ
ｃ ＞、Ｖ ｏである場合にパルスＰ（パルス発振周
期をＴｐとする）を出方する。
この設定値Ｖｏはサイリスク２１〜２４をターンオフす
るに必要な逆バイアス電圧より小さくないレベルに選定
されている。５４はタイミング比較器であって、パルス
ｇとパルスＰが導がれ、パルスＰの発振周期’ｒｐがパ
ルスｇの発振周期Ｔｇより大である場合、Ｔ ｐ ＞
Ｔ ｇである場合に、選択指令信号ｒＨＪをパルス弁前
器５５に送出し、逆の場合、即ち、Ｔｐ＜Ｔｇの場合に
、選択指令信号ｒＬＪをパルス弁別器５５に送出する。
るに必要な逆バイアス電圧より小さくないレベルに選定
されている。５４はタイミング比較器であって、パルス
ｇとパルスＰが導がれ、パルスＰの発振周期’ｒｐがパ
ルスｇの発振周期Ｔｇより大である場合、Ｔ ｐ ＞
Ｔ ｇである場合に、選択指令信号ｒＨＪをパルス弁前
器５５に送出し、逆の場合、即ち、Ｔｐ＜Ｔｇの場合に
、選択指令信号ｒＬＪをパルス弁別器５５に送出する。
選択指令信号ｒＬＪはリセット信号として電圧比較器５
３にも供給される。このパルス弁別器５５はパルス発振
器５１と電圧比較器５３からそれぞれパルスｇとパルス
Ｐが導かれ、選択指令信号ｒ ＨＪを受けるとパルスＰ
を選択してパルス分配器５６に供給し、また、選択指令
信号「■７」を受りるとパルスｇを選択してパルス分配
器５６に供給する。パルス分配器５６はパルス入力を受
ける毎に出力端子（ａ）、（ｂ）から交互にゲートパル
スＧ１、Ｇ２を送出するが、最初の出力がゲートパルス
Ｇ２となるように構成されている。ゲートパルスＧ１は
ＯＲ素子５７及びパルス変圧器５８ａを通してサイリス
ク２１．２４のゲートに供給され、ゲートパルスＧ２は
パルス変圧器５８ｂを介してサイリスタ２２．２３のゲ
ートに供給される。５９はバースト回路であって、イン
バーり起動スイッチ６０を介して起動信号Ｓを受けると
発振周期１゛ｂがパルスｇの発振周期Ｔｇに比してはる
かに小さいパルスＢを所定時間ｔｂの間だけ発生し、ま
た電圧比較器５３の出力であるパルスＰをリセット信号
として受けてパルスＢの発生を停止する。このパルスＢ
はゲートパルスＧ１と同様にＯＲ素子５７及びパルス変
圧器５８ａを通してサイリスタ２１．２４のゲートに供
給される。６１は同期回路であって、同期信号Ｘをパル
ス発振器５１と電圧比較器５３に入力する。
３にも供給される。このパルス弁別器５５はパルス発振
器５１と電圧比較器５３からそれぞれパルスｇとパルス
Ｐが導かれ、選択指令信号ｒ ＨＪを受けるとパルスＰ
を選択してパルス分配器５６に供給し、また、選択指令
信号「■７」を受りるとパルスｇを選択してパルス分配
器５６に供給する。パルス分配器５６はパルス入力を受
ける毎に出力端子（ａ）、（ｂ）から交互にゲートパル
スＧ１、Ｇ２を送出するが、最初の出力がゲートパルス
Ｇ２となるように構成されている。ゲートパルスＧ１は
ＯＲ素子５７及びパルス変圧器５８ａを通してサイリス
ク２１．２４のゲートに供給され、ゲートパルスＧ２は
パルス変圧器５８ｂを介してサイリスタ２２．２３のゲ
ートに供給される。５９はバースト回路であって、イン
バーり起動スイッチ６０を介して起動信号Ｓを受けると
発振周期１゛ｂがパルスｇの発振周期Ｔｇに比してはる
かに小さいパルスＢを所定時間ｔｂの間だけ発生し、ま
た電圧比較器５３の出力であるパルスＰをリセット信号
として受けてパルスＢの発生を停止する。このパルスＢ
はゲートパルスＧ１と同様にＯＲ素子５７及びパルス変
圧器５８ａを通してサイリスタ２１．２４のゲートに供
給される。６１は同期回路であって、同期信号Ｘをパル
ス発振器５１と電圧比較器５３に入力する。
次に、この装置の動作を第３図の波形タイムチャートを
参照して説明する。同図において、Ｖｄは順変換器１０
が出力する直流電圧を示ず。
参照して説明する。同図において、Ｖｄは順変換器１０
が出力する直流電圧を示ず。
時刻ｔｏで、起動スイッチ６０が投入され、同時に順変
換器１０が位相制御装置４０から所定位相のゲートパル
スを受けて順変換動作を開始すると共に周波数制御装置
が発振動作を開始したものと仮定する。起動スイッチ６
