JPH0513187A

JPH0513187A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH0513187A
Application number: JP3165685A
Authority: JP
Inventors: Akio Okude; 章雄奥出; Koji Yamada; 晃司山田; Yukio Yamanaka; 幸男山中; Seinosuke Obara; 成乃亮小原
Original assignee: Meiji National Industrial Co Ltd; Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd; Meiji National Industrial Co Ltd
Priority date: 1991-07-05
Filing date: 1991-07-05
Publication date: 1993-01-22
Anticipated expiration: 2015-12-25
Also published as: JP3121378B2

Abstract

(57)【要約】【目的】始動時における負荷の動作状態を安定させ、且
つ回路素子へのストレスを少なくする。【構成】第１のスイッチング回路Ａで交流電源ＡＣから
直流電源を作成する。第２のスイッチング回路Ｂが上記
第１のスイッチング回路Ａから供給される直流電源を電
源として動作する。この第２のスイッチング回路Ｂが負
荷５に電力を供給する。第１及び第２のスイッチング回
路Ａ，Ｂがスイッチング素子の駆動制御を行う制御回路
３，４を夫々備える。まず、第２のスイッチング回路Ａ
を出力を小さく制限した状態で動作させる。そして、所
望の時間後に第２のスイッチング回路Ｂを所望の出力が
得られる動作状態とする。さらに、この第２のスイッチ
ング回路Ｂの動作状態が安定した後に第１のスイッチン
グ回路Ａの動作を開始させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、交流電源から直流電源
を作成する第１のスイッチング回路と、この第１のスイ
ッチング回路から供給される直流電源を電源とし負荷へ
の供給電力を作成する第２のスイッチング回路とからな
る電力変換装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】電力変換装置としては、交流電源から直
流電源を作成する第１のスイッチング回路と、この第１
のスイッチング回路から供給される直流電源を電源とし
負荷への供給電力を作成する第２のスイッチング回路と
からなるものがあり、この種の電力変換装置の一例を図
６に示す。

【０００３】この電力変換装置は、放電灯Ｌａを高周波
点灯する放電灯点灯装置として用いたものである。この
放電灯点灯装置では、第１のスイッチング回路をダイオ
ードブリッジＤＢ及び昇圧チョッパ１で構成し、第２の
スイッチング回路をインバータ２で構成し、電源スイッ
チＳＷを介して供給される交流電源ＡＣをダイオードブ
リッジＤＢで全波整流して得た直流電力を昇圧チョッパ
１で昇圧し、この昇圧出力をインバータ２で高周波電力
に変換して放電灯Ｌａに供給し、放電灯Ｌａを高周波点
灯している。

【０００４】ここで、昇圧チョッパ１は、インダンタン
ス素子Ｌ₁、ダイオードＤ₁、トランジスタＱ₁及びコ
ンデンサＣ₁で構成され、トランジスタＱ₁をスイッチ
ングすることにより整流出力を昇圧する。さらに、具体
的には、スイッチングされるトランジスタＱ₁のオン期
間にインダクタンス素子Ｌ₁に蓄積されたエネルギを、
トランジスタＱ₂のオフ時にダイオードブリッジＤＢの
出力と共にダイオードＤ₁を介してコンデンサＣ₁に供
給して充電し、コンデンサＣ₁の両端に昇圧出力を発生
する。

【０００５】インバータ２は、昇圧チョッパ１の出力に
直列接続されたトランジスタＱ₂，Ｑ₃を備え、トラン
ジスタＱ₂の両端に共振回路と共に放電灯Ｌａを接続し
た所謂ハーフブリッジ構成となっており、放電灯Ｌａと
共振回路からなる負荷回路に直列に挿入された電流帰還
トランスＣＴでトランジスタＱ₂，Ｑ₃に電流を帰還し
てトランジスタＱ₂，Ｑ₃を交互にオン，オフし、放電
灯Ｌａに高周波電力を供給する自励式となっている。

【０００６】ここで、上記トランジスタＱ₂，Ｑ₃には
夫々逆並列にフライホイール用のダイオードＤ₂，Ｄ₃
が接続されている。また、負荷回路は直流カット用のコ
ンデンサＣ₃を介してトランジスタＱ₂の両端に接続さ
れ、共振回路はコンデンサＣ ₄，Ｃ₅及びインダクタン
ス素子Ｌ₂で構成してある。なお、放電灯Ｌａのフィラ
メントの非電源側に接続されたコンデンサＣ₅は、放電
灯Ｌａのフィラメントを予熱する予熱用としての機能も
兼ね備える。さらに、電流帰還トランスＣＴは２次巻線
ｎ₂，ｎ₃に誘起される電圧によりベース抵抗Ｒ₂，Ｒ
₃を介してトランジスタＱ₂，Ｑ₃に電流を帰還する。

【０００７】この種のインバータ２では、電源投入時に
確実にインバータ２を起動させるために起動回路を設け
てあり、この起動回路を、抵抗Ｒ₁、コンデンサＣ₂、
ダイアックのような双方向性トリガ素子Ｑ₄で構成して
あり、昇圧チョッパ１の出力で抵抗Ｒ₁を介して充電さ
れたコンデンサＣ₂の両端電圧が双方向性トリガ素子Ｑ
₄のブレークオーバ電圧に達した時点で、双方向性トリ
ガ素子Ｑ₄がオンとなり、トランジスタＱ₃にベース電
流を供給することにより、まずトランジスタＱ ₃をオン
として、インバータ２に起動をかける。

【０００８】上記昇圧チョッパ１のトランジスタＱ₁の
スイッチング制御は制御回路３で行う。この制御回路３
の電源は、コンデンサＣ₆，Ｃ₉、トランスＴ₃、ダイ
オードＤ₆及び抵抗Ｒ₈からなる電源回路６から供給し
ている。つまり、トランジスタＱ₂，Ｑ₃の接続点の電
位の変動成分を、トランスＴ₃と、このトランスＴ₃の
１次巻線に直列に接続された直流カット用のコンデンサ
Ｃ₉で抽出し、この変動成分をダイオードＤ₆、抵抗Ｒ
₈及びコンデンサＣ₆で整流平滑して制御回路３の電源
を作成している。

