JP5288777B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Description

この発明は、直流電源を用いて放電灯を点灯する放電灯点灯装置に関するものである。

放電灯点灯装置は、放電灯の点灯を開始するとき、特に車載ヘッドランプ用放電灯点灯装置においては、放電発光を早急に立ち上げて点灯を維持するために放電点灯を起動させた直後には安定点灯時よりも大きな電流を放電灯に供給している。その際、放電灯の点灯電圧を発生するＤＣ／ＤＣコンバータの一次側回路を構成する電圧制御型のスイッチング素子、また、Ｈブリッジ形インバータを構成する電圧制御型のスイッチング素子において、安定点灯時に比べて大きな損失が生じる。これらの電圧制御型のスイッチング素子で生じる損失を低減するため、当該スイッチング素子の特性に基いてスイッチング動作を駆動する電圧を高くすることが好ましい。ただし、常にスイッチング素子の駆動用電圧を高くしておくと、放電灯の安定点灯時にはスイッチング素子の駆動回路において過剰な損失が増えてしまう。
また、ＤＣ／ＤＣコンバータの一次側回路に、直流電源の電圧を入力すると限時動作を開始するタイマと、タイマが動作している間はスイッチング素子の制御回路を動作させる電圧を確保するために回路電流を上昇させる可変抵抗部とを備え、直流電源の投入開始からタイマが作動している間は可変抵抗部の抵抗を低くして回路に流れる電流を大きくし、タイマが一定時間をカウントした後は可変抵抗部の抵抗を大きくして回路に流れる電流を抑えるものがある（例えば、特許文献１参照）。

特開２００２−１３６１５１号公報（第５頁、図１，２）

従来の放電灯点灯装置は以上のように構成されているので、電圧制御型スイッチング素子に大きな電流を流すときの損失を抑えるために駆動用電圧を常に高くしておくと、駆動用電圧を供給している電源回路等の損失が増え、放電灯が通常の点灯状態になったときには過剰な損失が増大する。また、タイマを稼動させて回路に流れる電流を大きくするものは、タイマの作用により電力の増減を行って一定の電圧に安定化するものなので、放電灯の全点灯期間に生じる損失を有効に抑えることができず、放電灯点灯装置全体の損失を最適化することが難しいという課題があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、点灯開始から変化する放電灯の点灯電流に対応してスイッチング素子の駆動用電圧を制御し、放電灯点灯装置全体の損失の最適化を図ることを目的とする。

この発明に係る放電灯点灯装置は、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータの一次側回路に流れる電流を検出する一次電流検出部と、一次電流検出部の検出電流が放電灯の安定点灯時の電流よりも高い所定値を超えると制御部により制御されて駆動用電圧を上昇させ、該上昇させた駆動用電圧を第一の駆動回路へ供給する第一の駆動用電源回路とを備え、制御部は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧によってイグナイタが高電圧パルスを発生するまでの昇圧期間に、放電灯に印加される電圧が放電灯の安定点灯時の電圧よりも高い所定値を超えると、第一の駆動用電源回路の駆動用電圧を上昇させるものである。

この発明によれば、一次電流検出部が検出したＤＣ／ＤＣコンバータの一次側回路に流れる電流が放電灯の安定点灯時の電流よりも高い所定値を超えると、制御部の制御によって第一の駆動用電源回路が駆動用電圧を上昇させて第一の駆動回路へ供給するようにしたので、全点灯期間において放電灯点灯装置全体の損失を最適化することができるという効果がある。