Ｑが閉路すると、起動信号Ｓがバースト回路５９に入力
されて、該バースト回路５９からパルスＢが送出される
ので、パルスＢの一売口がＯＲ素子からゲートパルスＧ
１として送出され、サイリスタ２１．２４がこのゲート
パルスＧ１をゲートに受けてオンする。
換器１０が位相制御装置４０から所定位相のゲートパル
スを受けて順変換動作を開始すると共に周波数制御装置
が発振動作を開始したものと仮定する。起動スイッチ６
Ｑが閉路すると、起動信号Ｓがバースト回路５９に入力
されて、該バースト回路５９からパルスＢが送出される
ので、パルスＢの一売口がＯＲ素子からゲートパルスＧ
１として送出され、サイリスタ２１．２４がこのゲート
パルスＧ１をゲートに受けてオンする。
両サイリスタ２１．２４がオンした時のインバータ主回
路の等酒量路を第４図＋ａｌに示す。この時、交流出力
端子２０ａ、２０３間には図示極性の電圧が現れるが、
順変換器１０が出力する直流電流ｌｄｏは直流リアクト
ルＬ ｄで抑制されて逆変換器２０に入力される為、サ
イリスク２１．２４にはそのオン状態を保持するに足る
電流（ラッチング電流）が供給されず、上記第１売口の
パルスＢが消滅すると、両サイリスタ ２１．２４は共
にオフする。パルスＢの発振周期Ｔｂは上記のように短
いので第１売口のパルスＢが消滅したのち極めて微少時
間の経過後に第２売口のパルスＢがサイリスタ２１．２
４に供給されて両サイリスクがオンし、交流出力端子２
０ａ、２０ａ間には再び図示極性の電圧が現れる。この
時は前回より若干大なる電流が流れるが上記ラッチング
電流に達していないのでパルスＢが消滅すると両サイリ
スクはやはりオフする。サイリスク２１、’２４はパル
スＢを受ける毎に上記動作を繰り返し、両サイ１′ｉス
タのオン電流、即ち、インバータ負荷３０に流入する電
流Ｉ＋のレベルは漸増する。インバータ負荷３０に流入
した電流Ｉ＋は、直流カット用のコンデンサＣＩ、Ｃ２
がある為、コンデンサＣｔ、誘導加熱コイル、ワーク側
には流れずコンデン＋ＣＩを充電する。サイリスタ２１
．２４がオフしてもコンデンサＣ１の放電回路は形成さ
れないので、該コンデンサＣＩに蓄積された電荷は放出
されることなくそのまま蓄えられる。従って、サイリス
タ２１．２４がオンする毎にインバータ負荷３０に流入
する電流Ｉ＋によりコンブザＣ１が充電されその端子電
圧Ｖｃが上昇する。パルスＢはインバータ負荷３０に流
入する電流■十が上記ラッチング電流のレベルを超える
ようになる第Ｎ先日まで送出される。
路の等酒量路を第４図＋ａｌに示す。この時、交流出力
端子２０ａ、２０３間には図示極性の電圧が現れるが、
順変換器１０が出力する直流電流ｌｄｏは直流リアクト
ルＬ ｄで抑制されて逆変換器２０に入力される為、サ
イリスク２１．２４にはそのオン状態を保持するに足る
電流（ラッチング電流）が供給されず、上記第１売口の
パルスＢが消滅すると、両サイリスタ ２１．２４は共
にオフする。パルスＢの発振周期Ｔｂは上記のように短
いので第１売口のパルスＢが消滅したのち極めて微少時
間の経過後に第２売口のパルスＢがサイリスタ２１．２
４に供給されて両サイリスクがオンし、交流出力端子２
０ａ、２０ａ間には再び図示極性の電圧が現れる。この
時は前回より若干大なる電流が流れるが上記ラッチング
電流に達していないのでパルスＢが消滅すると両サイリ
スクはやはりオフする。サイリスク２１、’２４はパル
スＢを受ける毎に上記動作を繰り返し、両サイ１′ｉス
タのオン電流、即ち、インバータ負荷３０に流入する電
流Ｉ＋のレベルは漸増する。インバータ負荷３０に流入
した電流Ｉ＋は、直流カット用のコンデンサＣＩ、Ｃ２
がある為、コンデンサＣｔ、誘導加熱コイル、ワーク側
には流れずコンデン＋ＣＩを充電する。サイリスタ２１
．２４がオフしてもコンデンサＣ１の放電回路は形成さ
れないので、該コンデンサＣＩに蓄積された電荷は放出
されることなくそのまま蓄えられる。従って、サイリス
タ２１．２４がオンする毎にインバータ負荷３０に流入
する電流Ｉ＋によりコンブザＣ１が充電されその端子電
圧Ｖｃが上昇する。パルスＢはインバータ負荷３０に流
