JPH11339986A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】負荷回路に高周波電力を供給開始する際、及び
高周波電力の供給を停止する際にインバータ回路のスイ
ッチング素子にかかるストレスを低減する。 【解決手段】ＡＣ−ＤＣ変換手段１１と、その出力に接
続されたＤＣ−ＤＣ変換手段１２と、その出力に接続さ
れたＤＣ−ＡＣ変換手段１３と、その出力に接続された
ＡＣ−ＡＣ変換手段１４と、その出力に接続された負荷
回路１５と、各変換手段１２，１３の制御回路１，２及
び駆動回路４を有する放電灯点灯装置において、制御回
路１，２と駆動回路４の制御電源は同一電源から供給さ
れ、負荷回路１５に高周波電力の供給を開始するときに
は、制御回路２、駆動回路４、制御回路１の順に動作開
始させ、負荷回路１５への高周波電力の供給を停止する
ときには、制御回路１，２の動作停止よりも先に駆動回
路４を動作停止させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はインバータ回路によ
り放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】従来の放電灯点灯装置のブロック構成図
を図２５に示す。この放電灯点灯装置は、交流電源１０
をＡＣ−ＤＣ変換手段１１にて直流電圧に変換し、ＤＣ
−ＤＣ変換手段１２にて前記直流電圧を所定の直流電圧
に変換し、ＤＣ−ＡＣ変換手段１３にて前記直流電圧を
高周波電圧に変換し、ＡＣ−ＡＣ変換手段１４にて前記
高周波電圧を所定の高周波電圧に変換し、負荷回路１５
に供給する構成である。ＤＣ−ＤＣ変換手段１２には少
なくとも一つのスイッチング要素が具備されており、前
記スイッチング要素は制御回路１から出力される信号Ｓ
１にてオン・オフ制御される。ＤＣ−ＡＣ変換手段１３
には少なくとも一対のスイッチング要素の直列回路が具
備されており、前記スイッチング要素のオン・オフの周
波数は負荷回路１５の状態に応じて制御回路２にて制御
され、制御回路２から出力される信号Ｓ２は駆動回路４
に入力される。駆動回路４は信号Ｓ２を受けて信号Ｓ３
を出力し、前記スイッチング要素は駆動回路４から出力
される信号Ｓ３にて交互にオン・オフ制御される。制御
回路１、制御回路２及び駆動回路４には制御電源生成回
路５から各々制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）が供給さ
れ動作する。

【０００３】図２６に具体的な従来例の回路構成を示
す。ＡＣ−ＤＣ変換手段はダイオードＤ１〜Ｄ４からな
る全波整流回路で構成され、フィルター回路ＦＴを介し
て交流電源ＡＣを直流電圧に変換する。ＤＣ−ＤＣ変換
手段は雑音防止用コンデンサＣ１、平滑用コンデンサＣ
２、チョッパーダイオードＤ５、スイッチング素子（例
えばＭＯＳ−ＦＥＴ）Ｑ１、チョッパーチョークＬ１か
らなる昇圧型チョッパー回路で構成される。スイッチン
グ素子Ｑ１のオン・オフ制御はチョッパー用制御回路１
から出力されるオン・オフ信号Ｓ１により行われる。ス
イッチング素子Ｑ１がオン・オフを繰り返すことによ
り、高周波にて直流電圧をチョッピングし、平滑用コン
デンサＣ２にて平滑して、全波整流回路の出力電圧のピ
ーク値よりも高い直流電圧Ｖｄｃを出力する。

【０００４】ＤＣ−ＡＣ変換手段はスイッチング素子Ｑ
２，Ｑ３、ＤＣカット用コンデンサＣ３、共振用チョー
クＬ２、共振用コンデンサＣ４からなるハーフブリッジ
式インバータ回路で構成され、スイッチング素子Ｑ２，
Ｑ３を交互にオン・オフすることにより、コンデンサＣ
４とインダクタＬ２からなる共振回路にて高周波電力が
生成される。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の発振周波数
制御はインバータ用制御回路２にて行われ、負荷回路の
状態に応じた発振信号Ｓ２を出力する。インバータ用制
御回路２から出力される発振信号Ｓ２を受けてドライバ
ー用制御回路４（例えばＩＲ社製ＩＲ２１１１）から出
力される駆動信号Ｓ３（Ｈ），Ｓ３（Ｌ）によりスイッ
チング素子Ｑ２及びＱ３が交互にオン・オフ制御され
る。駆動信号Ｓ３（Ｈ）は高圧側スイッチング素子Ｑ２
の駆動信号であり、駆動信号Ｓ３（Ｌ）は低圧側スイッ
チング素子Ｑ３の駆動信号である。低圧側スイッチング
素子Ｑ３は制御電源であるＶｃｃを電源として、高圧側
スイッチング素子Ｑ２はコンデンサＣ５を電源として駆
動制御される。コンデンサＣ５はスイッチング素子Ｑ
２，Ｑ３の接続点の電位Ｖ０と制御電源Ｖｃｃにダイオ
ードＤ６を介して接続されており、低圧側スイッチング
素子Ｑ３のオン時（スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続
点の電位Ｖ０が０Ｖとなる期間）に制御電源Ｖｃｃより
ダイオードＤ６を介して電力供給を得て、高圧側スイッ
チング素子Ｑ２のオン時には、スイッチング素子Ｑ２，
Ｑ３の接続点の電位Ｖ０を基準として高圧側スイッチン
グ素子Ｑ２の駆動電源として動作する。尚、ドライバー
用制御回路４にＩＲ社製ＩＲ２１１１を用いた回路構成
においてはインバータ用制御回路２からドライバー用制
御回路４へ入力される発振信号Ｓ２がＨｉｇｈレベルの
場合、スイッチング素子Ｑ２はオン、スイッチング素子
Ｑ３はオフとなり、発振信号Ｓ２がＬｏｗレベルの場
合、スイッチング素子Ｑ２はオフ、スイッチング素子Ｑ
３はオンとなる。

【０００５】チョッパー出力電圧Ｖｄｃに比べ、負荷で
ある放電灯ＬＡを点灯させる為の始動電圧が高い場合、
例えば、管径が細ければ細いほど且つ管長が長ければ長
いほど始動電圧は高くなるが、その場合、昇圧トランス
Ｔ１を用いて、インバータ回路の出力をさらに昇圧した
高周波電力で放電灯ＬＡを点灯させる。尚、負荷である
放電灯ＬＡのフィラメント両端にはランプ点灯始動時に
フィラメントを予熱するための予熱回路ｙ１，ｙ２が接
続されている。

【０００６】チョッパー用制御回路１、インバータ用制
御回路２及びドライバー用制御回路４の制御電源（Ｖｃ
ｃ１〜Ｖｃｃ３）は、チョッパーチョークＬ１の補助巻
線、及び昇圧トランスＴ１の補助巻線から各々抵抗Ｒ４
とダイオードＤ７、及び抵抗Ｒ５とダイオードＤ９を介
して供給される電力を制御電源生成回路５にて各制御電
源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）に生成し、各制御回路１，
２，４へ供給して、各々の制御回路１，２，４を動作さ
せるものである。また、チョッパー用制御回路１の制御
電源Ｖｃｃ１には別経路の制御電源供給手段として抵抗
Ｒｓが設けられており、インバータ制御回路２の制御電
源Ｖｃｃ３は制御電源生成回路５ａ（例えば三端子レギ
ュレータ等）により安定化した電源を供給する構成とな
っている。