以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。この放電灯点灯装置は、直流電力を供給する直流電源１、直流電源１の電力をＯＮ／ＯＦＦするスイッチ２、直流電源１の出力電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータ３、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧を短形波交流に交換するＨブリッジ形インバータ４、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧から点灯起動用の高電圧パルスを発生するイグナイタ５、電極間に印加された電圧によって放電発光する放電灯６、後述する制御部１１の制御に応じてＤＣ／ＤＣコンバータ３の駆動用電圧を生成する第一の駆動用電源回路７、Ｈブリッジ形インバータ４の駆動用電圧を生成する第二の駆動用電源回路８、第一の駆動用電源回路７からの駆動用電圧を使用して制御部１１の制御に応じた動作信号を生成してＤＣ／ＤＣコンバータ３へ出力する第一の駆動回路９、及び、第二の駆動用電源回路８からの駆動用電圧を使用して制御部１１の制御に応じた動作信号を生成してＨブリッジ形インバータ４へ出力する第二の駆動回路１０を備えている。また、前述のように第一の駆動用電源回路７、第一の駆動回路９、及び第二の駆動回路１０を制御する制御部１１を備えている。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の高電位側出力端子とＨブリッジ形インバータ４の高電位側入力端子との間には、出力電圧検出部１２の入力端子が接続されている。出力電圧検出部１２の出力端子は、制御部１１に接続されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ３の低電位側の出力端子とＨブリッジ形インバータ４の低電位側入力端子との間には、出力電流検出部１３が直列接続され、検出信号を出力する端子が制御部１１に接続されている。
ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、一次側巻線及び二次側巻線からなるトランス１４を備え、また当該ＤＣ／ＤＣコンバータ３の一次側回路即ちトランス４の一次側巻線に流れる電流をオン／オフする電圧制御型の一次側のスイッチング素子として、例えばｎチャネルＭＯＳＦＥＴのＦＥＴ１５を備えている。ＦＥＴ１５は、トランス４の一次側巻線の巻始め端子にドレインを接続している。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、ＦＥＴ１５のソースに一端を接続させている一次電流検出抵抗１６、トランス１４の二次側巻線の巻始め端子にアノードを接続させた二次側平滑ダイオード１７、及び、二次側平滑ダイオード１７のカソードとトランス１４の二次側巻線の巻終り端子との間を接続している二次側平滑コンデンサ１８によって構成されている。二次側平滑ダイオード１７のカソードと二次側平滑コンデンサ１８の接続点が、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の高電位側の出力端子となり、トランス１４の二次側巻線の巻終り端子と二次側平滑コンデンサ１８との接続点が低電位側の出力端子となる。
トランス１４の一次側巻線の巻終り端子は、スイッチ２を介して直流電源１の高電位側に接続されている。また、一次電流検出抵抗１６の他端、及び、トランス１４の二次側巻線の巻終り端子と二次側平滑コンデンサ１８との接続点は、直流電源１の低電位側に接続して接地されている。一次電流検出抵抗１６などの接地部分とトランス１４の一次側巻線の巻終り端子とがＤＣ／ＤＣコンバータ３の各入力端子になる。
なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の一次電流検出部として備えられている一次電流検出抵抗１６は、同様な作用効果を得ることが可能であれば、例えば電流センサやカレントトランスなどに替えて備えてもよい。

Ｈブリッジ形インバータ４は、四つの電圧制御型スイッチング素子の例えば絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴと記載する）１９ａ〜１９ｄによって構成されている。詳しくは、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力端子間に、ＩＧＢＴ１９ａとＩＧＢＴ１９ｂとを直列接続し、またＩＧＢＴ１９ｃとＩＧＢＴ１９ｇとを直列接続し、これらＩＧＢＴ１９ａ，１９ｂとＩＧＢＴ１９ｃ，１９ｄが二列を成すように接続されている。即ち、Ｈブリッジ形インバータ４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の高電位側の出力端子に二つのＩＧＢＴ１９ａ，１９ｃの各コレクタを接続し、これらＩＧＢＴ１９ａ，１９ｃの各エミッタに、ＩＧＢＴ１９ｂ，１９ｄのコレクタを接続している。なお、ＩＢＧＴ１９ｂ，１９ｄの各エミッタは、前述の出力電流検出部１３を介してＤＣ／ＤＣコンバータ３の低電位側の出力端子に接続している。直列接続されている高電位側のＩＧＢＴ１９ａのエミッタと低電位側のＩＧＢＴ１９ｂのコレクタとの接続点、及びＩＧＢＴ１９ｃのエミッタとＩＧＢＴ１９ｄのコレクタの接続点は、各々イグナイタ５を介して放電灯６の両端電極に接続されている。四つのＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄのゲートは、各々第二の駆動回路１０に接続されている。

第一の駆動回路９は、例えばＮＰＮ型バイポーラトランジスタからなるＮＰＮトランジスタ２０のエミッタと、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタからなるＰＮＰトランジスタ２１のエミッタとを接続し、この接続点の電圧がＤＣ／ＤＣコンバータ３のＦＥＴ１５のゲートに印加されるように接続されている。またＮＰＮトランジスタ２０のベースとＰＮＰトランジスタ２１のベースとを接続し、この接続点に制御部１１からの制御信号が入力されるように接続されている。ＮＰＮトランジスタ２０のコレクタは、第一駆動電源回路７から出力される駆動用電圧が入力されるように接続されている。ＰＮＰトランジスタ２１のコレクタは接地されている。
なお、Ｈブリッジ形インバータ４を駆動する第二の駆動回路１０は、電圧制御型スイッチング素子を駆動する回路として第一の駆動回路９と同様に構成され、制御部１１からの制御信号に応じてＨブリッジ形インバータ４を構成する各ＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄを駆動するように構成されたものである。