【０００９】ここで、上記電源回路６はインバータ２が
発振動作することにより電源を作成しているので、制御
回路３にはインバータ２が動作を開始した後に電源回路
６から電源が供給されることになる。よって、電源投入
初期には昇圧チョッパ１のトランジスタＱ₁がスイッチ
ングされず、昇圧チョッパ１は上記期間は単なる限流要
素として機能する。

【００１０】上記放電灯点灯装置の動作を以下に簡単に
説明する。まず、電源投入時においては、昇圧チョッパ
１のトランジスタＱ₁がスイッチングされないため、図
７（ａ）に示す商用電源ＡＣをダイオードブリッジＤＢ
にて全波整流した出力のピーク値（Ｖ_ACP) までコンデ
ンサＣ₁が充電され、このコンデンサＣ₁の両端電圧
（Ｖ_ACP) がインバータ２に電源として供給される。イ
ンバータ２は、この電源の供給により起動回路で起動が
かかり、トランジスタＱ₂，Ｑ₃が交互にオン，オフす
る発振動作を開始する。この際に放電灯Ｌａに印加され
る電圧は昇圧チョッパ１が昇圧動作を行っていないため
に、放電灯Ｌａの始動電圧よりも低くなっており、放電
灯Ｌａを点灯させることなく、フィラメントの予熱が行
われる。

【００１１】このようにして、インバータ２が発振動作
を開始すると、トランジスタＱ₂，Ｑ₃の接続点の変動
成分から制御回路３の電源を作成する電源回路６の出力
電圧が図７（ｂ）に示すように上昇し、時間ｔ₂経過後
に制御回路３が動作を開始する。つまり、制御回路３の
出力でトランジスタＱ₁がスイッチングされる。従っ
て、図７（ａ）に示すようにコンデンサＣ₁の両端に昇
圧電圧（Ｖ_DC）が生じ、同図（ｃ）に示すようにインバ
ータ２の出力電圧が高い電圧となり、これにより放電灯
Ｌａが点灯する。なお、放電灯Ｌａが点灯すると、ラン
プ電圧Ｖ_Laは低下するので、放電灯Ｌａのランプ電圧Ｖ
_La波形は図７（ｃ）に示すようになる。

【００１２】即ち、上述の放電灯点灯装置の場合には、
昇圧チョッパ１の制御回路３の電源をインバータ２から
得ることにより、昇圧チョッパ１が不動作の期間に放電
灯Ｌａを予熱し、昇圧チョッパ１の動作後に放電灯Ｌａ
を点灯するようにしたものである。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】ところが、上述の放電
灯点灯装置の場合には次のような場合に問題がある。つ
まり、上述のように昇圧チョッパ１により放電灯Ｌａの
予熱及び始動点灯を制御すると、インバータ２は予熱期
間に放電灯Ｌａを始動点灯させないように出力が小さい
ものである必要があり、逆に昇圧チョッパ１は出力は比
較的に高くしなければならない。従って、昇圧チョッパ
１及びインバータ２の出力設定の自由度がない上、昇圧
チョッパ１及びインバータ２共に回路素子の耐量が高い
もので構成する必要がある。

【００１４】さらに、上記放電灯点灯装置には次のよう
な問題もある。上記放電灯点灯装置において、放電灯Ｌ
ａを始動するのに必要な昇圧チョッパ１の出力電圧をＶ
_DCSとすると共に、放電灯Ｌａから所望の出力を得るた
めに必要な昇圧チョッパ１の出力電圧をＶ_DCLとした場
合に、Ｖ_DCL＞Ｖ_DCSであるときには、放電灯Ｌａの始
動後の通常点灯時に昇圧チョッパ１の出力をＶ_DCLに上
げるようにすればよい。

【００１５】しかし、Ｖ_DCL＜Ｖ_DCSである場合、昇圧
チョッパ１の出力を一旦Ｖ_DCSに上げ、その後Ｖ_DCLに
下げる必要がある。このため、通常点灯時よりも高い電
圧が始動時に昇圧チョッパ１のトランジスタＱ₁及びイ
ンバータ２のトランジスタＱ ₂，Ｑ₃等の回路素子に印
加され、始動時の回路素子へのストレスが大きくなる。
そこで、通常点灯時には不必要なレベルの高耐圧の回路
素子を始動時のストレスを低減するために用いる必要が
生じる。

【００１６】ところで、上記問題は根本的には昇圧チョ
ッパ１の出力電圧を高くする必要があるために起こって
いた。そこで、昇圧チョッパ１の出力電圧を低く抑える
方法について以下に考察する。このように昇圧チョッパ
１の出力電圧を低く抑えるためには、昇圧チョッパ１が
不動作の期間においても、インバータ２から放電灯Ｌａ
を点灯可能な電圧を印加するようにすればよい。

【００１７】しかしながら、これでは電源投入と同時に
放電灯Ｌａが点灯してしまい、放電灯Ｌａのフィラメン
トを始動前に充分に予熱することが不可能となり、放電
灯Ｌａの寿命に悪影響を及ぼす。この点を解決する方法
としては、電源投入時から放電灯Ｌａを始動するまでイ
ンバータ２の出力を制限して、放電灯Ｌａを点灯させな
ければよい。

【００１８】この方法を具体的に説明するために、図８
に示す具体回路を用いて考察する。なお、図８の放電灯
点灯装置は、昇圧チョッパ１は図６回路と同じ構成で、
またインバータ２は図６回路と同じくハーフブリッジ構
成であるが、トランジスタＱ ₂，Ｑ₃を夫々制御回路４
でオン，オフする所謂他励式となっている点が異なり、
さらに上記昇圧チョッパ１及びインバータ２の夫々の制
御回路３，４の制御電源Ｖ_ccを、抵抗Ｒ₄₁、ツェナダイ
オードＺＤ₄₁、コンデンサＣ₄₁からなる電源回路６で作
成している。