入する電流■十が上記ラッチング電流のレベルを超える
ようになる第Ｎ先日まで送出される。
時刻ｔ１で、コンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃが設定電圧
Ｖｏに達すると、°電圧比較器５３からパルスＰの第１
売口が送出され、同時に、バースト回路５９が発振動作
を停止する。この時点では、Ｔｐ＞Ｔｇであるので、タ
イミング比較器５４は選択指令信号ｒＨＪを送出してお
りへ従って、パルス弁別器５５はパルスＰをパルス分配
器５６に供給する。パルス分配器５６は前記した通り最
初のパルス入力に対してはゲートパルスＧ２を出力する
構成となっているので、第１売口のパルスＰが発生する
と、サイリスタ２２．２３がそのゲートにゲートパルス
Ｇ２を受けてオンし、同時にコンデンサＣＩの端子電圧
Ｖ ｃ、がサイリスク２１．２４に逆極性に印加される
。サイリスク２２．２３がオンした時のインパーク主回
路の等酒量１洛を第４図（ｂｌに示す。この時の端子電
圧Ｖｃはサイリスタ２１．２４を逆バイアスするＧこ１
°分な大きさを有しているので、両サイリスクは６（［
実にターンオフする。サイリスタ２２．２３がオンする
と、交流出力端子２０ａ、２Ｏａ間には第４図Ｆａｌと
は逆極性の電圧が現れ、ある時間後には負極性の電流Ｉ
−がインバータ負荷３０に流入し始め、コンデンサＣＩ
は逆極性に充電される。
Ｖｏに達すると、°電圧比較器５３からパルスＰの第１
売口が送出され、同時に、バースト回路５９が発振動作
を停止する。この時点では、Ｔｐ＞Ｔｇであるので、タ
イミング比較器５４は選択指令信号ｒＨＪを送出してお
りへ従って、パルス弁別器５５はパルスＰをパルス分配
器５６に供給する。パルス分配器５６は前記した通り最
初のパルス入力に対してはゲートパルスＧ２を出力する
構成となっているので、第１売口のパルスＰが発生する
と、サイリスタ２２．２３がそのゲートにゲートパルス
Ｇ２を受けてオンし、同時にコンデンサＣＩの端子電圧
Ｖ ｃ、がサイリスク２１．２４に逆極性に印加される
。サイリスク２２．２３がオンした時のインパーク主回
路の等酒量１洛を第４図（ｂｌに示す。この時の端子電
圧Ｖｃはサイリスタ２１．２４を逆バイアスするＧこ１
°分な大きさを有しているので、両サイリスクは６（［
実にターンオフする。サイリスタ２２．２３がオンする
と、交流出力端子２０ａ、２Ｏａ間には第４図Ｆａｌと
は逆極性の電圧が現れ、ある時間後には負極性の電流Ｉ
−がインバータ負荷３０に流入し始め、コンデンサＣＩ
は逆極性に充電される。
直流リアクトルＬｄを通して逆変換器２ｏに流人する直
流電流１ｄｏは時間の経過と共に増大するので、コンデ
ンサＣ１の端子電圧Ｖｃば、時間ｔｏ−ｔｌよりも短い
時間ｔ１−ｔ２で設定電圧■０に達し、電圧比較器５３
がパルスＰを送出する。このパルスＰは弁別器５５で弁
別されてパルス分配器５６に入力されると該パルス分配
器５６は今度はゲートパルス Ｇ１を送出するので、サ
イリスタ２１．２４がオンし、同時にサイリスク２２．
２３がコンデンサＣＩの’ｒｉ’５子電圧Ｖｃを逆バイ
アスとして受けてターンオフし、コンデンサＣＩが再び
第４図（ａｌに示す極性に充電されるようになる。以後
同様にして、サイリスク２１．２４とサイリスク２２．
２３とが交互Ｇこデー１−パルスＧ１、Ｇ２を受けてオ
ンするが、時間の経過と共に端子電圧Ｖｃが設定電圧■
０に達する時間が短縮されるので、パルスＰの発振周期
′ｒｐがパルスｇの発振周期Ｔｇに近づき、遂には両周
期が一致する。
流電流１ｄｏは時間の経過と共に増大するので、コンデ
ンサＣ１の端子電圧Ｖｃば、時間ｔｏ−ｔｌよりも短い
時間ｔ１−ｔ２で設定電圧■０に達し、電圧比較器５３
がパルスＰを送出する。このパルスＰは弁別器５５で弁
別されてパルス分配器５６に入力されると該パルス分配
器５６は今度はゲートパルス Ｇ１を送出するので、サ
イリスタ２１．２４がオンし、同時にサイリスク２２．
２３がコンデンサＣＩの’ｒｉ’５子電圧Ｖｃを逆バイ
アスとして受けてターンオフし、コンデンサＣＩが再び
第４図（ａｌに示す極性に充電されるようになる。以後