第一の駆動用電源回路７は、例えばＰＮＰ型バイポーラトランジスタからなるＰＮＰトランジスタ２２のベースに、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタからなるＮＰＮトランジスタ２４のコレクタが接続されている。ＮＰＮトランジスタ２４のエミッタにはエミッタ抵抗２５の一端が接続され、この接続点にはツェナーダイオード２２のアノードが接続されている。ツェナーダイオード２３のカソードはＰＮＰトランジスタ２２のコレクタに接続されている。また、ＰＮＰトランジスタ２２のコレクタには、分圧抵抗２６の一端が接続されている。分圧抵抗２６の他端には、分圧抵抗２７の一端及びＮＰＮトランジスタ２４のベースが接続されている。分圧抵抗２７の他端には、分圧抵抗２８の一端が接続され、この接続点に、後述する制御部１１に含まれているコンパレータ３０の出力信号が入力されるように接続されている。前述のＰＮＰトランジスタ２２のコレクタと、ツェナーダイオード２３のカソードと、分圧抵抗２６の一端との接続点には、コンデンサ２９の一端が接続され、この接続点が当該第一の駆動電源回路７の出力点となって第一の駆動回路９のＮＰＮトランジスタ２０のコレクタに接続されている。なお、エミッタ抵抗２５の他端、分圧抵抗２８の他端、及びコンデンサ２９の他端は接地されている。また、ＰＮＰトランジスタ２２のエミッタは、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の高電位側の入力端子に接続され、またスイッチ２を介して直流電源１の高電位側に接続されている。

制御部１１は、例えば、自ら記憶しているプログラムなどのソフトウェアに基いて放電灯点灯装置の各部を制御するプロセッサ等からなるもので、その一部分としてコンパレータ３０、及びコンパレータ３０の比較動作で使用する基準電圧３１を生成する手段を備えている。コンパレータ３０は、正入力端子にＤＣ／ＤＣコンバータ３の一次電流検出抵抗１６によって検出されるトランス１４の一次側巻線に流れる電流値を表す電圧が入力されるように接続されている。また反転入力端子には、基準電圧３１が入力されるように接続構成されている。コンパレータ３０の出力端子は、前述のように第一の駆動用電源回路７の分圧抵抗２７と分圧抵抗２８との接続点に接続されている。

次に動作について説明する。
図１に示した放電灯点灯装置は、スイッチ２が閉じられると、直流電源１の電力がＤＣ／ＤＣコンバータ３、第一の駆動用電源回路７、第二の駆動用電源回路８などに供給され、また、制御部１１が起動して第一の駆動用電源回路７、第一の駆動回路９及び第二の駆動回路１０などの制御を開始する。
起動した制御部１１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧を検出する出力電圧検出部１２の検出値から放電灯６に印加される電圧を検知し、またＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電流を検出する出力電流検出１３の検出値から放電灯６の電極間に流れる電流の検知を開始する。
このように放電灯６に印加される電圧、及び流れる電流を検知する制御部１１は、出力電圧検出部１２から入力した信号が、放電灯６ならびにイグナイタ５へ印加する所望の電圧を示すように、第一の駆動用電源回路７及び第一の駆動回路９を制御してＤＣ／ＤＣコンバータ３のＦＥＴ１５のスイッチング動作、即ちＤＣ／ＤＣコンバータ３のデューティ制御を行って直流電源１の供給電圧を昇圧させる。さらにＨブリッジ形インバータ４を介して、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電力がイグナイタ５に供給され、当該イグナイタ５が点灯起動用の高電圧パルスを発生させる。