【００１９】上記方法として、図９に示すように電源投
入と同時に昇圧チョッパ１及びインバータ２の動作を開
始させ、電源投入時から放電灯Ｌａを始動するまでイン
バータ２の出力を制限して放電灯Ｌａが点灯しないよう
に制御回路４を動作させる。なお、この場合には、電源
投入時から放電灯Ｌａを始動するまでインバータ２の出
力を制限して放電灯Ｌａを点灯させないようにしてある
ので、図６回路のように昇圧チョッパ１を上記電源投入
時から放電灯Ｌａを始動するまでの期間に不動作とする
必要はない。

【００２０】この際のインバータ２の出力の制御方法と
しては、電源投入時から放電灯Ｌａを始動させるまでの
期間（図９中のｔａ〜ｔｂで示す期間）は、トランジス
タＱ ₂，Ｑ₃のスイッチング周波数を共振回路の共振周
波数よりも高くしておき、これにより放電灯Ｌａに印加
される電圧が放電灯Ｌａの始動電圧よりも低くなるよう
にする。このようにすれば、この期間に放電灯Ｌａに供
給される電力により放電灯Ｌａのフィラメントが予熱さ
れ、この期間を適当に設定することによりフィラメント
を充分に先行予熱することができる。

【００２１】そして、放電灯Ｌａを始動点灯する場合に
は、トランジスタＱ₂，Ｑ₃のスイッチング周波数を図
９における時点ｔｂから共振回路の共振周波数（固有振
動周波数）に近づけることにより、放電灯Ｌａに印加さ
れる電圧を高くし、放電灯Ｌａを始動点灯する。なお、
図９では放電灯Ｌａの始動時点を時点ｔｃで示す。その
後、インバータ２の出力を調整して、放電灯Ｌａから所
望の出力を得るようにする。

【００２２】なお、放電灯Ｌａに印加される電圧を低減
する方法としては、例えば特開昭６１−２７１７９２号
公報等で提案されているトランジスタＱ₂，Ｑ₃のオン
期間を制御する方法を採用することもできる。この方法
によれば、図６回路の場合よりも昇圧チョッパ１の出力
を低くすることができる。しかも、電源投入時から昇圧
チョッパ１を動作させているので、放電灯Ｌａの始動時
に通常点灯時よりもインバータ２に供給される電圧が高
くなるということがない。従って、始動時にインバータ
２に印加される電圧に基づいてインバータ２の回路素子
の耐圧を選定するという必要がない。

【００２３】しかしながら、この方法では図６回路より
も昇圧チョッパ１の出力電圧を低くできるといっても、
予熱期間中に昇圧チョッパ１が動作状態にあるため、イ
ンバータ２に高い電圧が印加され、予熱期間におけるイ
ンバータ２のトランジスタＱ ₂，Ｑ₃などに加わるスト
レスが大きくなる。つまり、この方法のように予熱期間
中に昇圧チョッパ１を動作させることは、根本的な改善
策であるとは言えない。よって、放電灯Ｌａの予熱期間
中は昇圧チョッパ１は動作を停止していることが好まし
いと言える。

【００２４】そこで、さらに上記方法を改善した方法と
して、図１０（ａ）に示すように電源投入時から時刻ｔ
ｂまでは昇圧チョッパ１は不動作とし、ｔｂ〜ｔｃ期間
に昇圧チョッパ１及びインバータ２を共にソフトスター
トさせる（出力を徐々に増大させる）ことにより、放電
灯Ｌａに印加される電圧を徐々に高くして、放電灯Ｌａ
を始動させることが考えられる。

【００２５】この場合、ｔａ〜ｔｂ期間は昇圧チョッパ
１が不動作であるので、図９で説明したように放電灯Ｌ
ａの予熱期間中のインバータ２の回路素子へのストレス
が大きくなることがない。しかし、この場合には次のよ
うな問題がある。つまり、上述のように動作させた場
合、ｔｂ〜ｔｃ期間では、昇圧チョッパ１が昇圧動作を
開始して出力電圧を目標設定値に上昇させる過渡状態に
あると共に、インバータ２が放電灯Ｌａに印加する電圧
を上昇させる過渡状態にあり、さらに放電灯Ｌａは始動
点灯するために予熱時に等価インピーダンスが無限大で
あった状態からＲ_LAに急激に変化する過渡状態にある。
なお、Ｒ_LAは比較的に低インピーダンスである。

【００２６】つまり、上述の方法であると、昇圧チョッ
パ１、インバータ２及び負荷（共振回路と放電灯Ｌａ）
とが全て過渡状態にあり、この期間にインバータ２に流
れる共振電流の変化量が大きく、かつインバータ２への
供給電圧が変化しているため、トランジスタＱ₂，Ｑ₃
における電流・電圧変化量が大きくなる。このため、始
動時におけるトランジスタＱ₂，Ｑ₃の安定動作制御が
難しく、放電灯Ｌａの光出力をスムーズに変化させるこ
とが難しい。しかも、過渡電流などの影響でトランジス
タＱ₂，Ｑ₃のストレスが大きくなる問題もある。

【００２７】一方、昇圧チョッパ１に関しても、過渡期
間においては負荷変動が大きくなるため、これに追従す
るために、トランジスタＱ₁への流入電流を大きくする
必要があり、トランジスタＱ₁のストレスが大きくなる
という問題がある。本発明は上述の点に鑑みて為された
ものであり、その目的とするところは、始動時における
負荷の動作状態を安定させることができ、且つ回路素子
へのストレスが少ない電力変換装置を提供することにあ
る。