同様にして、サイリスク２１．２４とサイリスク２２．
２３とが交互Ｇこデー１−パルスＧ１、Ｇ２を受けてオ
ンするが、時間の経過と共に端子電圧Ｖｃが設定電圧■
０に達する時間が短縮されるので、パルスＰの発振周期
′ｒｐがパルスｇの発振周期Ｔｇに近づき、遂には両周
期が一致する。
Ｔｐ＝Ｔｇになると、今まで選択指令信号「Ｈ」を発生
していたタイミング比較器５４が選択指令信号「Ｉ５１
を送出するようになるので、以後、パルス弁別器５５は
パルス発振器５１の出力ｇを選択してパルス分配器５６
に供給するようＧこなる。他方、電圧比較器５３が選択
指令信号ｒＬＪをリセット信号として受けるので、／＜
／レスＰの送＋ｉ３を停止する。かくして、インノ＼−
夕の起動しま完了し、該インバータは、以後、前記イン
ノ＼−タ）周波数ｆｇで運転される。
していたタイミング比較器５４が選択指令信号「Ｉ５１
を送出するようになるので、以後、パルス弁別器５５は
パルス発振器５１の出力ｇを選択してパルス分配器５６
に供給するようＧこなる。他方、電圧比較器５３が選択
指令信号ｒＬＪをリセット信号として受けるので、／＜
／レスＰの送＋ｉ３を停止する。かくして、インノ＼−
夕の起動しま完了し、該インバータは、以後、前記イン
ノ＼−タ）周波数ｆｇで運転される。
本実施例では、順変換器１００位相制御角を大きな値に
固定して起動しているが、位相制御装置４０が出力する
ゲートパルスの第１売口の発生位相を第６図に示す如く
第３図実施例の場合よりＯ〜９０の範囲で進ませて、起
動当初の直流電圧Ｖｄを大きくすれば、逆変換器３０に
流入する電流の立上りを早めることができるので、イン
ノ＼−夕の起動時間を短縮することができる。
固定して起動しているが、位相制御装置４０が出力する
ゲートパルスの第１売口の発生位相を第６図に示す如く
第３図実施例の場合よりＯ〜９０の範囲で進ませて、起
動当初の直流電圧Ｖｄを大きくすれば、逆変換器３０に
流入する電流の立上りを早めることができるので、イン
ノ＼−夕の起動時間を短縮することができる。
なお、前記インバータ負荷３０としては、一方の直流カ
ット用コンデンサＣＩの無し）第５図に示す如き構成の
ものであっても、コンデンサＣ２の端子電圧を用いるこ
とにより、同様の作用・効果を得ることができる。
ット用コンデンサＣＩの無し）第５図に示す如き構成の
ものであっても、コンデンサＣ２の端子電圧を用いるこ
とにより、同様の作用・効果を得ることができる。
なお、バースト回路５９からパルスＢを発生させる期間
は実験等から求めて予め設定しておくようにしてもよい
。
は実験等から求めて予め設定しておくようにしてもよい
。
以上の如く、本発明によれば、直流力・ノド用コンデン
サの端子電圧が逆変換器を構成するサイリスクの所要逆
バイアス電圧まで上昇する毎にこれらのサイリスクにゲ
ートパルスを供給しつつ起動する構成としたことにより
、インバータ発振周波数が高周波の場合でも」二記サイ
リスクを確実にターンオフさせることができるので、従
来に比して信頼性の高い起動を行うことができ、また、
起動装置を必要としないので、従来に比し、インバータ
を小型化し、価格を安価にすることができる。
サの端子電圧が逆変換器を構成するサイリスクの所要逆
バイアス電圧まで上昇する毎にこれらのサイリスクにゲ
ートパルスを供給しつつ起動する構成としたことにより
、インバータ発振周波数が高周波の場合でも」二記サイ
リスクを確実にターンオフさせることができるので、従
来に比して信頼性の高い起動を行うことができ、また、
起動装置を必要としないので、従来に比し、インバータ
を小型化し、価格を安価にすることができる。
第１図は本発明による電流型インバータの自励起動方法
の実施例の回路図、第２図は上記実施例における周波数
制御装置の詳細ブロック図、第３図は上記実施例を説明
する為の波形タイムチャート、第４図ｔａ＋、（ｂｌは
上記実施例の等酒量路図、第５図はインバータ負荷の他
の例を示す回路図、第６図は本発明の他の実施例を説明
するための直流電圧野波形図である。 １０−一順変換器、２０−逆変換器、４〇−位相制御装
