JP4269716B2 - ゲート駆動用電源装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、コンデンサを内蔵し、パワーデバイスをオンオフ駆動するゲート駆動回路の電源を構成するゲート駆動用電源装置に関し、特に、起動直後にゲート駆動回路の出力電流ピーク値を低減するようにしたゲート駆動用電源装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)等の電力用の絶縁ゲート半導体素子(パワーデバイス)をオンオフ、ないしはスイッチング動作させる際に、過渡的な過電圧や過電流の発生を防止するようにしたゲート駆動用電源装置は、例えば下記の特許文献1に記載されている。
【0003】
図7は、従来のゲート駆動用電源装置の一例を示す回路構成図である。ゲート駆動用電源装置700は、直流電源1からDC/DCコンバータ101により入力直流電圧Eを一定の直流電圧(直流中間電圧Vif)に制御して、その後段に接続した単相インバータ102により交流出力電圧Vacに変換するものである。DC/DCコンバータ101は、直流電源1に対して並列接続されたコンデンサC1、トランスT1の1次巻線N1と2次巻線N2、スイッチングトランジスタQ1、コンデンサC2、及びフライバックダイオードD1から構成されている。
【0004】
単相インバータ102は、コンデンサC3,C4の直列回路と、スイッチングトランジスタQ2,Q3とから構成されている。DC/DCコンバータ101から単相インバータ102への出力を直流中間電圧Vifとする。このDC/DCコンバータ101では、フォトカプラPCを介してトランスT1の1次巻線N1側のPWM制御回路2に直流中間電圧Vifをフィードバックすることによって、スイッチングトランジスタQ1のパルス幅制御を行っており、一定電圧に制御された直流中間電圧Vifが単相インバータ102へ出力される。
【0005】
制御部103は、発振回路3とパルス分配回路4とから構成されていて、発振回路3で決定される所定の周波数f1を有する制御信号でもって、単相インバータ102を構成するスイッチングトランジスタQ2,Q3をオンオフ制御している。パルス分配回路4は、2つのアンドゲートG1,G2、及び否定ゲートG3から構成され、ここからスイッチングトランジスタQ2,Q3の各ゲートに制御パルスが供給される。これらのスイッチングトランジスタQ2,Q3には、それぞれソースドレイン間に寄生ダイオード成分D2,D3が存在する。
【0006】
起動信号生成部104は、ダイオードD4、コンデンサC5、3端子レギュレータ5、及び起動信号発生回路6から構成され、トランスT1の3次巻線N3に接続されている。この起動信号生成部104では、トランスT1の3次巻線N3から供給される電源から、ダイオードD4とコンデンサC5を介して変換された直流出力電圧Vdcを3端子レギュレータ5に入力して、制御部103の発振回路3とパルス分配回路4を立上げる補助電源電圧Vsを出力するとともに、起動信号発生回路6で生成した起動信号S0をパルス分配回路4に出力している。
【0007】
ここでは、1台のゲート駆動用電源装置700から複数個のゲート駆動回路11,12,13に対して同時に電源を供給するためのシステムとして示している。すなわち、ゲート駆動用電源装置700には、その負荷回路として複数のゲート駆動回路11,12,13、及びこれらのゲート駆動回路11,12,13によってそれぞれ駆動されるパワーデバイス21,22,23が設けられている。
【0008】
図8は、ゲート駆動回路11の構成の一例を示す図である。
パワーデバイス21のゲート駆動回路11(12,13も同じ構成である。)は、トランスT2、ダイオードD5〜D8、コンデンサC6,C7、及びゲート制御回路9から構成されている。トランスT2には、その1次巻線N4からゲート駆動用電源装置700の交流出力電圧Vacを供給するとともに、2次巻線N5側にダイオードD5〜D8による整流用ブリッジを設けることにより、パワーデバイス駆動用の直流電源を構成している。この直流電源は、さらにコンデンサC6,C7を介してゲート制御回路9に接続される。
【0009】