放電灯６は、イグナイタ５から出力された高電圧パルスによって放電点灯を開始し、当該放電灯６の電極間に電流が流れる。制御部１１は、出力電圧検出部１２及び出力電流検出部１３の各検出値から放電灯６の点灯状態を検知し、放電灯６へ供給する電力もしくは放電灯６に流れる電流が所望の値となるように、換言すると放電状態が安定するように第一の駆動用電源回路７及び第一の駆動回路９を制御し、即ちＤＣ／ＤＣコンバータ３の動作デューティを制御して、また第二の駆動回路１０を制御してＨブリッジ形インバータ４を稼動させ、放電灯６の電極間に印加する電圧極性を周期的に反転させて放電灯６の点灯を定常状態に遷移させる。
図１の放電灯点灯装置は、概ねこのように動作する。

制御部１１は、前述のようにＤＣ／ＤＣコンバータ３のデューティ制御を行うとき、第一の駆動回路にＦＥＴ１５のスイッチング動作のタイミングを制御する制御信号を出力する。
第一の駆動回路９は、制御部１１からの制御信号と第一の駆動用電源回路７から出力された駆動用電圧とを用いて、ＦＥＴ１５を駆動する動作信号を生成してＦＥＴ１５のゲートへ出力する。ＦＥＴ１５は、第一の駆動回路９から出力された動作信号に応じてＤＣ／ＤＣコンバータ３の一次側回路に流れる電流をオン／オフする。制御部１１は、このように第一の駆動回路９を制御することによってＦＥＴ１５のスイッチング動作を制御し、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧、もしくは出力電流が所望の値となるようにしている。

図１に例示した第一の駆動用電源回路７は、シリーズレギュレータの回路構成を有するもので、前述のように回路接続されたＮＰＮトランジスタ２４、ツェナーダイオード２３、エミッタ抵抗２５、及び分圧抵抗２６〜２８によってＰＮＰトランジスタ２２のベース電流を制御して当該ＰＮＰトランジスタ２２のインピーダンスを変化させ、入力した直流電源１の電源電圧から所定の電圧を生成し、この電圧をコンデンサ２９を用いて安定させて出力している。なお、第一の駆動用電源回路７は、ＤＣ／ＤＣコンバータやコンデンサカップリングによるチャージポンプ式の電源回路を用いて構成したものでも良い。また、図１に示した第二の駆動用電源回路８も概ね同様に構成され、一定の電圧を出力するように回路構成されている。

制御部１１のコンパレータ３０は、前述のように接続された一次電流検出抵抗１６に生じる電圧を正入力端子へ入力する。トランス１４の一次側巻線に流れる電流が小さく、一次電流検出抵抗１６からコンパレータ３０へ入力される電圧が基準電圧３１よりも小さいときには、コンパレータ３０はＬレベルを示す電圧を出力する。コンパレータ３０の出力がＬレベルのときには、第一の駆動用電源回路７の分圧抵抗２７と分圧抵抗２８との接続点の電位が低くなって、分圧抵抗２８が回路素子として作用しなくなる。このようなとき、第一の駆動用電源回路７は、ツェナーダイオード２３のツェナー電圧からＮＰＮトランジスタ２４のベース・エミッタ間電圧を減じた値と、分圧比（分圧抵抗２６÷（分圧抵抗２６＋分圧抵抗２７））に当該第一の駆動用電源回路７の出力電圧を乗じた値が同じになるように動作する。このように動作したときの出力電圧は、第一の駆動回路９を介してＦＥＴ１５のゲートに印加され、後述するように低い駆動用電圧でＦＥＴ１５がスイッチング動作を行う。

また、一次電流検出抵抗１６からコンパレータ３０へ入力される電圧が基準電圧３１よりも大きくなると、当該コンパレータ３０の出力がオープン状態になり、分圧抵抗２７と分圧抵抗２８が直列接続された回路構成となる。このとき第一の駆動用電源回路７の出力電圧は、前述のコンパレータ３０の出力がＬレベルのときに比べて上昇し、第一の駆動回路９へ供給する駆動用電圧が高くなる。
なお、ここで説明した制御部１１は、コンパレータ３０等のハードウェアにてトランス１４の一次側回路の電流値と基準値とを比較しているが、当該比較処理をソフトウェアにおいて行うことも、またソフトウェアによって放電灯６の状態を判断してＦＥＴ１５の駆動用電圧を切り替えることも可能である。

Ｈブリッジ形インバータ４を構成するＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄは、各々第二の駆動回路１０によって駆動されてスイッチング動作を行う。第二の駆動回路１０は、前述のように制御部１１から入力したＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄの制御信号と、第二の駆動用電源回路８から出力された第二の駆動用電圧とを用いてＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄの動作信号を生成し、ＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄの各ゲートへ出力してスイッチング動作を駆動する。