【００２８】

【課題を解決するための手段】本発明では、上記目的を
達成するために、交流電源から直流電源を作成する第１
のスイッチング回路と、この第１のスイッチング回路か
ら供給される直流電源を電源とし負荷への供給電力を作
成する第２のスイッチング回路とからなり、スイッチン
グ素子の駆動制御を行う制御回路を第１及び第２のスイ
ッチング回路が夫々備え、まず出力を小さく制限した状
態で第２のスイッチング回路を動作させ、所望の時間後
に第２のスイッチング回路を所望の出力が得られる動作
状態とし、さらにこの第２のスイッチング回路の動作状
態が安定した後に第１のスイッチング回路の動作を開始
させている。

【００２９】なお、交流電源から直流電源を作成する第
１のスイッチング回路と、この第１のスイッチング回路
から供給される直流電源を電源とし負荷への供給電力を
作成する第２のスイッチング回路とからなり、スイッチ
ング素子の駆動制御を行う制御回路を第１及び第２のス
イッチング回路が夫々備え、まず出力を小さく制限した
状態で第２のスイッチング回路を動作させ、所望の時間
後に第１のスイッチング回路の動作を開始させ、この第
１のスイッチング回路の動作状態が安定した後に第２の
スイッチング回路を所望の出力が得られる動作状態とし
ても、上述の場合と同様の目的を達成することができ
る。

【００３０】

【作用】本発明は、上述のように第１及び第２のスイッ
チング回路を共に出力を可変できるものとすることによ
り、第２のスイッチング回路の出力が固定され、第１の
スイッチング回路の出力により負荷を所望動作させるも
ののように、第１のスイッチング回路の出力電圧を高く
設定する必要がないようにして、第１及び第２のスイッ
チング回路の回路素子の耐量を小さくできるようにし、
また両スイッチング回路のいずれかの動作が安定した状
態で、他方のスイッチング回路で所望の動作を行わせる
ことにより、両スイッチング回路を安定的に動作させ
て、過渡的な動作の重合による回路素子へのストレスの
増大を防止できるようにすると共に、負荷を安定に動作
させることができるようにしたものである。

【００３１】

【実施例】

（実施例１）図１乃至図３に本発明の一実施例を示す。
本実施例の電力変換装置の基本構成は、図１に示すよう
に、電源スイッチＳＷを介して供給される交流電源ＡＣ
から直流電源を作成する第１のスイッチング回路Ａと、
この第１のスイッチング回路Ａから供給される直流電源
を電源とし負荷５への供給電力を作成する第２のスイッ
チング回路Ｂとからなり、スイッチング素子の駆動制御
を行う制御回路３，４を第１及び第２のスイッチング回
路Ａ，Ｂが夫々備えている。なお、本実施例において
も、放電灯点灯装置として用いられる電力変換装置を一
例としたもので、図２に示すように、第１のスイッチン
グ回路Ａを整流回路としてのダイオードブリッジＤＢと
昇圧チョッパ１とで構成し、第２のスイッチング回路Ｂ
をインバータ２で構成してある。

【００３２】そして、夫々の制御回路３，４は次のタイ
ミングで動作させる。つまり、図３に示すように、まず
出力を小さく制限した状態でインバータ２を動作させ、
所望の時間後にインバータ２を所望の出力が得られる動
作状態とし、さらにこのインバータ２の動作状態が安定
した後に昇圧チョッパ１の動作を開始させる。以下、上
記動作を達成する本実施例の放電灯点灯装置の具体構成
について説明する。なお、以下の説明では従来例回路と
同一の構成に関しては同一符号を付して説明は省略し、
本実施例の特徴とする点のみについて説明する。

【００３３】昇圧チョッパ１は、インダクタンス素子Ｌ
₁、ダイオードＤ₁，ＦＥＴＱ₁及びコンデンサＣ₁で
構成してある。但し、本実施例の場合にはインダクタン
ス素子Ｌ₁としてトランスの１次巻線ｎ₁₁を用い、ＦＥ
ＴＱ₁をスイッチング素子として用いてある点が上述の
場合と異なる。インバータ２は、所謂ハーフブリッジ構
成のものであるが、本実施例の場合にはトランジスタＱ
₂を自励式でオン，オフすると共に、トランジスタＱ₃
を制御回路４で他励式でオン，オフ制御する所謂自励他
励式となっている点が上述の場合と異なる。なお、トラ
ンジスタＱ₂を自励式でオン，オフするために、電流帰
還トランスＣＴを用いてある。また、トランジスタ
Ｑ₂，Ｑ₃には夫々直列にエミッタ抵抗Ｒ₂₂，Ｒ₂₃を挿
入してあり、これらエミッタ抵抗Ｒ₂₂，Ｒ₂₃でスイッチ
ング動作の安定化を図っている。

【００３４】昇圧チョッパ１の制御回路３は、スイッチ
ングレギュレータ用ＩＣ（例えば、ジーメンス社製のＴ
ＤＡ４８１４Ａなど）３１を用いて構成してある。以
下、この制御回路３の構成の説明をＩＣ３１の端子説明
に基づいて行う。このＩＣ３１の３番端子は電源端子で
ある。ここで、上記制御回路３の電源は、インバータ２
が動作することにより得られる構成となっている。具体
的には、この制御回路３の電源回路を、コンデンサ
Ｃ₁₁，Ｃ₁₃及びダイオードＤ₁₁，Ｄ₁₂で構成してあり、
ダイオードＤ₂，Ｄ₃の接続点から変動成分をコンデン
サＣ₁₁で抽出し、ダイオードＤ₁₂及びコンデンサＣ₁₃で
整流平滑して制御回路３の駆動電源を作成している。な
お、ダイオードＤ₁₁はダイオードＤ₂，Ｄ₃の接続点の
電位がローレベルである期間にコンデンサＣ₁₁の充電電
荷を放電させるためのものである。