置、５０−・周波数制御装置、５１−パルス発振器、５
２−電圧検出器、５３−電圧比較器、５４・−タイミン
グ比較器、５５−パルス弁別器、５６・−パルス分配器
、５９−バースト回路。 特許出願人 高周波熱錬株式会社 代理人 弁理士 小林 傅 第 ４ 図 （０） 第 ４ 図 （ｂ） 第６図
の実施例の回路図、第２図は上記実施例における周波数
制御装置の詳細ブロック図、第３図は上記実施例を説明
する為の波形タイムチャート、第４図ｔａ＋、（ｂｌは
上記実施例の等酒量路図、第５図はインバータ負荷の他
の例を示す回路図、第６図は本発明の他の実施例を説明
するための直流電圧野波形図である。 １０−一順変換器、２０−逆変換器、４〇−位相制御装
置、５０−・周波数制御装置、５１−パルス発振器、５
２−電圧検出器、５３−電圧比較器、５４・−タイミン
グ比較器、５５−パルス弁別器、５６・−パルス分配器
、５９−バースト回路。 特許出願人 高周波熱錬株式会社 代理人 弁理士 小林 傅 第 ４ 図 （０） 第 ４ 図 （ｂ） 第６図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （１１直流カツト用のコンデンサを有するインバータ負
荷に交／！ｆ、電力を供給する電流型インバータを起動
する場合において、起動信号発生時点から該インバータ
の逆変換器を構成するサイリスクの所定の一対に、短く
とも、該サイリスクのオン電流がラッチング電流を超え
るまでの期間、連続してゲートパルスを印加すると共に
、交流出力端子間の電圧を検出してサイリスク逆バイア
ス電圧相当の設定電圧と比較し、両型圧が一致する毎に
パルスを発生せしめて該パルスに同期するゲートパルス
を、上記逆変換器を構成するサイリスクに所定の順序で
口、つ該パルスの発振周３ｕｌが所定のインバータ発振
周期と一致するまで供給することを特徴とする電流型イ
ンバータの自励起動方法。 （２）逆変換器の電流源が位相制御される順変換器であ
る場合において、該順変換器の第１発目のデー１〜パル
スによる直流出力電圧を大にするこトラ特徴とする特許
請求の範囲第１項記載の電流型インバータの自励起動方
法。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58094846A JPS59222082A (ja) | 1983-05-31 | 1983-05-31 | 電流型インバ−タの自励起動方法 |
| US06/593,249 US4589059A (en) | 1983-05-31 | 1984-03-22 | Method of starting a current-fed inverter with self-excitation |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58094846A JPS59222082A (ja) | 1983-05-31 | 1983-05-31 | 電流型インバ−タの自励起動方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59222082A true JPS59222082A (ja) | 1984-12-13 |
| JPH0432634B2 JPH0432634B2 (ja) | 1992-05-29 |
Family
ID=14121394
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58094846A Granted JPS59222082A (ja) | 1983-05-31 | 1983-05-31 | 電流型インバ−タの自励起動方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4589059A (ja) |
| JP (1) | JPS59222082A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6392277A (ja) * | 1986-10-06 | 1988-04-22 | Kyoei Densoku Kk | 高周波電源出力制御装置 |