図２は、実施の形態１による放電灯点灯装置の動作を示す説明図である。この図は、上段に放電灯６の電極間の電圧３２の経時変化を示し、その下段に放電灯６に流れる電流３３、その下段にＤＣ／ＤＣコンバータ３の一次側回路に流れる一次電流３４、その下段に第一の駆動用電源回路７から出力される第一の駆動用電圧３５、その下段に第二の駆動用電源回路８から出力される第二の駆動用電圧３６を示したものである。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の一次電流３４は、実際には三角波となるものであるが、ここでは三角波のピーク値の軌跡を示した波形として図示している。
ここで、スイッチ２が閉じられた後、まだ放電灯６が消灯状態となっている期間を昇圧期間３８、高電圧パルスによって放電灯６が放電点灯を開始し点灯状態が安定するまでを安定点灯時よりも一次電流が大きい期間３９、放電灯６の電圧３２及び電流３３がほぼ安定したときを安定点灯時４０とする。

昇圧期間３８において、制御部１１は、放電灯６の電極間の電圧３２が当該放電灯６の安定点灯時４０の電圧値４１よりも高くなるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電力を制御する。詳しくは、第一の駆動用電源回路８及び第一の駆動回路９を制御してＤＣ／ＤＣコンバータ３のＦＥＴ１５のスイッチング動作を制御して、ＤＣ／ＤＣコンバータ３から上記の電圧値４１よりも高い電圧を出力させる。このときのＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧によってイグナイタ５がエネルギを蓄積し、昇圧期間３８において蓄積したエネルギを用いて高電圧パルス３７を発生する。高電圧パルス３７が印加された放電灯６は、放電を開始して点灯状態に移行する。
点灯状態に移行した直後は放電点灯の維持や発光量を早急に増大させるため、制御部１１は、安定点灯時４０において放電灯６に流れる電流値４２よりも大きい電流をＤＣ／ＤＣコンバータ３が放電灯６へ供給するように第一の駆動回路９を制御し、また詳しくは後述するように第一の駆動用電源回路７を制御する。その後、徐々に安定点灯時４０の電流値４２へ収束するようにＤＣ／ＤＣコンバータ３から放電灯６に供給する電流を減少させる制御を行う。

図３は、電圧制御型スイッチング素子の電気的特性を示す説明図である。この図は、電圧制御型スイッチング素子のドレイン・ソース間の電圧／電流特性を示すもので、ここではＦＥＴ１５の特性を一例として示している。縦軸がドレイン・ソース間電流を表し、横軸がドレイン・ソース間電圧を表している。図３に示したドレイン・ソース間の電圧／電流特性は、ゲート・ソース間電圧をパラメータとしており、特性曲線ａから特性曲線ｂ、特性曲線ｃ、特性曲線ｄの順にパラメータのゲート・ソース間電圧が高いものとなっている。図３に示したように、ゲート・ソース間電圧が高くなるほど、ドレイン・ソース間電圧が小さく、当該ドレイン・ソース間に電流が流れ易くなり、ＦＥＴの損失が小さくなる。ＦＥＴ１５のゲート・ソース間電圧は、当該ＦＥＴ１５の動作信号電圧であることから、ＦＥＴ１５を駆動する電圧が高いほど損失が小さくなる。なお、このように駆動用電圧が高いほど損失が小さくなる特性は、ＦＥＴ１５と同様に電圧制御型スイッチング素子であるＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄも同様なものとなる。

図２に示した安定点灯時４０よりも一次電流３４が大きくなる期間３９は、安定点灯時４０に比べてＦＥＴ１５によってスイッチングされるＤＣ／ＤＣコンバータ３の一次側電流が大きいために動作信号の電圧が低いとＦＥＴ１５による損失が大きくなる。期間３９のようにスイッチングを行う電流が大きいときには、制御部１１が第一の駆動電源回路７を制御して当該第一の駆動電源回路７が生成している第一の駆動用電圧３５を図２に示したように高くして、ＦＥＴ１５の動作信号の電圧を高める。このように動作信号の電圧を高くすると、安定点灯時４０よりも一次電流３４が大きい期間３９においてＦＥＴ１５による損失が低減する。
但し、上記のように高い電圧の動作信号を用いてＦＥＴ１５を駆動すると、安定点灯時４０では第一の駆動回路９に備えられるスイッチング素子のＮＰＮトランジスタ２０及びＰＮＰトランジスタ２１、ならびにこれらのスイッチング素子を含む回路全体で生じる損失が大きくなって、安定点灯時４０に過剰な損失が増えてしまう。