【００３５】上記ＩＣ３１の１４番端子は、ＦＥＴＱ₁
のオンタイミングをとるための端子で、昇圧チョッパ１
の定常動作時にはインダクタンス素子Ｌ₁を構成するト
ランスの２次巻線ｎ₁₂に誘起される電圧が抵抗Ｒ₃₁を介
して入力され、インダクタンス素子Ｌ₁に流れる電流に
応じてＦＥＴＱ₁のオンタイミングを制御する。ところ
で、このＩＣ３１ではＦＥＴＱ₁がスイッチングしてい
る定常時には上記２次巻線ｎ₁₂の誘起電圧からＦＥＴＱ
₁のオンタイミングを制御することができるが、ＦＥＴ
Ｑ₁が最初にオンするまでは上記２次巻線ｎ₁₂に応じて
オンタイミングを制御することはできない。

【００３６】そこで、上記ＩＣ３１にはＦＥＴＱ₁を最
初にオンさせるために起動をかける必要がある。この起
動は、ダイオードＤ₂，Ｄ₃の接続点の電圧を抵抗
Ｒ₁₉，Ｒ ₂₀を介して上記１４番端子に印加することによ
り行っている。なお、このようにしてＩＣ３１に起動を
かけてＩＣ３１が動作を開始した後は、抵抗Ｒ₁₉，Ｒ₂₀
を介して上記１４番端子に起動電圧が印加されると、誤
動作を起こす可能性がある。そこで、トランジスタ
Ｑ₂₁，Ｑ₂₂、抵抗Ｒ₃₀〜Ｒ₃₃、コンデンサＣ₁₅及びダイ
オードＤ₁₄からなる起動停止回路を設けてある。

【００３７】この起動停止回路は、インバータ２の制御
回路４に制御電源Ｖ_ccが供給されると、コンデンサＣ₁₅
が抵抗Ｒ₃₁を介して充電され、これによりトランジスタ
Ｑ₂₂がオン、トランジスタＱ₂₁がオフとなり、起動回路
からの起動がＩＣ３１にかかる状態になる。そして、Ｉ
Ｃ３１に起動がかかってＦＥＴＱ₁がオンすると、ダイ
オードＤ₁₄を介してコンデンサＣ₁₅の充電電荷が放電さ
れる。この場合、トランジスタＱ₂₂がオフ、トランジス
タＱ₂₁がオンとなり、起動回路からＩＣ３１に起動がか
からないように制御する。ここで、ＦＥＴＱ₁のスイッ
チングスピードに対して抵抗Ｒ₃₁とコンデンサＣ₁₅との
時定数を充分に大きくしておけば、ＦＥＴＱ₁がスイッ
チングしている期間には、トランジスタＱ₂₁がオン状態
に保たれ、これにより起動回路からＩＣ３１に起動がか
けられることを阻止することができる。

【００３８】ＩＣ３１の２番端子は出力端子で、抵抗Ｒ
₁₄，Ｒ₁₅を介してＦＥＴＱ₁をオン，オフ制御する。Ｉ
Ｃ３１の１２番端子及び１３番端子は、ＩＣ３１の内蔵
するオペアンプの反転入力と出力に対応する端子で、抵
抗Ｒ₁₇，Ｒ₁₈の分圧電圧を抵抗Ｒ₂₆を介して負帰還する
ことによりＩＣ３１が昇圧チョッパ１の出力電圧を所望
の一定状態に制御するように機能する。

【００３９】なお、このＩＣ３１の１２番端子に入力さ
れる電圧を昇圧チョッパ２が動作を開始したときに高く
し、その後に徐々に低下させることにより、昇圧チョッ
パ２をソフトスタート動作させている。このソフトスタ
ート回路は、トランジスタＱ ₂₃、コンデンサＣ₁₆、ダイ
オードＤ₁₄，Ｄ₁₅及び抵抗Ｒ₂₁等で構成してある。この
ソフトスタート回路では、後述する昇圧チョッパ１の動
作開始時点（昇圧チョッパ１の不動作期間）を計時する
タイマ回路の出力が得られた時点でトランジスタＱ₂₃が
オフとなる。このトランジスタＱ₂₃のオフ時点では、コ
ンデンサＣ ₁₆を制御電源Ｖ_ccの電圧まで充電されてお
り、このためＩＣ３１によって昇圧チョッパ１に出力電
圧が高い場合と同様に出力を低くする制御がかかること
により、昇圧チョッパ１の出力が起動直後は小さく制御
される。そして、コンデンサＣ ₁₆の充電電圧が抵抗Ｒ₂₁
を介して放電されるにつれて昇圧チョッパ１の出力が徐
々に上昇する所謂ソフトスタート制御が行われる。

【００４０】その他の上記ＩＣ３１の端子について簡単
に説明する。１１番端子は抵抗Ｒ₁₁，Ｒ₁₂で分圧した入
力電圧が入力されるもので、入力電圧に同期してＦＥＴ
Ｑ₁のオン，オフ制御を行うための端子である。また、
４番端子はＦＥＴＱ₁に直列に挿入された抵抗Ｒ₁₆の両
端電圧からＦＥＴＱ₁に流れる電流を検出するための端
子で、例えば昇圧チョッパ１の異常状態を検出するため
のものである。さらに、１番端子はアース端子である。

【００４１】次に、インバータ２の制御回路４について
以下に説明する。この制御回路４は汎用タイマＩＣ（例
えば、ＮＥＣ社製のμＰＣ１５５５等）４１を用いて構
成された単安定マルチバイブレータを備えている。この
単安定マルチバイブレータは、抵抗Ｒ₅₁及びコンデンサ
Ｃ₁₇の時定数で決まる期間、出力がハイレベルとなる。