| JPS63174567A (ja) * | 1987-01-14 | 1988-07-19 | Matsushita Electric Works Ltd | インバ−タ装置 |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2612690B2 (ja) * | 1986-06-06 | 1997-05-21 | 株式会社小糸製作所 | 交流電力制御装置 |
| DE3835869A1 (de) * | 1988-10-21 | 1990-04-26 | Asea Brown Boveri | Anordnung zum starten eines wechselrichters |
| US5198972A (en) * | 1992-01-03 | 1993-03-30 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Turn-off switch phase control with improved ripple and power factor |
| US5367448A (en) * | 1992-08-07 | 1994-11-22 | Carroll Lawrence B | Three phase AC to DC power converter |
| US7034263B2 (en) | 2003-07-02 | 2006-04-25 | Itherm Technologies, Lp | Apparatus and method for inductive heating |
| US7279665B2 (en) * | 2003-07-02 | 2007-10-09 | Itherm Technologies, Lp | Method for delivering harmonic inductive power |
| CN101702850B (zh) * | 2009-10-27 | 2013-06-05 | 嘉力时灯光设备(东莞)有限公司 | 可控硅关断负载的电路及方法 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4385348A (en) * | 1981-08-14 | 1983-05-24 | Park-Ohio Industries, Inc. | Inverter with improved power factor control |
| US4430697A (en) * | 1982-03-18 | 1984-02-07 | Westinghouse Electric Corp. | Method and apparatus for starting a parallel-tuned current fed inverter |
-
1983
- 1983-05-31 JP JP58094846A patent/JPS59222082A/ja active Granted
-
1984
- 1984-03-22 US US06/593,249 patent/US4589059A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6392277A (ja) * | 1986-10-06 | 1988-04-22 | Kyoei Densoku Kk | 高周波電源出力制御装置 |
| JPS63174567A (ja) * | 1987-01-14 | 1988-07-19 | Matsushita Electric Works Ltd | インバ−タ装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0432634B2 (ja) | 1992-05-29 |
| US4589059A (en) | 1986-05-13 |
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