図２に示す安定点灯時４０では、一次電流３４が安定点灯時の一次電流値４３となる。この安定点灯時の一次電流値４３よりも大きな所定の電流値４４を制御部１１自らに設定しておき、例えば図１に示した基準電圧３１が所定の電流値４４を表すように構成しておく。例えば、所定の電流値４４としてＤＣ／ＤＣコンバータ３の一次側回路に流れるピーク電流値２０［Ａ］を設定して比較処理に用いる。所定の電流値４４は、コンパレータ３０が比較処理を行ったときに有効な比較結果が得られるように設定される任意の値で、電圧制御型スイッチング素子であるＦＥＴ１５の損失と第一の駆動用電源回路７等の回路による損失とを有効に低減することができるように設定されたものである。
コンパレータ３０が、一次電流検出抵抗１６によって検出した電圧と基準電圧３１とを比較し、その結果一次電流検出抵抗１６によって検出した電圧が基準電圧３１よりも大きくなっている期間、即ち図２に示した一次電流３４が所定の電流値４４よりも大きくなっている期間４５において、前述のように第一の駆動回路９がＦＥＴ１５へ出力する動作信号の電圧が高くなるように第一の駆動電源回路７を制御する。

期間４５の後、即ち一次電流検出抵抗１６の検出した電圧が基準電圧３１以下となる期間では、ＦＥＴ１５への動作信号の電圧が低くなるように第一の駆動電源回路７を制御し、第一の駆動回路９のスイッチング素子であるＮＰＮトランジスタ２０及びＰＮＰトランジスタ２１などから成る回路による損失を低減する。このようにして放電灯６の全点灯期間における放電灯点灯装置全体の損失を最適化する。
具体的には、例えば、放電灯６が点灯を開始して安定するまでの期間３９では７５［Ｗ］の電力を要するが、安定点灯時４０では３５［Ｗ］の電力で足りることから、電圧制御型のスイッチング素子であるＦＥＴ１５の動作信号電圧を期間３９に含まれる期間４５で高くして７５［Ｗ］の電力に対応させて動作させ、安定点灯時４０では動作信号電圧を低くして３５［Ｗ］の電力に対応させて動作させることにより、放電灯点灯装置が点灯動作を行っている期間全体の損失を最適化している。

以上のように実施の形態１によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の一次側回路に流れる電流を検出する一次電流検出抵抗１６と、制御部１１の制御に応じて駆動用電圧を生成する第一の駆動用電源回路７とを備え、制御部１１が第一の駆動用電源回路７を制御して、一次電流検出抵抗１６を用いて検出した一次電流３４が放電灯６の安定点灯時４０の一次電流値４３よりも大きな値に設定された所定の電流値４４よりも大きくなっている期間４５において、第一の駆動用電圧３５を上昇させるようにしたので、一次電流検出抵抗１６を用いることにより、出力電流検出部１３の検出結果に含まれてしまうＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄによる損失の影響を排除して放電灯６に流れる電流を検知することができ、この検知結果を用いることによってＤＣ／ＤＣコンバータ３の一次側電流をスイッチングするＦＥＴ１５の動作信号の電圧即ち駆動用電圧を適切に制御することが可能になり、ＤＣ／ＤＣコンバータ３が動作するときに生じる損失を抑えて放電灯点灯装置全体において生じる損失を最適化することができるという効果がある。また、安定点灯時４０には、ＦＥＴ１５の駆動用電圧を低くして各回路を動作させていることから当該回路等による損失を抑えることができ、放電灯６の全点灯期間において損失を最適化することができる。

実施の形態２．
図４は、この発明の実施の形態２による放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。図１に示したものと同一あるいは相当する部分に同じ符号を使用し、実施の形態１による放電灯点灯装置と同様に構成される部分の重複説明を省略し、実施の形態２による放電灯点灯装置の特徴となる部分を説明する。図４に示した放電灯点灯装置は、実施の形態１で説明した図１の放電灯点灯装置から第二の駆動用電源回路８を除き、第一の駆動用電源回路７が第一の駆動回路９及び第二の駆動回路１０に駆動用電圧を供給するように構成されている。
また、図４の放電灯点灯装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の電圧制御型スイッチング素子であるＦＥＴ１５のソースを接地し、図１に示した一次電流検出抵抗１６を除いて構成したもので、制御部１１のコンパレータ３０は、正入力端子に出力電流検出部１３の出力信号を入力するように接続され、反転入力端子に基準電圧４６が印加されるように当該基準電圧４６を生成する手段が接続されている。