【０００７】本回路に交流電源ＡＣが供給されると、制
御電源供給手段としての抵抗Ｒｓにより最初にチョッパ
ー用制御回路１が動作を開始し、次にドライバー用制御
回路４が動作を開始し、最後に制御電源生成回路５にて
安定した制御電源Ｖｃｃ３が供給された時点でインバー
タ制御回路２が動作を開始する。また、本回路に交流電
源ＡＣの供給が停止されると、まず最初にインバータ制
御回路２が動作を停止し、次にドライバー用制御回路４
が動作を停止し、最後にチョッパー用制御回路１が動作
を停止する。

【０００８】次に別の従来例の放電灯点灯装置のブロッ
ク構成図を図２７に示す。基本構成は図２５の放電灯点
灯装置と同じであるが、この放電灯点灯装置において
は、赤外線リモートコントローラ３１（以下リモコンと
呼ぶ）の操作により出力されるリモコン信号Ｓ６を受信
部３２にて受信し、制御回路３にてリモコン信号Ｓ６に
応じた点灯制御信号Ｓ４を生成し、この点灯制御信号Ｓ
４によって制御回路２の発振動作を制御することにより
所定の負荷状態をリモコン操作によって任意に変化させ
るものである。この構成において、従来、リモコン操作
により負荷である放電灯を消灯させる制御を行う場合、
制御回路２から駆動回路４へ出力される発振信号Ｓ２の
出力を停止させる（Ｌｏｗレベルとする）ことにより、
ＤＣ−ＡＣ変換手段１３に具備されたスイッチング素子
のスイッチング動作を停止させ、放電灯への電力供給を
停止させる制御を行うことが一般的であった。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】ところが、図２６に示
す回路構成においては、交流電源ＡＣの供給開始時（以
下電源ＯＮ時と称する）には以下のような問題が生じ
る。図２８は電源ＯＮ時からのスイッチング素子Ｑ１の
ゲート電圧波形Ｖｇｓ１（Ｓ１）、スイッチング素子Ｑ
２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２（Ｓ３（Ｈ））、スイッチ
ング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３（Ｓ３
（Ｌ））、インバータ制御回路２の発振信号Ｓ２、チョ
ッパー出力電圧波形Ｖｄｃの時間変化を示したものであ
る。図中、ｔ１にて電源をＯＮすると、チョッパー出力
電圧Ｖｄｃは交流電圧の√２倍のピーク値直流電圧が出
力される。ｔ２にてチョッパー用制御回路１が動作開始
すると、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ
１はオン・オフ制御されるため、チョッパー出力電圧Ｖ
ｄｃは所定の高い電圧になる。次に、ｔ３にてドライバ
ー用制御回路４が動作開始すると、インバータ用制御回
路２はまだ動作開始していないため発振信号Ｓ２はＬｏ
ｗレベルであり、よって、ドライバー用制御回路４から
出力されるスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇ
ｓ２はＬｏｗレベル、スイッチング素子Ｑ３のゲート電
圧波形Ｖｇｓ３はＨｉｇｈレベルで保持される。次に、
ｔ４にてインバータ用制御回路２が動作開始すると、発
振信号Ｓ２は発振動作を開始し、それに伴って、ドライ
バー用制御回路４によりスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の
ゲート電圧波形Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３もオン・オフ制御さ
れる。ｔ４にてインバータ回路のスイッチング動作が開
始されると、各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３には図２９
に示すような振動波形電流Ｉｄ２，Ｉｄ３が流れ、スイ
ッチング素子Ｑ２，Ｑ３に過大なストレスを生じる。図
２９にはスイッチング動作が開始された直後（図２８の
ｔ４時）のインバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、ス
イッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各ゲート電圧Ｖｇｓ２，Ｖ
ｇｓ３及びドレイン電流Ｉｄ２，Ｉｄ３の波形を示して
いる。このような振動波形電流が発生する原因は、ＤＣ
カット用コンデンサＣ３と昇圧トランスＴ１の一次側イ
ンダクタンスの過渡状態における共振作用によるもので
あり、この振動波形のピーク値はチョッパー出力電圧Ｖ
ｄｃが高いほど高くなる。このスイッチング素子Ｑ２，
Ｑ３に流れる振動波形電流は定常時に流れている電流に
比べて数倍のピーク値を有しているので、電流定格の大
きいスイッチング素子を用いる必要が有り、スイッチン
グ素子Ｑ２，Ｑ３のコスト及びサイズが増大することに
なる。

【００１０】また、図２６に示す回路構成においては、
交流電源ＡＣの供給停止時（以下電源ＯＦＦ時と称す
る）には以下のような問題が生じる。図３０は電源ＯＦ
Ｆ時からのスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇ
ｓ１、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ
２、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３、
インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、チョッパー出
力電圧波形Ｖｄｃの時間変化を示したものである。図
中、ｔ１にて電源ＯＦＦすると、まず最初にｔ２にてイ
ンバータ用制御回路２が動作を停止し、発振信号Ｓ２は
Ｌｏｗレベルとなる。このとき、ドライバー用制御回路
４はまだ動作しているため、ドライバー用制御回路４か
ら出力されるスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖ
ｇｓ２はＬｏｗレベル、スイッチング素子Ｑ３のゲート
電圧波形Ｖｇｓ３はＨｉｇｈレベルに保持される。その
後、ｔ３でドライバー用制御回路４が、ｔ４でチョッパ
ー用制御回路１が各々動作を停止する。

【００１１】ここで、ｔ２にてインバータ用制御回路２
が動作を停止すると、インバータ回路のスイッチング素
子Ｑ３には図３１に示すような振動波形電流Ｉｄ３が流
れ、スイッチング素子Ｑ３に過大なストレスを生じる。
図３１にはインバータ用制御回路２が動作停止した直後
（図３０のｔ２時）のインバータ用制御回路２の発振信
号Ｓ２、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各ゲート電圧Ｖ
ｇｓ２，Ｖｇｓ３、及び各ドレイン電流Ｉｄ２，Ｉｄ３
の波形を示している。このような振動波形電流が発生す
る原因は、スイッチング素子Ｑ２がオフ、スイッチング
素子Ｑ３がオンの状態で固定されてインバータ回路のス
イッチング動作を停止する際に必ずスイッチング素子Ｑ
３、コンデンサＣ３，Ｃ４、インダクタＬ２、トランス
Ｔ１からなる共振ループが形成されるためであり、オン
状態で固定となるスイッチング素子Ｑ３に大きな振動波
形電流が流れ、スイッチング素子Ｑ３に大きなストレス
を与える。このスイッチング素子Ｑ３に流れる振動波形
電流は、定常時に流れている電流に比べて数倍のピーク
値を有しているので、電流定格の大きい素子を用いる必
要が有り、スイッチング素子Ｑ３のコスト及びサイズが
増大することになる。

【００１２】また、図２７に示す回路構成においても、
上記の問題と同様の問題が生じる。図３２はリモコン制
御による放電灯の点灯制御時（以下リモコンＯＮ時と称
す）からのスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇ
ｓ１、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ
２、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３、
インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、チョッパー出
力電圧波形Ｖｄｃの時間変化を示したものである。図
中、ｔ１にてリモコンをＯＮ操作すると、インバータ用
制御回路２の発振信号Ｓ２はＬｏｗレベルに保持された
状態から発振信号出力状態へと変化する。このとき、チ
ョッパー用制御回路１及びドライバー用制御回路４は常
に動作している状態であるため、チョッパー出力電圧Ｖ
ｄｃが高い状態にてインバータ回路のスイッチング動作
が開始され、各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３には図２９
に示すような振動波形電流が流れ、スイッチング素子Ｑ
２，Ｑ３に過大なストレスを生じる。