ゲート駆動回路11では、そこに入力される交流出力電圧Vacを直流に変換してゲート制御回路9に供給して、ゲート制御回路9のゲートオンオフ信号によりパワーデバイス21を制御するとともに、ゲート駆動用電源装置700が停電した際にも、コンデンサC6,C7によって安定してパワーデバイス21〜23に対してゲートオフ信号を与えることができる。このようなゲート駆動回路11には、通常、パワー回路と制御回路との間を絶縁する目的で、パワーデバイス21〜23のゲート駆動回路11〜13には、それぞれトランスT2を設けている。そのため、このようなゲート駆動回路11は、電源としてゲート駆動用電源装置700の交流出力電圧Vacを用いている。
【0010】
【特許文献1】
特開平9−74345号公報
【0011】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、ゲート駆動回路11は上述したようなコンデンサC6,C7を内蔵しているために、ゲート駆動用電源装置700の起動時にゲート駆動回路11内のコンデンサC6,C7を充電する必要があった。しかも、起動時には通常の運転中に流れる負荷電流よりもかなり大きな充電電流が流れてしまう。
【0012】
図9、図10は、いずれもゲート駆動用電源装置700の動作を説明するためのタイミング図である。図9には、直流中間電圧Vifが目標電圧に立ち上がった直後のゲート駆動用電源装置700の交流出力電圧Vacと交流出力電流Iacとを示している。また、図10は直流中間電圧Vifが目標電圧に立ち上がる時間(20ms)までを拡大して示す図であって、同図(a)は、ゲート駆動用電源装置700の交流出力電圧Vacの包絡線、同図(b)は交流出力電流Iacの包絡線、同図(c)は直流中間電圧Vifの変化を示している。
【0013】
このことから、上述した従来のゲート駆動用電源装置には下記の課題が残されていた。
第一に、ゲート駆動用電源装置700の起動時には、ゲート駆動回路11のコンデンサC6,C7の電圧が0Vであるため、トランスT2の2次巻線N5側の電圧が0Vとなり、2次巻線N5側は短絡状態と同じ状態になる。このため、ゲート駆動用電源装置700からの出力電流は、トランスT2の1次巻線N4側での漏れインダクタンスと配線インダクタンス分によるインピーダンスによって、図9、図10(b)に示すように、過大なピーク電流(コンデンサ充電電流)が流れるという問題があった。
【0014】
第二に、遅れ力率を有する負荷の場合、インバータの起動直後に、第1発目のパルスに同期して立ち上がる電流は0Aから始まるため、起動直後の電流ピーク値が大きくなるという問題があった。
【0015】
したがって、ゲート駆動用電源装置700内で用いるスイッチングデバイスとしては、こうした起動直後のピーク電流を確実に遮断できる性能を備え、周辺回路でもそれに対応した素子を使用しなければならず、ゲート駆動用電源装置が大型かつ高価になるという問題があった。
【0016】
この発明の目的は、ゲート電源の起動直後にピーク電流を抑制するとともに、小型で安価なゲート駆動用電源装置を提供することにある。
【0017】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、コンデンサを内蔵し、パワーデバイスをオンオフ駆動するゲート駆動回路の電源を構成するゲート駆動用電源装置が提供される。このゲート駆動用電源装置は、トランスを介して直流電源電圧を所定の直流中間電圧まで昇圧するDC/DCコンバータと、前記DC/DCコンバータの後段に接続され、前記直流中間電圧を交流出力電圧に変換して前記ゲート駆動回路に供給するインバータ回路と、前記インバータ回路を構成するスイッチング素子に対して所定の周波数を有する制御信号を供給してオンオフ制御する制御回路と、前記DC/DCコンバータから前記トランスを介して供給される補助電源電圧により前記制御回路を立上げるための起動信号を生成する起動信号生成回路と、を備えている。
【0018】
そして、前記インバータ回路を起動する際、前記起動信号生成回路では、前記直流中間電圧を目標値まで立上げるタイミングより早く前記補助電源電圧を立上げることにより前記起動信号を生成して前記制御回路を立上げることにより、前記インバータ回路に入力される前記直流中間電圧が低い状態でスイッチング動作を開始するようにした。
【0019】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。
図1は、この発明の実施の形態に係るゲート駆動用電源装置を示す回路構成図である。