【００４２】そして、この単安定マルチバイブレータに
トリガをかけるトリガ回路は、抵抗Ｒ₅₂，Ｒ₅₃、インバ
ータゲートＩ₁，Ｉ₂及びコンデンサＣ₁₈で構成してあ
る。つまり、このトリガ回路では、ダイオードＤ₂，Ｄ
₃の接続点の電位を抵抗Ｒ₅₂，Ｒ₅₃で検知し、この抵抗
Ｒ₅₂，Ｒ₅₃の電位がほぼダイオードブリッジＤＢの負極
の電位まで降下したときにハイレベルとなるインバータ
ゲートＩ₁の出力をコンデンサＣ₁₈を通して微分波形に
変換し、ＩＣ４１のトリガ端子（２番端子）にトリガパ
ルスを入力する。即ち、トランジスタＱ₂がオフとな
り、このオフ時にインダクタンス素子Ｌ₂に蓄積された
エネルギでダイオードＤ₃を介して電流が流れ、ダイオ
ードＤ₂，Ｄ₃の接続点の電位がほぼダイオードブリッ
ジＤＢの負極の電位まで降下するタイミングを検出する
のである。

【００４３】この単安定マルチバイブレータの出力には
バッファＢ₁を介してトーテムポール接続されたトラン
ジスタＱ₃₁，Ｑ₃₂からなる駆動回路が接続され、単安定
マルチバイブレータの出力がハイレベルであるとき、ト
ランジスタＱ₃₁がオンとなり、トランジスタＱ₃にベー
ス電流を供給してオンとする。このインバータ２でも確
実に起動させるために起動回路が必要であり、この起動
回路を、トランジスタＱ₃₃、ダイアック等の双方向性ト
リガ素子Ｑ₃₄、コンデンサＣ₁₉、ダイオードＤ₂₁及び抵
抗Ｒ₅₄，Ｒ₅₅で構成してある。この起動回路では、昇圧
チョッパ１のインダクタンス素子Ｌ₁の出力の電圧でコ
ンデンサＣ₁₉が充電され、トリガ素子Ｑ₃₄をブレークオ
ーバさせて、トランジスタＱ₃₃をオンとして、単安定マ
ルチバイブレータにトリガをかけることにより、トラン
ジスタＱ ₃をオンとして、インバータ２に起動をかける
ようにしてある。なお、一旦起動をかけた後はトランジ
スタＱ₃が正常にスイッチング動作する限り、ダイオー
ドＤ₂₁及び抵抗Ｒ₅₅により、コンデンサＣ₁₉の電荷がト
リガ素子Ｑ₃₄のブレークオーバ電圧に達することがない
ようになっている。

【００４４】この制御回路４の電源は、抵抗Ｒ₄₁，ツェ
ナダイオードＺＤ₄₁及びコンデンサＣ₄₁からなる電源回
路６から供給されている。ところで、この制御回路４に
おいては、上記電源回路６から供給される制御電源Ｖ_cc
の電圧が充分に安定した時点で動作させるために、制御
回路４の動作制御回路を設けてある。この動作制御回路
は、オペアンプＯＰ₁、ツェナダイオードＺＤ₅₁、ダイ
オードＤ₂₂、コンデンサＣ₂₁及び抵抗Ｒ₅₆〜Ｒ₅₈で構成
してある。つまり、オペアンプＯＰ₁でコンパレータを
構成し、制御電源Ｖ_ccがツェナダイオードＺＤ₅₁で決ま
る電圧まで達するまでは、コンデンサＣ₂₁の遅延作用に
よりコンパレータの出力がローレベルとなり、ＩＣ４１
のリセット端子（４番端子）をローレベルに引き下げる
ことにより、ＩＣ４１を不動作状態に保つ。そして、制
御電源Ｖ_ccの電圧が安定した時点でコンパレータの出力
がハイレベルとなることにより、ＩＣ４１が動作可能と
する。

【００４５】さらに、その他にこの制御回路４には予熱
時間を計時するタイマ回路と、このタイマ回路の出力に
応じて単安定マルチバイブレータのハイレベル期間を短
く制御して放電灯Ｌａに印加される電圧を低く抑えるた
めの予熱制御回路とを設けてある。ここで、タイマ回路
はオペアンプＯＰ₂，コンデンサＣ₂₂、ダイオードＤ ₂₃
及び抵抗Ｒ₆₁〜Ｒ₆₄で構成してあり、オペアンプＯＰ₂
を用いて構成したコンパレータの出力が抵抗Ｒ₆₁及びコ
ンデンサＣ₂₂の時定数で決まる時間だけローレベルとな
る。予熱制御回路は、トランジスタＱ₃₅、コンデンサＣ
₂₀、ダイオードＤ₂₄及び抵抗Ｒ₆₅，Ｒ₆₆で構成され、タ
イマ回路の出力がローレベルである期間、トランジスタ
Ｑ₃₅がオンとなることにより、抵抗Ｒ₅₁とは別経路でコ
ンデンサＣ₁₇を充電することにより、コンデンサＣ₁₇の
充電を速くする。このため、単安定マルチバイブレータ
の出力がハイレベルである期間が短くなって、トランジ
スタＱ₃のオン期間が短くなる。よって、インバータ２
から放電灯Ｌａに印加される電圧が、始動電圧以下に制
御され、放電灯Ｌａが予熱される。

【００４６】ところで、この制御回路４の単安定マルチ
バイブレータの出力をハイレベルにする期間を設定する
時定数回路においては、抵抗Ｒ₅₁を介してコンデンサＣ
₁の出力でコンデンサＣ₁₇を充電している。これは、交
流電源ＡＣの電圧変動に対して予熱時におけるトランジ
スタＱ₃のオン期間を適正に制御するためである。つま
り、交流電源ＡＣの電圧が高くなったときには、コンデ
ンサＣ₁₇の充電電流が大きくなり、トランジスタＱ₃の
オン期間が短くなって予熱量が小さくなり、逆に交流電
源ＡＣの電圧が低い場合には、上述の場合と逆の動作
で、予熱量が大きくなり、よって交流電源ＡＣの電圧変
動に対して予熱時におけるトランジスタＱ ₃のオン期間
を適正に制御できるのである。