【００１３】また、リモコン制御による放電灯の消灯制
御（以下リモコンＯＦＦ時と称す）においても上記の問
題と同様の問題が生じる。図３３はリモコンＯＦＦ時か
らのスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１、
スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２、スイ
ッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３、インバー
タ用制御回路２の発振信号Ｓ２、チョッパー出力電圧波
形Ｖｄｃの時間変化を示したものである。図中、ｔ１に
てリモコンをＯＦＦ操作すると、インバータ用制御回路
２の発振信号Ｓ２は発振信号出力状態からＬｏｗレベル
に保持された状態となる。このとき、チョッパー用制御
回路１及びドライバー用制御回路４は常に動作している
状態であるため、ドライバー用制御回路４から出力され
るスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２はＬ
ｏｗレベル、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖ
ｇｓ３はＨｉｇｈレベルで保持される。よって、インバ
ータ回路のスイッチング素子Ｑ３には図３１に示すよう
な振動波形電流が流れ、スイッチング素子Ｑ３に過大な
ストレスを生じる。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】本発明は上記のような
課題を解決しようとするものであり、その目的とすると
ころは、負荷回路に高周波電力を供給開始する際、及び
負荷回路への高周波電力の供給を停止する際にインバー
タ回路のスイッチング素子にかかるストレスを低減する
ことである。

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、図１に示すように、交流電源
１０を直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣ変換手段１１と、
前記ＡＣ−ＤＣ変換手段１１の出力電圧を前記交流電源
１０の交流電圧ピーク値よりも高い所定の直流電圧に変
換する、少なくとも一つのスイッチング要素を有するＤ
Ｃ−ＤＣ変換手段１２と、前記ＤＣ−ＤＣ変換手段１２
のスイッチング要素を駆動制御するための第１の制御回
路１と、前記ＤＣ−ＤＣ変換手段１２の出力電圧を入力
とし、少なくとも一対のスイッチング要素の直列回路を
有し、両スイッチング要素を駆動回路４より出力される
駆動信号Ｓ３により交互にオン・オフすることで所定の
高周波電圧に変換するＤＣ−ＡＣ変換手段１３と、前記
ＤＣ−ＡＣ変換手段１３のスイッチング要素のオン・オ
フの周波数を負荷の状態に応じて制御する信号Ｓ２を出
力し、その出力を前記駆動回路４を介してスイッチング
要素の駆動信号Ｓ３として供給する第２の制御回路２
と、前記ＤＣ−ＡＣ変換手段１３の出力電圧を所定の高
周波電圧に変換し、負荷回路１５に高周波電力を供給す
るＡＣ−ＡＣ変換手段１４とを有する放電灯点灯装置に
おいて、前記第１及び第２の制御回路１，２と前記駆動
回路４の制御電源Ｖｃｃ１，Ｖｃｃ２，Ｖｃｃ３は同一
電源Ｖｃｃから供給され、前記負荷回路１５に高周波電
力の供給を開始するときには、第２の制御回路２、駆動
回路４、第１の制御回路１の順に動作開始させ、前記負
荷回路１５への高周波電力の供給を停止するときには、
第１又は第２の制御回路１，２の動作停止よりも先に前
記駆動回路４の動作を停止させることを特徴とするもの
である。

【００１６】

【発明の実施の形態】（実施例１）図１に本発明の一実
施例のブロック構成図を示す。本実施例の放電灯点灯装
置は、図２５に示す従来例と略同じ構成となっている
が、第１の制御回路１、第２の制御回路２、及び駆動回
路４の制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）は同一の制御電
源生成回路５から供給され、第１の制御回路１、第２の
制御回路２、及び駆動回路４には各々制御電源の供給開
始及び供給停止を遅延させる為の遅延手段７〜９が設け
られており、電原ＯＮ時には第２の制御回路２→駆動回
路４→第１の制御回路１の順に動作開始させ、また電源
ＯＦＦ時には駆動回路４→第２の制御回路２→第１の制
御回路１の順に動作停止させるようにしたものである。

【００１７】図２及び図３に本実施例の具体的な回路構
成を示す。基本構成は図２６に示す従来例の構成と略同
じであるが、一つの制御電源生成回路５にて生成される
制御電源Ｖｃｃを遅延回路７〜９を介して各制御回路
（チョッパー用制御回路１、ドライバー用制御回路４、
インバータ用制御回路２）に各々制御電源（Ｖｃｃ１〜
Ｖｃｃ３）として供給する構成となっている。なお、本
実施例の制御電源生成回路５にはチョッパー回路の出力
電圧Ｖｄｃを所定の制御電源電圧Ｖｃｃに変換するＤＣ
−ＤＣコンバータ回路を用いているが、本発明はこれに
限定されるものではない。

【００１８】図３は図２中の遅延回路７〜９の構成を示
すものである。制御電源生成回路５から制御電源電圧Ｖ
ｃｃの供給が開始されると、遅延回路の出力（Ｖｃｃ１
〜Ｖｃｃ３）は抵抗Ｒ６とコンデンサＣ６の時定数によ
り上昇し、制御電源生成回路５からの制御電源電圧Ｖｃ
ｃの供給が停止されると、遅延回路の出力は抵抗Ｒ７と
コンデンサＣ６の時定数（及び各制御回路の消費電力）
により下降する。この時定数を調整することにより制御
回路１、制御回路２及び駆動回路４の制御電源の立ち上
がり及び立ち下がりを変化させ、電原ＯＮ時には制御回
路２→駆動回路４→制御回路１の順に動作開始させ、ま
た、電源ＯＦＦ時には駆動回路４→制御回路２→制御回
路１の順に動作停止させるようにしたものである。

【００１９】図４に電源ＯＮ時の各制御電源電圧（Ｖｃ
ｃ１〜Ｖｃｃ３）の立ち上がり特性を示し、図５に電源
ＯＦＦ時の各制御電源電圧（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）の立
ち下がり特性を示す。図４において、電源ＯＮすると、
ｔ０にて制御電源生成回路５が出力を開始し、各制御回
路に供給される制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）は各遅
延回路にて図中に示すように上昇する。ここで、各制御
回路は制御電源が動作開始電圧に達したときに動作を開
始するものとすると、ｔ１にてインバータ用制御回路
２、ｔ２にてドライバー用制御回路４、ｔ３にてチョッ
パー用制御回路１が各々動作を開始する。また、図５に
おいて、電源ＯＦＦすると、ｔ０にて制御電源生成回路
５が出力を停止し、各制御回路に供給される制御電源
（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）は各遅延回路にて図中に示すよ
うに下降する。ここで、各制御回路は制御電源が動作停
止電圧に達したときに動作を停止するものとすると、ｔ
１にてドライバー用制御回路４、ｔ２にてインバータ用
制御回路２、ｔ３にてチョッパー用制御回路１が各々動
作を停止する。

【００２０】図６は本実施例の電源ＯＮ時からのスイッ
チング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１、スイッチン
グ素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２、スイッチング素
子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３、インバータ用制御回
路２の発振信号Ｓ２、及びチョッパー出力電圧波形Ｖｄ
ｃの時間変化を示したものである。図中ｔ１にて電源Ｏ
Ｎすると、チョッパー出力電圧は交流電圧実効値の√２
倍のピーク値直流電圧が出力される。ｔ２にてインバー
タ用制御回路２が動作開始すると、発振信号Ｓ２は発振
動作を開始するが、ドライバー用制御回路４はまだ動作
していないため、ドライバー用制御回路４から出力され
るスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２及び
スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３はＬｏ
ｗレベルで保持される。ｔ３にてドライバー用制御回路
４が動作開始すると、発振信号Ｓ２の発振動作に応じて
ドライバー用制御回路４のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３
のゲート電圧波形Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３もオン・オフ制御
され、インバータ回路のスイッチング動作が開始され
る。次にｔ４にてチョッパー用制御回路１が動作開始す
ると、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１
はオン・オフ制御されるため、チョッパー出力電圧Ｖｄ
ｃは所定の高い電圧になる。