【0020】
ゲート駆動用電源装置100では、従来のゲート駆動用電源装置700における制御部103の発振回路3に代えて、f0/f1発振回路30を用いている。このf0/f1発振回路30は2つの異なる周波数のゲート信号を生成するものであって、単相インバータ102が起動した直後は、高い周波数のゲート信号によりオンオフ制御し、起動してから一定時間が経過したときに、タイマ回路7と切換回路8を用いて低い周波数のゲート信号に切替えるようにしている。
【0021】
また、このゲート駆動用電源装置100では、あらかじめ3端子レギュレータ5への直流出力電圧Vdcを高く設定することで、起動信号生成部104での補助電源電圧Vsをより早く立上げるように構成している。この場合、ゲート駆動用電源装置100において直流出力電圧Vdcを高く設定するための回路構成としては、図7に示す従来のゲート駆動用電源装置700のトランスT1の3次巻線N3の巻線数を、後述するように異ならせるだけでよい。
【0022】
なお、図1に示す制御部103と起動信号生成部104を除くゲート駆動用電源装置100の構成については、図7の従来のゲート駆動用電源装置700と同一であって、それらの詳細な説明については省略する。
【0023】
図2は、この発明のゲート駆動用電源装置の動作信号波形を示す図である。同図(a)には、単相インバータ102へ出力される直流中間電圧Vif、同図(b)には、起動信号生成部104の3端子レギュレータ5に入力される直流出力電圧Vdc、同図(c)には、制御部103のf0/f1発振回路30とパルス分配回路4を立上げるための補助電源電圧Vs、同図(d)には、制御部103のパルス分配回路4に出力される起動信号S0、同図(e)には、ゲート駆動用電源装置100からゲート駆動回路11,12,13に入力される交流出力電圧Vacを示す。
【0024】
つぎに、図1及び図2を参照しながら、ゲート駆動用電源装置100の動作について説明する。
図1において、トランスT1、スイッチングトランジスタQ1、コンデンサC1,C2、フライバックダイオードD1は、擬似共振形のDC/DCコンバータ101を構成している。このDC/DCコンバータ101には、直流電源1の電圧Eを供給している。直流電源1の電圧Eは、DC/DCコンバータ101によって所定の直流中間電圧Vifまで昇圧される。このDC/DCコンバータ101の直流中間電圧Vifは、フォトカプラPCを介してトランスT1の1次巻線N1側に設けたPWM制御回路2にフィードバックされ、パルス幅制御によって一定電圧に制御される。
【0025】
単相インバータ102は、DC/DCコンバータ101によって生成した直流中間電圧Vifに対してスイッチングトランジスタQ2とQ3の直列回路が接続され、コンデンサC3,C4によって直流中間電圧Vifを分割している。この単相インバータ102の交流出力電圧Vacは、コンデンサC3とC4の中間接続点と、スイッチングトランジスタQ2とQ3の中間接続点とからそれぞれ取り出されて、複数のゲート駆動回路11,12,13に供給される。
【0026】
図2(a)に示すように、単相インバータ102を起動する際には、DC/DCコンバータ101でソフトスタートパターンにより直流中間電圧Vifを0ボルトから目標電圧値Vp50まで立上げている。同様に、起動信号生成部104では、トランスT1の3次巻線N3とフライバックダイオードD4からなる回路で直流出力電圧Vdcを立上げ(図2(b))、3端子レギュレータ5により直流の補助電源電圧Vsを生成する(図2(c))。直流中間電圧Vifをソフトスタートパターンにて立上げているのは、フライバックダイオードD1に過電流が流れることを防止するためである。
【0027】
起動信号生成部104は、トランスT1の3次巻線N3に接続されたフライバックダイオードD4、コンデンサC5、3端子レギュレータ5から構成され、パルス分配回路4に対してスイッチングトランジスタQ2,Q3のゲート信号を発生するための補助電源電圧Vsを供給している。したがって、起動信号生成部104における直流出力電圧Vdcも同じトランスT1の3次巻線N3から変換されたものであって、発生する電圧値自体は1次巻線N1と3次巻線N3との巻数比によって異なるものの、この直流出力電圧Vdcが最終目標電圧値に到達するタイミングは、直流中間電圧Vifと同じタイミングt1となる。図2(b)では、この発明における直流出力電圧Vdcを太線で示し、細線により従来装置における直流出力電圧Vdcの変化を示している。