【００４７】ところで、上記予熱時間を計時するタイマ
回路と構成を共用し、昇圧チョッパ１の動作を開始する
時点を計時するタイマ回路を設けてある。ここで、この
タイマ回路は、コンデンサＣ₂₂、ダイオードＤ₂₃及び抵
抗Ｒ₆₁〜Ｒ₆₄を予熱用のタイマと兼用し、コンデンサＣ
₂₂の両端電圧と抵抗Ｒ₆₁〜Ｒ₆₄による分圧電圧とを比較
するオペアンプＯＰ₃で構成したコンパレータを用いて
ある。なお、このタイマ回路のコンパレータの基準電圧
は上記予熱用のタイマ回路よりも高くなっているので、
出力がハイレベルとなる期間が一定時間遅れることにな
る。

【００４８】このタイマ回路の出力をダイオードＤ₂₆を
介してＩＣ３１の１４番端子に接続することにより、昇
圧チョッパ１が限時動作期間中に動作しないようにして
ある。また、上記タイマ回路の出力をダイオードＤ₂₅を
介してソフトスタート回路のトランジスタＱ₂₃のベース
に接続し、トランジスタＱ₂₃をオンすることにより、コ
ンデンサＣ₁₆を充電して起動時にソフトスタートさせる
ことに備える。

【００４９】以下、本実施例の動作を説明する。まず、
電源が投入されると、電源回路６から制御回路４及び制
御回路３の起動停止回路に電源が供給される。この際
に、制御回路４の動作制御回路の働きにより、電源回路
６から供給される電圧が安定するまでは制御回路４の動
作は停止状態に保たれる。この上記状態を図３における
ｔ₀〜ｔａに示す。

【００５０】そして、電源回路６から制御回路４に供給
される電圧が安定した後に、動作が停止している昇圧チ
ョッパ１のインダクタンス素子Ｌ₁の出力側から電力の
供給を受ける起動回路により単安定マルチバイブレータ
に起動がかかる。このため、トランジスタＱ₃が一定時
間オンとなり、インバータ２が発振動作を開始する。但
し、この際のトランジスタＱ₃のオン時間は、予熱用タ
イマが計時動作中であるので、予熱制御回路の働きでト
ランジスタＱ₃のオン期間は短く制御され、インバータ
２の出力が小さく抑えられる。このときに、放電灯Ｌａ
に印加される電圧は始動電圧以下に制御され、放電灯Ｌ
ａは始動点灯することなく、先行予熱される。この先行
予熱状態は図４のｔａ〜ｔｂに示す。

【００５１】そして、上記予熱時間の計時用のタイマ回
路の計時動作が終了すると、このタイマ回路の出力がハ
イレベルとなることによりトランジスタＱ₃₅がオフとな
り、予熱制御回路によるインバータ２の出力を小さく抑
える制御が解除される。但し、この際には予熱制御回路
のコンデンサＣ₂₀に蓄積された電荷が存在する間、この
電荷を電源として、抵抗Ｒ₅₁とは別経路でコンデンサＣ
₁₇が充電されるので、時間経過と共に徐々にトランジス
タＱ₃のオン時間が長くなる。このようにしてインバー
タ２の出力が増大する（図４のｔｂ〜ｔｃに示す）と、
やがてはインバータ２の放電灯Ｌａに印加される出力電
圧が始動電圧に達し、時刻ｔｃで放電灯Ｌａが始動点灯
する。

【００５２】その後に、抵抗Ｒ₅₁とコンデンサＣ₁₇の時
定数で決まるオン期間でトランジスタＱ₃がオンされ、
トランジスタＱ₂，Ｑ₃は交互にオン，オフされる安定
状態となる。このようにしてインバータ２が安定動作す
るようになった場合、昇圧チョッパ１の動作停止期間を
計時するタイマ回路の限時動作が終了し、昇圧チョッパ
が動作可能状態となる。そして、トランジスタＱ₂のオ
ンによりダイオードＤ₂，Ｄ ₃の接続点の電圧がコンデ
ンサＣ₁に充電された電圧（ダイオードブリッジＤＢの
出力電圧のピーク電圧（Ｖ_ACP））に達したとき、ＩＣ
３１に起動回路により起動がかかり、昇圧チョッパ１が
昇圧動作を開始する。但し、この場合、ソフトスタート
回路の働きで昇圧チョッパ１の出力が徐々に増大し、や
がては出力が一定電圧に安定する。

【００５３】以降は、昇圧チョッパ１の昇圧出力を電源
としてインバータ２から放電灯Ｌａに電源を供給し、放
電灯Ｌａが光出力を一定とする状態で点灯保持される。
このように本実施例では、まず出力を小さく制限した状
態でインバータ２を動作させ、所望の時間後にインバー
タ２を所望の出力が得られる動作状態とし、さらにこの
インバータ２の動作状態が安定した後に昇圧チョッパ１
の動作を開始させているので、昇圧チョッパ１とインバ
ータ２とで過渡的な動作を行う期間の重合がなく、昇圧
チョッパ１及びインバータ２を安定に動作させることが
でき、且つ放電灯Ｌａの光出力を安定的に変化させるこ
とができ、しかも昇圧チョッパ１及びインバータ２を安
定に動作させることができるので、回路素子へのストレ
スの増大を防止できる。また、インバータ２が放電灯Ｌ
ａの予熱時に出力を制限できるので、昇圧チョッパ１の
出力電圧を高く設定する必要がなく、このため昇圧チョ
ッパ１及びインバータ２を安定に動作させて回路素子へ
のストレスを小さくできる点と相まって、昇圧チョッパ
１及びインバータ２の回路素子の耐量を小さくできる。