【００２１】図７にはスイッチング動作が開始された直
後（図６のｔ３時）のインバータ用制御回路２の発振信
号Ｓ２、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各ゲート電圧Ｖ
ｇｓ２，Ｖｇｓ３及びドレイン電流Ｉｄ２，Ｉｄ３の波
形を示している。スイッチング動作が開始された直後で
はまだチョッパー用制御回路１が動作していないため、
チョッパー出力電圧Ｖｄｃは交流電圧実効値の√２倍の
ピーク値直流電圧しか出力されていない。よって、各ス
イッチング素子Ｑ２，Ｑ３に流れる振動波形電流は図２
９に示した従来例の振動波形電流よりも大幅に低減され
る。

【００２２】図８は本実施例の電源ＯＦＦ時からのスイ
ッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１、スイッチ
ング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２、スイッチング
素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３、インバータ用制御
回路２の発振信号Ｓ２、及びチョッパー出力電圧波形Ｖ
ｄｃの時間変化を示したものである。図中ｔ１にて電源
ＯＦＦすると、まず最初にｔ２にてドライバー用制御回
路４が動作停止し、ドライバー用制御回路４から出力さ
れるスイッチング素子Ｑ２及びＱ３のゲート電圧波形Ｖ
ｇｓ２，Ｖｇｓ３はＬｏｗレベルで保持される。その
後、ｔ３でインバータ用制御回路２が動作停止し、ｔ４
でチョッパー用制御回路１が動作停止する。

【００２３】図９にはドライバー用制御回路４が動作停
止し、ドライバー用制御回路４から出力されるスイッチ
ング素子Ｑ２及びＱ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ２，Ｖｇ
ｓ３がＬｏｗレベルで保持された直後（図８のｔ２時）
のインバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、スイッチン
グ素子Ｑ２，Ｑ３の各ゲート電圧Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３及
びドレイン電流Ｉｄ２，Ｉｄ３の波形を示している。こ
の場合、ドライバー用制御回路４が動作停止すると、ス
イッチング素子Ｑ２及びＱ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ
２，Ｖｇｓ３はＬｏｗレベルとなり、スイッチング素子
Ｑ２，Ｑ３は共にオフとなるためインバータ回路上には
共振ループが形成されず、従来例の図３１に示したよう
な、オン状態で固定となるスイッチング素子Ｑ３に大き
な振動波形電流が流れることはない。

【００２４】なお、チョッパー用制御回路１を最後に停
止させる理由としては、放電灯の点灯中（つまりインバ
ータ回路がスイッチング動作中）にチョッパー回路が停
止するとチョッパー電圧Ｖｄｃが低下し、放電灯へ供給
される高周波電力が低下することにより放電灯が立消え
を起こし、共振条件の変化により進相領域でのスイッチ
ング動作が行われ、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に過大
なストレスが発生する可能性がある為であり、インバー
タ回路のスイッチング動作が停止、つまりはドライバー
用制御回路４が動作停止した後であればチョッパー用制
御回路１とインバータ用制御回路２の動作停止が逆にな
っても問題は無い。

【００２５】（実施例２）図１０に本発明の実施例２の
回路構成を示す。本実施例の放電灯点灯装置は、図２に
示す実施例１と同じ構成となっており、図２中の遅延回
路７〜９を図１０に示す回路構成に置き換えたものであ
る。以下、この図１０に示す遅延回路の構成について説
明する。遅延回路の入力端子とグランドの間には、抵抗
Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１の直列回路が接続されている。抵
抗Ｒ９とＲ１０の接続点の電位はコンパレータＣＰ１の
負入力端子に印加されており、コンパレータＣＰ１の正
入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆが印加されている。コン
パレータＣＰ１の出力は抵抗Ｒ１２を介して入力端子に
接続されると共に、トランジスタＱ４，Ｑ６の各ベース
に接続されている。トランジスタＱ４，Ｑ６，Ｑ１２の
各エミッタはグランドに接続されている。トランジスタ
Ｑ６のコレクタは抵抗Ｒ１０とＲ１１の接続点に接続さ
れている。トランジスタＱ４のコレクタはトランジスタ
Ｑ１２のベースに接続されると共に、抵抗Ｒ１８を介し
て入力端子に接続されている。トランジスタＱ１２のコ
レクタは抵抗Ｒ８を介してトランジスタＱ５のベースに
接続されている。トランジスタＱ５のエミッタは入力端
子に接続されており、コレクタは出力端子に接続されて
いる。

【００２６】図１０の構成においては制御電源生成回路
５から出力される電源電圧ＶｃｃをコンパレータＣＰ１
にて比較し、電源電圧Ｖｃｃが所定の電圧以上になる
と、各々の制御回路に制御電源を供給する構成となって
いる。電源電圧Ｖｃｃが低い場合、コンパレータＣＰ１
がＨｉｇｈレベルの出力となるため、トランジスタＱ
４、Ｑ６がＯＮ、トランジスタＱ１２がＯＦＦ、トラン
ジスタＱ５がＯＦＦとなり、制御回路への制御電源供給
は遮断される。電源電圧Ｖｃｃが所定電圧以上になる
と、コンパレータＣＰ１がＬｏｗレベルの出力となるた
め、トランジスタＱ４、Ｑ６がＯＦＦ、トランジスタＱ
１２がＯＮ、トランジスタＱ５がＯＮとなり、制御回路
への制御電源供給が開始される。また、トランジスタＱ
６がＯＦＦされることによりコンパレータＣＰ１へ入力
される電源電圧Ｖｃｃの分圧比が変わり、電源電圧Ｖｃ
ｃが所定の電圧以下となった場合の各々の制御回路への
制御電源の供給を遮断するタイミングを遅延させる構成
となっている。この抵抗Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１の分圧比
を調整することにより図１１及び図１２に示すような電
源電圧Ｖｃｃの立ち上がり、及び立ち下がりに応じた各
制御回路の動作開始時間、動作停止時間を設定すること
ができ、実施例１と同様な効果を得ることが出来る。

【００２７】（実施例３）図１３に本発明の実施例３の
回路構成を示す。本実施例の放電灯点灯装置は、図２に
示す実施例１と同じ構成となっており、図２中の遅延回
路７〜８は各制御回路を構成する制御ＩＣに具備されて
いるものである。チョッパー用制御回路１、ドライバー
用制御回路４、インバータ用制御回路２には各々専用の
制御ＩＣが使用されており、例えばチョッパー用制御Ｉ
Ｃにモトローラ社製ＭＣ３３２６２、ドライバー用制御
ＩＣにＩＲ社製ＩＲ２１１１を用いた場合、動作開始制
御電圧及び動作停止制御電圧は以下のようになってい
る。

【００２８】 よって、インバータ用制御ＩＣに少なくとも制御電圧８
Ｖよりも低い電圧で動作開始及び動作停止するものを用
いれば、簡単な構成にて実施例１と同様の効果を得るこ
とが出来る。