【0028】
すなわち、トランスT1の各巻線N1,N2,N3の巻数比を
N1:N2:N3=n1:n2:n3
とすると、起動信号生成部104では、3端子レギュレータ5で制御可能な最低電圧を発生するための巻数比をn3(MlN)とした場合、巻数比n3を
n3>n3(MlN)
に設定する。これにより、3端子レギュレータ5への直流出力電圧VdcをVpaからVpbに高めることができる。そして、単相インバータ102の入力である直流中間電圧Vifの立上り過程の早い時期(タイミングt0)までに、補助電源電圧Vsを所定の目標電位Vpまで立上げることが可能になる。図2(c)では、細線により従来装置における補助電源電圧Vsの変化を示している。
【0029】
単相インバータ102を制御する制御部103では、起動信号生成部104からの補助電源電圧Vsをパルス分配回路4などに供給して、ここから所定の周波数を有するゲート信号を生成する。生成されたゲート信号により、単相インバータ102のスイッチングトランジスタQ2,Q3をオンオフ制御して、インバータの運転を開始することにより、直流中間電圧Vifの立上りに応じて、交流出力電流Iacを低い電圧値から徐々に定格電圧にまで立上げることができる(図2(e))。このとき、単相インバータ102からゲート駆動回路11,12,13に出力される交流出力電流Iac自体が小さくなるので、トランスT2の1次側での漏れインダクタンスと配線インダクタンス分によるインピーダンスLがあっても、過大なピーク電流を抑制できる。
【0030】
ここでは、図2(d)に示すように、従来装置700での起動信号に比ベて、直流中間電圧Vifがより低い電圧状態の時点で起動信号S0を立上げている。したがって、ゲート駆動回路11,12,13などに印加されている交流出力電圧Vacは、トランスT2の1次巻線側で従来に比べてdV(=Va−Vb)だけ小さな電圧として印加されるから、交流出力電流Iacのピーク値の大きさも抑制される。
【0031】
また、図1のゲート駆動用電源装置100における制御部103は、f0/f1発振回路30によってスイッチングトランジスタQ2,Q3のゲート信号を発生している。このf0/f1発振回路30では、分周器などを用いることで2つの発振周波数f0,f1でゲート信号を出力する。切換回路8では、入力された2つのゲート信号のいずれかを選択して、発振周波数f0、或いはf1のいずれかに切替えて出力する。この切換回路8には、タイマ回路7によって遅延した起動信号が入力することで、高い発振周波数f0のゲート信号から低い発振周波数f1のものに切替えられる。2つのゲート信号のうち、低い発振周波数f1のものが最終的にゲート駆動用電源装置100からの交流出力電圧Vacの周波数となる。
【0032】
いま、ゲート駆動回路11,12,13のトランスT2の1次インダクタンスをL1とすると、起動直後にゲート駆動回路11,12,13に流れる交流出力電流Iacは、次の式(1)のようになる。
【0033】
【数1】
Iac=Vac/L1×△T …(1)
△Tはゲート信号の周期であり、発振周波数f0に対して発振周波数f1が1/2であれば、最終的にゲート駆動用電源装置100の交流出力電流Iacは式(2)のようになる。
【0034】
【数2】
Iac=Vac/L1×△T/2 …(2)
すなわち、起動直後における発振周波数を2倍にすれば、交流出力電流Iacの大きさ自体が半減するから、起動直後のピーク電流を抑制することが可能となる。
【0035】
図3、図4は、図1に示す実施の形態におけるインバータ起動前後での電流電圧波形を示すタイミング図である。いずれの図でも、横軸を時間軸としており、図3では、電源投入時刻からt0時間(例えば、10.00ms)経過して、交流出力電圧Vacを出力しはじめる前後を拡大して示している。また図4には、直流中間電圧Vifの変化を図3に示す電流電圧波形の包絡線とともに示している。これらのタイミング図はいずれも図9、図10で説明した従来装置700における動作波形に対応するものである。
【0036】
図3に示す交流出力電圧Vac及び交流出力電流Iacは、図9に示す従来のものと比較して、周波数がほぼ2倍となり、その電圧値、電流値の絶対値もほぼ半減しているために、起動直後の交流出力電流のピーク値を低減できる。