【００５４】（実施例２）図４及び図５に本発明の他の
実施例を示す。本実施例では、図５に示すように、まず
インバータ２を放電灯Ｌａを予熱するように出力を制限
した状態で動作させ、そして所望の時間後のインバータ
２が放電灯Ｌａを予熱する状態にあるときに昇圧チョッ
パ１を起動し、この昇圧チョッパ１の出力が安定した時
点からインバータ２をソフトスタートさせて放電灯Ｌａ
を始動点灯するものである。

【００５５】このために、具体回路では予熱時間を計時
するタイマ回路と、昇圧チョッパ１の動作を停止する期
間を計時するタイマ回路との限時時間を異ならせ、昇圧
チョッパ１の動作停止期間を計時するタイマ回路の限時
時間を短くしてある。なお、このためにインバータ２の
出力が放電灯Ｌａを予熱する状態にあるときに、昇圧チ
ョッパ１の動作を開始させ、その後昇圧チョッパ１の動
作が安定した時点でインバータ２の出力電圧を放電灯Ｌ
ａを始動点灯する電圧に上げるように、図４における夫
々のタイマ回路を構成するコンパレータの基準電圧を設
定してある。なお、この設定は抵抗Ｒ₆₂’〜Ｒ₆₄’の定
数を選定して行っている。

【００５６】なお、本実施例の場合には単安定マルチバ
イブレータのトランジスタＱ₃のオン期間を設定する抵
抗Ｒ₅₁に直列にボリュームＶＲ₁を挿入して、オン期間
を調整自在としてある。ところで、上述の説明では第２
のスイッチング回路がフルブリッジ構成のインバータで
ある場合について説明したが、フルブリッジ構成のイン
バータや一石式のインバータであってよく、さらに負荷
が放電灯以外のものである場合にも本発明を適用できる
ことは言うまでもなく、要は第１及び第２のスイッチン
グ回路からなり、第１及び第２のスイッチング回路の動
作タイミングの制御を上述したように行うものであれ
ば、すべて本発明に包含される。

【００５７】

【発明の効果】本発明は上述のように、交流電源から直
流電源を作成する第１のスイッチング回路と、この第１
のスイッチング回路から供給される直流電源を電源とし
負荷への供給電力を作成する第２のスイッチング回路と
からなり、スイッチング素子の駆動制御を行う制御回路
を第１及び第２のスイッチング回路が夫々備え、まず出
力を小さく制限した状態で第２のスイッチング回路を動
作させ、所望の時間後に第２のスイッチング回路を所望
の出力が得られる動作状態とし、さらにこの第２のスイ
ッチング回路の動作状態が安定した後に第１のスイッチ
ング回路の動作を開始させたものであり、第１及び第２
のスイッチング回路を共に出力を可変できるものとする
ことにより、第２のスイッチング回路の出力が固定さ
れ、第１のスイッチング回路の出力により負荷を所望動
作させるもののように、第１のスイッチング回路の出力
電圧を高く設定する必要がないようにして、第１及び第
２のスイッチング回路の回路素子の耐量を小さくでき、
また両スイッチング回路のいずれかの動作が安定した状
態で、他方のスイッチング回路で所望の動作を行わせる
ことにより、両スイッチング回路を安定的に動作させ
て、過渡的な動作の重合による回路素子へのストレスの
増大を防止できると共に、負荷を安定に動作させること
ができる。

【００５８】なお、交流電源から直流電源を作成する第
１のスイッチング回路と、この第１のスイッチング回路
から供給される直流電源を電源とし負荷への供給電力を
作成する第２のスイッチング回路とからなり、スイッチ
ング素子の駆動制御を行う制御回路を第１及び第２のス
イッチング回路が夫々備え、まず出力を小さく制限した
状態で第２のスイッチング回路を動作させ、所望の時間
後に第１のスイッチング回路の動作を開始させ、この第
１のスイッチング回路の動作状態が安定した後に第２の
スイッチング回路を所望の出力が得られる動作状態とし
ても、上述の場合と同様の目的を達成することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の概略回路構成を示すブロッ
ク図である。

【図２】同上の具体回路図である。

【図３】同上の動作説明図である。

【図４】他の実施例を示す具体回路図である。

【図５】同上の動作説明図である。

【図６】従来例の回路図である。

【図７】同上の動作説明図である。

【図８】他の従来例の回路図である。

【図９】同上の動作説明図である。

【図１０】図９の場合と動作制御を異ならせた場合の動
作説明図である。

【符号の説明】

Ａ第１のスイッチング回路Ｂ第２のスイッチング回路３，４制御回路５負荷ＡＣ交流電源

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者山中幸男大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内 (72)発明者小原成乃亮大阪市淀川区新高３丁目６番１号明治ナシヨナル工業株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源から直流電源を作成する第１の
スイッチング回路と、この第１のスイッチング回路から
供給される直流電源を電源とし負荷への供給電力を作成
する第２のスイッチング回路とからなり、スイッチング
素子の駆動制御を行う制御回路を第１及び第２のスイッ
チング回路が夫々備え、まず出力を小さく制限した状態
で第２のスイッチング回路を動作させ、所望の時間後に
第２のスイッチング回路を所望の出力が得られる動作状
態とし、さらにこの第２のスイッチング回路の動作状態
が安定した後に第１のスイッチング回路の動作を開始さ
せて成ることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】交流電源から直流電源を作成する第１の
スイッチング回路と、この第１のスイッチング回路から
供給される直流電源を電源とし負荷への供給電力を作成
する第２のスイッチング回路とからなり、スイッチング
素子の駆動制御を行う制御回路を第１及び第２のスイッ
チング回路が夫々備え、まず出力を小さく制限した状態
で第２のスイッチング回路を動作させ、所望の時間後に
第１のスイッチング回路の動作を開始させ、この第１の
スイッチング回路の動作状態が安定した後に第２のスイ
ッチング回路を所望の出力が得られる動作状態として成
ることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。