【００２９】（実施例４）図１４に本発明の実施例４の
回路構成を示し、図１５に本実施例のチョッパー用制御
回路１の制御電源電圧Ｖｃｃ１の時間変化を示す。本実
施例の放電灯点灯装置は、図１３に示す実施例３と略同
じ構成となっており、図１３中のインバータ回路内にコ
ンデンサＣ７、ダイオ一ドＤ１１，Ｄ１２からなるチョ
ッパー用制御回路１の起動回路が追加されている。チョ
ッパー用制御ＩＣにモトロ―ラ社製ＭＣ３３２６２を用
いる場合、動作開始に必要な制御電源電圧が１３Ｖであ
るのに対し、一旦動作すれば低い電圧（最低８Ｖ）でも
動作可能である。そこで、制御電源生成回路５から供給
される制御電源電圧をチョッパー用制御ＩＣの動作開始
電圧よりも低くし、インバータ回路内に設けた起動回路
にてチョッパー用制御ＩＣを起動させる構成としてい
る。インバータ回路のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が動
作を開始すると、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続点
に一端を接続されたコンデンサＣ７は、スイッチング素
子Ｑ２，Ｑ３の接続点の電圧変化に応じてダイオードＤ
１１，Ｄ１２を介して充放電を繰り返す。このコンデン
サＣ７とダイオードＤ１１，Ｄ１２からなる起動回路の
電力供給を受けてチョッパー用制御回路１の制御電源ラ
インに設けられたコンデンサＣ９の電圧が上昇し、コン
デンサＣ９の電圧がチョッパー用制御回路１の動作開始
電圧に達するとチョッパー用制御回路１は動作を開始す
る。コンデンサＣ７の容量を小さくすれば起動回路から
の電力供給は少なくなるため、一旦動作が開始されれば
チョッパー用制御回路１の制御電圧は制御電源生成回路
５から供給される制御電源電圧となる。チョッパー用制
御回路１の制御電源生成回路５から供給される制御電源
電圧はダイオードＤ８を介して供給されるため、その他
の制御回路には高い制御電圧は供給されない。また、こ
の起動回路の構成ではスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のス
イッチング動作が速い（スイッチング周波数が高い）ほ
どコンデンサＣ７の充放電動作が早く行われるため起動
回路からの電力供給は多くなる。通常、放電灯を点灯さ
せる場合、最初は高い周波数にてインバータ回路をスイ
ッチングして放電灯を点灯始動させ、その後、低い周波
数に移行して放電灯を点灯維持する。つまり、起動回路
の消費電力は放電灯点灯中は低く抑えることができる。
この構成により、実施例１と同様の効果を得ることがで
き、かつ放電灯点灯中の回路損失を少なくできる。

【００３０】（実施例５）図１６及び図１７に本発明の
実施例５の回路構成を示す。本実施例の放電灯点灯装置
は、図１４に示す実施例４と略同じ構成となっており、
制御電源生成回路５から出力される制御電源ラインに電
源ＯＮ／ＯＦＦに応じて各制御回路１，２，４への制御
電源の供給を開始／停止する制御電源遮断回路６を設け
たものである。制御電源遮断回路６は図１７に示すよう
に構成されており、入力端子にはトランジスタＱ８のエ
ミッタが接続され、出力端子にはトランジスタＱ８のコ
レクタが接続されている。トランジスタＱ８のベースは
抵抗Ｒ１３を介してトランジスタＱ７のコレクタに接続
されており、トランジスタＱ７のエミッタはグランドに
接続されている。トランジスタＱ７のベースは抵抗Ｒ１
４，Ｒ１５の接続点に接続されており、抵抗Ｒ１４，Ｒ
１５の直列回路には、整流回路から出力される脈流電圧
Ｓ５が印加されている。抵抗Ｒ１５の両端にはコンデン
サＣ８が並列接続されている。

【００３１】以下、この制御電源遮断回路６の動作につ
いて説明する。電源ＯＮされると整流回路の出力から脈
流電圧Ｓ５が制御電源遮断回路６に入力され、抵抗Ｒ１
４，Ｒ１５とコンデンサＣ８にて分圧平滑されてトラン
ジスタＱ７をオンし、抵抗Ｒ１３を介してトランジスタ
Ｑ８のベース電流を流してトランジスタＱ８がオンする
ことにより、入力端子の制御電源電圧Ｖｃｃは出力端子
を経て各制御回路に供給される。また、電源ＯＦＦされ
ると脈流電圧Ｓ５が無くなるためトランジスタＱ７がオ
フし、トランジスタＱ８がオフすることにより、入力端
子の制御電源電圧Ｖｃｃは各制御回路へ供給されなくな
る。この構成により、実施例１と同様の効果を得ること
ができ、かつ放電灯点灯中の回路損失を少なくでき、か
つ電源ＯＮ／ＯＦＦ時の各制御回路の動作開始及び動作
停止を確実に且つ早急に行うことができる。

【００３２】（実施例６）図１８に本発明の実施例６の
ブロック構成図を示す。本実施例の基本構成は従来例の
図２７の放電灯点灯装置と同じであるが、制御回路１、
制御回路２及び駆動回路４の制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃ
ｃ３）は同一の制御電源生成回路５から制御電源遮断手
段６を介して供給され、制御回路１、制御回路２及び駆
動回路４には各々制御電源の供給開始及び供給停止を遅
延させる為の遅延手段７，９，８が設けられている。ま
た、リモコン３１からの放電灯のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ６
を受信する受信部３２と、受信部３２で受信した信号を
電気信号Ｓ４に変換する制御回路３が設けられており、
リモコンＯＮ時には制御回路３からの信号Ｓ４により制
御電源遮断手段６にて制御電源を各制御回路に供給する
ことにより、制御回路２→駆動回路４→制御回路１の順
に動作開始させ、また、リモコンＯＦＦ時には制御回路
３からの信号Ｓ４により制御電源遮断手段６にて各制御
回路への制御電源の供給を遮断することにより、駆動回
路４→制御回路２→制御回路１（もしくは駆動回路４→
制御回路１→制御回路２）の順に動作停止させるように
したものである。

【００３３】本実施例の具体的回路構成を図１９及び図
２０に示す。回路構成は実施例４の図１４と略同一であ
り、リモコン３１からの信号Ｓ６を受信する受信部３２
と、信号Ｓ６に応じた放電灯のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４を
出力するリモコン用制御回路３と、信号Ｓ４を受けて制
御電源供給を入・切する制御電源遮断手段６が追加され
ている。図２０に制御電源遮断手段６の回路構成を示
す。制御電源遮断手段６の入力端子はトランジスタＱ１
１のエミッタに接続され、出力端子はトランジスタＱ１
１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１１の
ベースは抵抗Ｒ１７を介してトランジスタＱ１０のコレ
クタに接続されている。トランジスタＱ１０及びＱ９の
エミッタはグランドに接続されている。トランジスタＱ
１０のベースはトランジスタＱ９のコレクタに接続され
ると共に、抵抗Ｒ１６を介してＶｃｃ４に接続されてい
る。トランジスタＱ９のベースには、放電灯のＯＮ／Ｏ
ＦＦ信号Ｓ４が接続されている。

【００３４】以下、本実施例の動作について説明する。
リモコン操作により放電灯を点灯させる場合、放電灯の
ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４はＬｏｗレベルが出力され、トラ
ンジスタＱ９がオフ、トランジスタＱ１０がオン、トラ
ンジスタＱ１１がオンとなり、制御電源が各制御回路に
供給され、放電灯の点灯動作が開始される。次に、リモ
コン操作により放電灯を消灯させる場合、放電灯のＯＮ
／ＯＦＦ信号Ｓ４はＨｉｇｈレベルが出力され、トラン
ジスタＱ９がオン、トランジスタＱ１０がオフ、トラン
ジスタＱ１１がオフとなり、各制御回路への制御電源の
供給を遮断され、放電灯の消灯動作が行われる。