次に動作について説明する。
ここでは実施の形態１で説明したものと同様に動作する部分の重複説明を省略し、実施の形態２による放電灯点灯装置の特徴となる部分の動作を説明する。
図４に示したコンパレータ３０の反転入力端子に印加されている基準電圧４６は、安定点灯時において放電灯６に流れる電流よりも大きな値の所定の電流値を表す電圧である。図４のコンパレータ３０は、基準電圧４６と、出力電流検出部１３の出力信号、即ちＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電流値を表す電圧とを比較する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電流が小さく、出力電流検出部１３の出力信号の電圧が基準電圧４６以下のときには、コンパレータ３０はＬレベルを示す電圧を出力する。コンパレータ３０の出力がＬレベルのときには、実施の形態１で説明したものと同様に第一の駆動用電源回路７の分圧抵抗２８が回路素子として作用しなくなり、第一の駆動用電源回路７から出力される駆動用電圧が低くなる。また、出力電流検出部１３の出力信号の電圧が基準電圧４６よりも大きくなると、当該コンパレータ３０の出力がオープン状態になり、第一の駆動用電源回路７は実施の形態１で説明したものと同様に分圧抵抗２７と分圧抵抗２８が直列接続された回路構成となって、前述のコンパレータ３０の出力がＬレベルのときに比べて第一の駆動用電源回路７から出力される駆動用電圧が高くなる。
なお、ここで説明した制御部１１は、コンパレータ３０等のハードウェアにて出力電流検出部１３の出力信号が示す値と基準値とを比較しているが、当該比較処理をソフトウェアによって行うことも、またソフトウェアによって放電灯６の状態を判断してＦＥＴ１５、ＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄなどの電圧制御型スイッチング素子の駆動用電圧を切り替えることも可能である。

図５は、実施の形態２による放電灯点灯装置の動作を示す説明図である。実施の形態１で説明に用いた図１と同様な部分に同じ符号を使用し、その詳細説明を省略する。図５は、上段に放電灯６の電極間の電圧３２、その下段に放電灯６に流れる電流３３、その下段に図４に示した第一の駆動用電源回路７から出力される駆動用電圧４７を示したものである。

実施の形態１で説明したものと同様に、制御部１１は昇圧期間３８においてＤＣ／ＤＣコンバータ３もしくは第一の駆動用電源回路７及び第一の駆動回路９等を制御し、イグナイタ５に高電圧パルス３７を発生させて放電灯６の放電／点灯を開始させる。点灯状態に移行した直後は放電点灯の維持や発光量を早急に増大させるため、制御部１１は、安定点灯時４０において放電灯６に流れる電流値４２よりも大きな電流が放電灯６に流れるように第一の駆動回路９を制御して、また第一の駆動用電源回路７を制御してＤＣ／ＤＣコンバータ３を動作させる。その後、放電灯６に流れる電流３３が徐々に安定点灯時４０の電流値４２へ収束するようにＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電流を減少させる制御を行う。

このようにＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電流を制御するとき、図４に示した制御部１１は、出力電流検出部１３の出力信号から検知した放電灯６に流れる電流３３が、安定点灯時４０の放電灯６に流れる電流値４２よりも大きな所定の電流値４８を超えている期間４９において、第一の駆動用電源回路７を制御して出力電圧、即ち第一の駆動回路９及び第二の駆動回路１０へ出力する駆動用電圧４７を上昇させる。
点灯直後の放電灯６に流れる大きな電流は例えば２．４［Ａ］で、安定点灯時４０に流れる電流は０．４［Ａ］程度になる。このようなときには所定の電流値４８を、例えば中間の値となる１．５［Ａ］に設定する。所定の電流値４８は、コンパレータ３０が比較処理を行ったときに有効な比較結果が得られるように設定される任意の値で、電圧制御型スイッチング素子であるＦＥＴ１５及びＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄの損失と第一の駆動用電源回路７等の回路による損失とを有効に低減することができるように設定されたものである。
ＤＣ／ＤＣコンバータ３やＨブリッジ形インバータ４が、安定点灯時４０よりも大きな電流を放電灯６に供給する期間４９において、第一の駆動用電源回路７から出力される駆動用電圧４７を高くして、この高い駆動用電圧４７を用いて第一の駆動回路９ならびに第二の駆動回路１０が生成した動作信号をＦＥＴ１５、ならびにＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄへ入力してスイッチング動作を駆動し、これらの電圧制御型スイッチング素子による損失を低減させる。