【0037】
図5、図6には、f0/f1発振回路30による発振周波数の切替えを行わないで、従来と同じ低周波のままで起動した場合の動作波形を示す。この場合は、3端子レギュレータ5への直流出力電圧Vdcを高く設定しているだけであるが、交流出力電流Iacのピーク値を従来の場合(図9)より低減できる。
【0038】
なお、制御部103の回路構成はアナログ、ディジタルのいずれの方式で構成することも可能であるが、f0/f1発振回路30、タイマ回路7、及び切換回路8を確実に駆動するためには、安定した直流電源を供給する必要がある。そこで、起動信号生成部104では、3端子レギュレータ5を用いて、安定した補助電源電圧Vsを発生するようにしているが、3端子レギュレータ5の代わりにツェナーダイオードを用いてもよい。
【0039】
また、以上の説明では、制御部103に供給される補助電源電圧VsをDC/DCコンバータ101の3次巻線N3から取り出すようにしているが、単相インバータ102の直流中間電圧Vifをレギュレータなどで制御することで生成することも可能である。
【0040】
【発明の効果】
以上に説明したように、この発明のゲート駆動用電源装置によれば、コンデンサを内蔵し、パワーデバイスをオンオフ駆動するゲート駆動回路のゲート電源起動直後での電流ピーク値を抑制することが可能となり、小型で安価な電源装置が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の実施の形態に係るゲート駆動用電源装置を示す回路構成図である。
【図2】この発明のゲート駆動用電源装置の動作信号波形を示す図である。
【図3】図1に示すゲート駆動用電源装置の動作を説明するための電流電圧波形図である。
【図4】図3に示す電流電圧波形の包絡線とともに直流中間電圧の変化を示す図である。
【図5】発振周波数の切替えを行わないでゲート駆動用電源装置を動作させた場合の電流電圧波形図である。
【図6】図5に示す電流電圧波形の包絡線とともに直流中間電圧の変化を示す図である。
【図7】従来のゲート駆動用電源装置の一例を示す回路構成図である。
【図8】ゲート駆動回路の構成の一例を示す図である。
【図9】従来のゲート駆動用電源装置の動作を示す電圧電流波形図である。
【図10】従来のゲート駆動用電源装置の動作を示す電圧電流波形図である。
【符号の説明】
1 直流電源
2 PWM制御回路
4 パルス分配回路
5 三端子レギュレータ
6 起動信号発生回路
7 タイマ回路
8 切換回路
9 ゲート制御部
11,12,13 ゲート駆動回路
21,22,23 パワーデバイス
30 f0/f1発振回路
100 ゲート駆動用電源装置
101 DC/DCコンバータ
102 単相インバータ
103 制御部
104 起動信号生成部
Claims (2)
- コンデンサを内蔵し、パワーデバイスをオンオフ駆動するゲート駆動回路の電源を構成するゲート駆動用電源装置において、
トランスを介して直流電源電圧を所定の直流中間電圧まで昇圧するDC/DCコンバータと、
前記DC/DCコンバータの後段に接続され、前記直流中間電圧を交流出力電圧に変換して前記ゲート駆動回路に供給するインバータ回路と、
前記インバータ回路を構成するスイッチング素子に対して所定の周波数を有する制御信号を供給してオンオフ制御する制御回路と、
前記DC/DCコンバータから前記トランスを介して供給される補助電源電圧により前記制御回路を立上げるための起動信号を生成する起動信号生成回路と、
を備え、前記インバータ回路を起動する際、前記起動信号生成回路では、前記直流中間電圧を目標値まで立上げるタイミングより早く前記補助電源電圧を立上げることにより前記起動信号を生成して前記制御回路を立上げることにより、前記インバータ回路に入力される前記直流中間電圧が低い状態でスイッチング動作を開始するようにしたことを特徴とするゲート駆動用電源装置。 - 前記制御回路が前記スイッチング素子に対して複数の異なる周波数の制御信号を切替えて供給するものであって、前記インバータ回路を起動する際、高い周波数の制御信号により前記スイッチング素子をオンオフ制御し、起動後に一定時間が経過したとき、前記制御信号を低い周波数のものに切替えるようにしたことを特徴とする請求項1記載のゲート駆動用電源装置。
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