【００３５】図２１及び図２２に本実施例のリモコンＯ
Ｎ及びリモコンＯＦＦからのスイッチング素子Ｑ１のゲ
ート電圧波形Ｖｇｓ１、スイッチング素子Ｑ２のゲート
電圧波形Ｖｇｓ２、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧
波形Ｖｇｓ３、インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ
２、及びチョッパー出力電圧波形Ｖｄｃの時間変化を示
す。図２１において、ｔ０にてリモコンＯＮ操作が行わ
れると、ｔ１でインバータ用制御回路２、ｔ２でドライ
バー用制御回路４、ｔ３でチョッパー用制御回路１の順
に動作が開始されるため、実施例１と同様の効果を得る
ことができる。図２２において、ｔ０にてリモコンＯＦ
Ｆ操作が行われると、ｔ１でドライバー用制御回路４、
ｔ２でインバータ用制御回路２、ｔ３でチョッパー用制
御回路１の順に動作が停止されるため、実施例１と同様
の効果を得ることができる。

【００３６】なお、本回路構成におけるリモコン操作で
の放電灯消灯時（つまりリモコン待機状態）では、リモ
コン用制御回路３以外の各制御回路の制御電源は遮断さ
れるため、リモコン待機状態での消費電力を大幅に低減
することが可能となる。

【００３７】（実施例７）図２３に本発明の実施例７の
回路構成を示す。基本構成は実施例６の図１９に示した
放電灯点灯装置と略同一であるが、整流回路の出力にチ
ョッパー用制御回路１の起動用抵抗Ｒｓを具備し、リモ
コン操作における放電灯消灯制御時（例えばリモコン待
機状態、豆球点灯状態等）ではチョッパー用制御回路１
を間欠的に動作させ、チョッパー出力電圧Ｖｄｃをある
一定以上確保するようにしたものである。

【００３８】本回路構成のリモコン用制御回路３には電
源ＯＦＦ後、ある一定期間内に再度電源ＯＮすると放電
灯の点灯状態を順送りに切り替える（例えば全灯→調
光、調光→豆球点灯、豆球点灯→全灯となる）機能（以
下、１・２スイッチ機能と称す）を具備しており、その
機能は電源ＯＦＦ後、制御電源生成回路５から供給され
るリモコン用制御回路３の制御電源Ｖｃｃ４が供給停止
となる期間までの間に再度電源ＯＮされれば動作可能で
ある（以下この期間を１・２スイッチ機能保持時間と称
す）。なお、本回路構成においては制御電源生成回路５
にＤＣ−ＤＣコンバータを用いているため、電源ＯＦＦ
後チョッパー出力電圧Ｖｄｃが一定電圧以下に低下する
と制御電源生成回路５からの電源供給が停止する構成と
なっている。ところが、実施例６の図１９のような構成
においては、リモコン操作における放電灯消灯制御時
（例えばリモコン待機時、豆球点灯時等）ではチョッパ
ー用制御回路１の動作が停止しているため、チョッパー
出力電圧Ｖｄｃは整流回路の出力電圧のピーク値しかな
く、よってチョッパー回路が動作している状態（放電灯
点灯時）に比べて１・２スイッチ機能保持時間が短いと
いう問題があった。この問題を解決するためにはリモコ
ン操作における放電灯消灯制御時においてもチョッパー
回路を動作させ、チョッパー出力電圧を確保する方法が
あるが、この方法では放電灯消灯制御時の消費電力が増
えるという問題があった。

【００３９】本実施例は、上記の問題を解消するための
ものであり、その方法としてはリモコン操作における放
電灯消灯制御時には起動用抵抗Ｒｓからの電源供給によ
りチョッパー用制御回路１を間欠的に動作させ、チョッ
パー出力電圧Ｖｄｃをある一定以上確保することにより
１・２スイッチ機能保持時間を確保することである。

【００４０】図２４に本実施例における電源ＯＦＦ後の
１・２スイッチ機能保持時間の差を示す。チョッパー回
路が動作している場合、チョッパー出力電圧は図中Ｖｄ
ｃ１にて出力されるため、ｔ０にて電源ＯＦＦされた場
合、１・２スイッチ機能保持時間はｔ３まで保持可能で
ある。チョッパー回路が動作停止している場合、チョッ
パー出力電圧は図中Ｖｄｃ３にて出力されるため、ｔ０
にて電源ＯＦＦされた場合、１・２スイッチ機能保持時
間はｔ１しか保持できない。そこで、本実施例のように
チョッパー回路を間欠的に動作させると、チョッパー出
力電圧は図中Ｖｄｃ２のようにＶｄｃ３より高い電圧に
て出力されるため、ｔ０にて電源ＯＦＦされた場合、１
・２スイッチ機能保持時間はｔ１より長いｔ２まで保持
可能となる。また、この構成においては放電灯消灯制御
時にチョッパー回路を間欠的に動作させているため、放
電灯消灯制御時の消費電力を最小限に抑えることができ
る。

【００４１】

【発明の効果】本発明によれば、交流電源を直流電圧に
変換するＡＣ−ＤＣ変換手段と、前記ＡＣ−ＤＣ変換手
段の出力電圧を前記交流電源の交流電圧ピーク値よりも
高い所定の直流電圧に変換する、少なくとも一つのスイ
ッチング要素を有するＤＣ−ＤＣ変換手段と、前記ＤＣ
−ＤＣ変換手段のスイッチング要素を駆動制御するため
の第１の制御回路と、前記ＤＣ−ＤＣ変換手段の出力電
圧を入力とし、少なくとも一対のスイッチング要素の直
列回路を有し、両スイッチング要素を駆動回路より出力
される駆動信号により交互にオン・オフすることで所定
の高周波電圧に変換するＤＣ−ＡＣ変換手段と、前記Ｄ
Ｃ−ＡＣ変換手段のスイッチング要素のオン・オフの周
波数を負荷の状態に応じて制御する信号を出力し、その
出力を前記駆動回路を介してスイッチング要素の駆動信
号として供給する第２の制御回路と、前記ＤＣ−ＡＣ変
換手段の出力電圧を所定の高周波電圧に変換し、負荷回
路に高周波電力を供給するＡＣ−ＡＣ変換手段とを有す
る放電灯点灯装置において、前記第１及び第２の制御回
路と前記駆動回路の制御電源は同一電源から供給され、
前記負荷回路に高周波電力の供給を開始するときに、第
２の制御回路、駆動回路、第１の制御回路の順に動作開
始させるので、負荷回路に高周波電力を供給開始する際
のインバータ回路のスイッチング素子にかかるストレス
を低減できるという効果がある。

【００４２】また、請求項２の発明によれば、請求項１
と同じ構成の放電灯点灯装置において、前記第１及び第
２の制御回路と前記駆動回路の制御電源は同一電源から
供給され、前記負荷回路への高周波電力の供給を停止す
るときに、第１又は第２の制御回路の動作停止よりも先
に駆動回路の動作を停止させるようにしたので、負荷回
路への高周波電力の供給を停止する際のインバータ回路
のスイッチング素子にかかるストレスを低減できるとい
う効果がある。

【００４３】また、請求項３の発明によれば、請求項１
及び２記載の機能を両方具備するので、負荷回路に高周
波電力を供給開始する際、及び負荷回路への高周波電力
の供給を停止する際のインバータ回路のスイッチング素
子にかかるストレスを低減できるという効果がある。ま
た、請求項４の発明によれば、請求項３に記載の放電灯
点灯装置において、赤外線リモートコントローラ等の遠
隔操作手段からの制御信号を受信し、その信号に応じて
前記負荷回路への電力供給を制御する第３の制御回路を
さらに備え、前記第１、第２及び第３の制御回路と駆動
回路の制御電源は同一電源から供給され、前記遠隔操作
手段の操作により前記負荷回路に高周波電力の供給を開
始及び停止する為に、請求項３記載の機能を具備するの
で、負荷回路に高周波電力を供給開始する際、及び負荷
回路に高周波電力の供給を停止する際のインバータ回路
のスイッチング素子にかかるストレスを低減できるとい
う効果がある。

【００４４】また、請求項５の発明によれば、請求項３
又は４に記載の放電灯点灯装置において、前記第１の制
御回路の動作開始電源電圧が動作中の電源電圧よりも高
いので、確実に第１の制御回路の動作開始を遅らせるこ
とができるという効果がある。また、請求項６の発明に
よれば、請求項５記載の放電灯点灯装置において、前記
ＤＣ−ＡＣ変換手段に具備された一対のスイッチング要
素の接続点の電圧変化を利用して第１の制御回路の起動
に必要な電源電圧を供給するので、確実に第１の制御回
路の動作開始を遅らせることができ、かつ放電灯の始動
後にＤＣ−ＡＣ変換手段に具備された一対のスイッチン
グ要素の動作周波数を低下させることにより、回路損失
を低減できるという効果がある。

【００４５】また、請求項７の発明によれば、請求項１
乃至６のいずれかに記載の放電灯点灯装置において、前
記駆動回路は第２の制御回路の一つの発振出力を入力し
て、その信号を前記ＤＣ−ＡＣ変換手段に具備された一
対のスイッチング要素のオン・オフ信号に変換し、一対
のスイッチング要素の各々にオン・オフ信号を出力する
ように構成されているので、この駆動回路が停止すれ
ば、第２の制御回路が動作していても、ＤＣ−ＡＣ変換
手段に具備された一対のスイッチング要素を共にオフさ
せることができ、インバータ回路のスイッチング素子に
かかるストレスを低減できるという効果がある。

【００４６】また、請求項８の発明によれば、請求項４
に記載の放電灯点灯装置において、遠隔操作手段の操作
により前記負荷回路に高周波電力の供給を開始及び停止
する為に、同一電源から供給される第１及び第２の制御
回路及び駆動回路の制御電源供給を開始及び停止する手
段を有するので、負荷回路に高周波電力を供給開始する
際、及び負荷回路に高周波電力の供給を停止する際のイ
ンバータ回路のスイッチング素子にかかるストレスを低
減でき、かつ前記遠隔操作手段の操作により前記負荷回
路に高周波電力の供給を停止させた状態での消費電力を
大幅に低減できるという効果がある。

【００４７】また、請求項９の発明によれば、請求項８
記載の放電灯点灯装置において、前記遠隔操作手段の操
作により前記負荷回路への高周波電力の供給を停止した
場合、前記ＤＣ―ＤＣ変換手段を間欠的に動作させるの
で、前記遠隔操作手段の操作により前記負荷回路に高周
波電力の供給を停止させた状態での消費電力を大幅に低
減でき、かつ前記遠隔操作手段の操作により前記負荷回
路に高周波電力の供給を停止させた状態での１・２スイ
ッチ機能保持時間を充分に確保できるという効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１の概略構成を示すブロック回
路図である。

【図２】本発明の実施例１の具体構成を示す回路図であ
る。

【図３】本発明の実施例１の要部構成を示す回路図であ
る。

【図４】本発明の実施例１の電源オン時の制御電源電圧
の変化を示す特性図である。

【図５】本発明の実施例１の電源オフ時の制御電源電圧
の変化を示す特性図である。

【図６】本発明の実施例１の電源オン時の各部の動作波
形を示す波形図である。

【図７】本発明の実施例１のインバータ動作開始時の動
作を示す波形図である。

【図８】本発明の実施例１の電源オフ時の各部の動作波
形を示す波形図である。

【図９】本発明の実施例１のインバータ動作停止時の動
作を示す波形図である。

【図１０】本発明の実施例２の要部構成を示す回路図で
ある。

【図１１】本発明の実施例２の電源オン時の制御電源電
圧の変化を示す特性図である。

【図１２】本発明の実施例２の電源オフ時の制御電源電
圧の変化を示す特性図である。

【図１３】本発明の実施例３の具体構成を示す回路図で
ある。

【図１４】本発明の実施例４の具体構成を示す回路図で
ある。

【図１５】本発明の実施例４の電源オン時の制御電源電
圧の変化を示す特性図である。

【図１６】本発明の実施例５の具体構成を示す回路図で
ある。

【図１７】本発明の実施例５の要部構成を示す回路図で
ある。

【図１８】本発明の実施例６の概略構成を示すブロック
回路図である。

【図１９】本発明の実施例６の具体構成を示す回路図で
ある。

【図２０】本発明の実施例６の要部構成を示す回路図で
ある。

【図２１】本発明の実施例６のリモコンオン時の各部の
動作波形を示す波形図である。

【図２２】本発明の実施例６のリモコンオフ時の各部の
動作波形を示す波形図である。

【図２３】本発明の実施例７の具体構成を示す回路図で
ある。

【図２４】本発明の実施例７のチョッパー出力電圧の変
化を示す説明図である。

【図２５】従来例１の概略構成を示すブロック回路図で
ある。

【図２６】従来例１の具体構成を示す回路図である。

【図２７】従来例２の概略構成を示すブロック回路図で
ある。

【図２８】従来例１の電源オン時の各部の動作波形を示
す波形図である。

【図２９】従来例１のインバータ動作開始時の動作を示
す波形図である。

【図３０】従来例１の電源オフ時の各部の動作波形を示
す波形図である。

【図３１】従来例１のインバータ動作停止時の動作を示
す波形図である。

【図３２】従来例２のリモコンオン時の各部の動作波形
を示す波形図である。

【図３３】従来例２のリモコンオフ時の各部の動作波形
を示す波形図である。

【符号の説明】

１ 第１の制御回路（チョッパー用制御回路） ２ 第２の制御回路（インバータ用制御回路） ４ 駆動回路（ドライバー用制御回路） ５ 制御電源生成回路 ７ 遅延手段 ８ 遅延手段 ９ 遅延手段 １０ 交流電源 １１ ＡＣ−ＤＣ変換手段 １２ ＤＣ−ＤＣ変換手段 １３ ＤＣ−ＡＣ変換手段 １４ ＡＣ−ＡＣ変換手段 １５ 負荷回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 黒木 芳文 大阪府門真市大字門真1048番地 松下電工 株式会社内

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源を直流電圧に変換するＡＣ−
   ＤＣ変換手段と、 前記ＡＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を前記交流電源の交
   流電圧ピーク値よりも高い所定の直流電圧に変換する、
   少なくとも一つのスイッチング要素を有するＤＣ−ＤＣ
   変換手段と、 前記ＤＣ−ＤＣ変換手段のスイッチング要素を駆動制御
   するための第１の制御回路と、 前記ＤＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を入力とし、少なく
   とも一対のスイッチング要素の直列回路を有し、両スイ
   ッチング要素を駆動回路より出力される駆動信号により
   交互にオン・オフすることで所定の高周波電圧に変換す
   るＤＣ−ＡＣ変換手段と、 前記ＤＣ−ＡＣ変換手段のスイッチング要素のオン・オ
   フの周波数を負荷の状態に応じて制御する信号を出力
   し、その出力を前記駆動回路を介してスイッチング要素
   の駆動信号として供給する第２の制御回路と、 前記ＤＣ−ＡＣ変換手段の出力電圧を所定の高周波電圧
   に変換し、負荷回路に高周波電力を供給するＡＣ−ＡＣ
   変換手段とを有する放電灯点灯装置において、 前記第１及び第２の制御回路と前記駆動回路の制御電源
   は同一電源から供給され、前記負荷回路に高周波電力の
   供給を開始するときに、第２の制御回路、駆動回路、第
   １の制御回路の順に動作開始させることを特徴とする放
   電灯点灯装置。
2. 【請求項２】 交流電源を直流電圧に変換するＡＣ−
   ＤＣ変換手段と、前記ＡＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を
   前記交流電源の交流電圧ピーク値よりも高い所定の直流
   電圧に変換する、少なくとも一つのスイッチング要素を
   有するＤＣ−ＤＣ変換手段と、 前記ＤＣ−ＤＣ変換手段のスイッチング要素を駆動制御
   するための第１の制御回路と、 前記ＤＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を入力とし、少なく
   とも一対のスイッチング要素の直列回路を有し、両スイ
   ッチング要素を駆動回路より出力される駆動信号により
   交互にオン・オフすることで所定の高周波電圧に変換す
   るＤＣ−ＡＣ変換手段と、 前記ＤＣ−ＡＣ変換手段のスイッチング要素のオン・オ
   フの周波数を負荷の状態に応じて制御する信号を出力
   し、その出力を前記駆動回路を介してスイッチング要素
   の駆動信号として供給する第２の制御回路と、 前記ＤＣ−ＡＣ変換手段の出力電圧を所定の高周波電圧
   に変換し、負荷回路に高周波電力を供給するＡＣ−ＡＣ
   変換手段とを有する放電灯点灯装置において、 前記第１及び第２の制御回路と前記駆動回路の制御電源
   は同一電源から供給され、前記負荷回路への高周波電力
   の供給を停止するときに、第１又は第２の制御回路の動
   作停止よりも先に前記駆動回路を動作停止させることを
   特徴とする放電灯点灯装置。
3. 【請求項３】 交流電源を直流電圧に変換するＡＣ−
   ＤＣ変換手段と、 前記ＡＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を前記交流電源の交
   流電圧ピーク値よりも高い所定の直流電圧に変換する、
   少なくとも一つのスイッチング要素を有するＤＣ−ＤＣ
   変換手段と、 前記ＤＣ−ＤＣ変換手段のスイッチング要素を駆動制御
   するための第１の制御回路と、 前記ＤＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を入力とし、少なく
   とも一対のスイッチング要素の直列回路を有し、両スイ
   ッチング要素を駆動回路より出力される駆動信号により
   交互にオン・オフすることで所定の高周波電圧に変換す
   るＤＣ−ＡＣ変換手段と、 前記ＤＣ−ＡＣ変換手段のスイッチング要素のオン・オ
   フの周波数を負荷の状態に応じて制御する信号を出力
   し、その出力を前記駆動回路を介してスイッチング要素
   の駆動信号として供給する第２の制御回路と、 前記ＤＣ−ＡＣ変換手段の出力電圧を所定の高周波電圧
   に変換し、負荷回路に高周波電力を供給するＡＣ−ＡＣ
   変換手段とを有する放電灯点灯装置において、 前記第１及び第２の制御回路と前記駆動回路の制御電源
   は同一電源から供給され、前記負荷回路に高周波電力の
   供給を開始するときには、第２の制御回路、駆動回路、
   第１の制御回路の順に動作開始させ、前記負荷回路への
   高周波電力の供給を停止するときには、第１又は第２の
   制御回路の動作停止よりも先に前記駆動回路を動作停止
   させることを特徴とする放電灯点灯装置。
4. 【請求項４】 交流電源を直流電圧に変換するＡＣ−
   ＤＣ変換手段と、 前記ＡＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を前記交流電源の交
   流電圧ピーク値よりも高い所定の直流電圧に変換する、
   少なくとも一つのスイッチング要素を有するＤＣ−ＤＣ
   変換手段と、 前記ＤＣ−ＤＣ変換手段のスイッチング要素を駆動制御
   するための第１の制御回路と、 前記ＤＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を入力とし、少なく
   とも一対のスイッチング要素の直列回路を有し、両スイ
   ッチング要素を駆動回路より出力される駆動信号により
   交互にオン・オフすることで所定の高周波電圧に変換す
   るＤＣ−ＡＣ変換手段と、 前記ＤＣ−ＡＣ変換手段のスイッチング要素のオン・オ
   フの周波数を負荷の状態に応じて制御する信号を出力
   し、その出力を前記駆動回路を介してスイッチング要素
   の駆動信号として供給する第２の制御回路と、 前記ＤＣ−ＡＣ変換手段の出力電圧を所定の高周波電圧
   に変換し、負荷回路に高周波電力を供給するＡＣ−ＡＣ
   変換手段と、 遠隔操作手段からの制御信号を受信し、その信号に応じ
   て前記負荷回路への電力供給を制御する第３の制御回路
   とを有する放電灯点灯装置において、 前記第１、第２及び第３の制御回路と前記駆動回路の制
   御電源は同一電源から供給され、前記遠隔操作手段の操
   作により前記負荷回路に高周波電力の供給を開始すると
   きには、第２の制御回路、駆動回路、第１の制御回路の
   順に動作開始させ、前記遠隔操作手段の操作により前記
   負荷回路への高周波電力の供給を停止するときには、第
   １又は第２の制御回路の動作停止よりも先に前記駆動回
   路を動作停止させることを特徴とする放電灯点灯装置。
5. 【請求項５】 前記第１の制御回路の動作開始電源電
   圧が動作中の電源電圧よりも高いことを特徴とする請求
   項３又は４に記載の放電灯点灯装置。
6. 【請求項６】 前記ＤＣ−ＡＣ変換手段に具備された
   一対のスイッチング要素の接続点の電圧変化を利用して
   前記第１の制御回路の起動に必要な電源電圧を供給する
   ことを特徴とする請求項５記載の放電灯点灯装置。
7. 【請求項７】 前記駆動回路は第２の制御回路の一つ
   の発振出力を入力して、該信号を前記ＤＣ−ＡＣ変換手
   段に具備された一対のスイッチング要素のオン・オフ信
   号に変換して一対のスイッチング要素の各々に出力する
   ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の放
   電灯点灯装置。
8. 【請求項８】 交流電源を直流電圧に変換するＡＣ−
   ＤＣ変換手段と、 前記ＡＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を前記交流電源の交
   流電圧ピーク値よりも高い所定の直流電圧に変換する、
   少なくとも一つのスイッチング要素を有するＤＣ−ＤＣ
   変換手段と、 前記ＤＣ−ＤＣ変換手段のスイッチング要素を駆動制御
   するための第１の制御回路と、 前記ＤＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を入力とし、少なく
   とも一対のスイッチング要素の直列回路を有し、両スイ
   ッチング要素を駆動回路より出力される駆動信号により
   交互にオン・オフすることで所定の高周波電圧に変換す
   るＤＣ−ＡＣ変換手段と、 前記ＤＣ−ＡＣ変換手段のスイッチング要素のオン・オ
   フの周波数を負荷の状態に応じて制御する信号を出力
   し、その出力を前記駆動回路を介してスイッチング要素
   の駆動信号として供給する第２の制御回路と、 前記ＤＣ−ＡＣ変換手段の出力電圧を所定の高周波電圧
   に変換し、負荷回路に高周波電力を供給するＡＣ−ＡＣ
   変換手段と、 遠隔操作手段からの制御信号を受信し、その信号に応じ
   て前記負荷回路への電力供給を制御する第３の制御回路
   とを有する放電灯点灯装置において、 前記第１、第２及び第３の制御回路と前記駆動回路の制
   御電源は同一電源から供給され、前記遠隔操作手段の操
   作により前記負荷回路に高周波電力の供給を開始及び停
   止する為に、前記同一電源から供給される第１及び第２
   の制御回路と駆動回路の制御電源供給を開始及び停止す
   る手段を備えることを特徴とする請求項４乃至７のいず
   れかに記載の放電灯点灯装置。
9. 【請求項９】 請求項８記載の放電灯点灯装置におい
   て、前記遠隔操作手段の操作により前記負荷回路に高周
   波電力の供給を停止した場合、前記ＤＣ―ＤＣ変換手段
   を間欠的に動作させることを特徴とする放電灯点灯装
   置。