以上のように実施の形態２によれば、点灯直後の放電灯６に大きな電流を供給する期間３９において、制御部１１が、出力電流検出部１３の出力信号を用いて検知した放電灯６に流れる電流３３が放電灯６の安定点灯時４０に流れる電流値４２よりも大きな所定の電流値４８を超えている期間４９では、第一の駆動用電源回路７を制御して第一の駆動回路９及び第二の駆動回路１０へ出力する駆動用電圧を上昇させてＤＣ／ＤＣコンバータ３のＦＥＴ１５及びＨブリッジ形インバータのＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄを駆動し、期間４９を過ぎると上記の駆動用電圧を低下させてＦＥＴ１５及びＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄを駆動するようにしたので、電圧制御型スイッチング素子であるＦＥＴ１５及びＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄによる損失と、第一の駆動用電源回路７や各駆動回路による損失の低減とを図ることができ、全点灯期間における放電灯点灯装置の損失を最適化することができるという効果がある。
また、Ｈブリッジ形インバータ４のＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄによる損失が低減するようにしたので、ＤＣ／ＤＣコンバータ３とＨブリッジ形インバータ４との間に備えられている出力検出部１３の検出結果から、当該ＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄの損失による影響を除くことが可能になり、制御部１１が出力電流検出部１３の出力信号から放電灯６に流れる電流３３を精度よく検出することができるという効果がある。

実施の形態３．
図６は、この発明の実施の形態３による放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。図４に示したものと同一あるいは相当する部分に同じ符号を使用し、実施の形態２で説明した放電灯点灯装置と同様に構成される部分の重複説明を省略し、実施の形態３による放電灯点灯装置の特徴となる部分を説明する。図６に示した放電灯点灯装置は、制御部１１にコンパレータ３０、コンパレータ５０、基準電圧５１、基準電圧６１、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタからなるＮＰＮトランジスタ５２を備えている。

図６のコンパレータ３０は、反転入力端子に出力電流検出部１３の出力信号を入力するように接続され、また正入力端子に基準電圧６１が印加されるように当該基準電圧６１を生成する手段が接続されている。コンパレータ３０の出力端子は、ＮＰＮトランジスタ５２のベースに接続されている。コンパレータ５０は、反転入力端子に出力電圧検出部１２の出力信号を入力するように接続され、正入力端子には基準電圧５１が印加されるように当該基準電圧５１を生成する手段が接続されている。コンパレータ５０の出力端子には、プルアップ抵抗５３の一端が接続され、プルアップ抵抗５３の他端には図示されない電源回路等からの直流電圧Ｖｃが供給されている。また、プルアップ抵抗５３とコンパレータ５０の出力端子との接続点は、前述のコンパレータ３０の出力端子及びＮＰＮトランジスタ５２のベースに接続されている。ＮＰＮトランジスタ５２のコレクタは第一の駆動用電源回路７の分圧抵抗２７と分圧抵抗２８との接続点に接続されている。ＮＰＮトランジスタ５２のエミッタは接地されている。
なお、第一の駆動用電源回路７が第一の駆動回路９及び第二の駆動回路１０に駆動用電圧を出力するとき、当該第一の駆動用電源回路７の負荷が過重になるようであれば、図６に示したように第一の駆動用電源回路７の出力部分に前述の直流電圧Ｖｃを供給するように構成する。

次に動作について説明する。
ここでは実施の形態１及び実施の形態２で説明したものと同様に動作する部分の重複説明を省略し、実施の形態３による放電灯点灯装置の特徴となる部分の動作を説明する。
図６の制御部１１において、コンパレータ５０は、出力電圧検出部１２の出力信号が示すＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧に相当する電圧と、後述する安定点灯時４０の放電灯６の電圧値４１よりも大きな所定の電圧値５４に相当する基準電圧５１とを比較する。
コンパレータ３０は、出力電流検出部１３の出力信号が示すＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電流に相当する電圧と、安定点灯時４０の放電灯６の電流値４２よりも大きな所定の電流値４８に相当する、即ち所定の電流値４８を表す基準電圧６１とを比較する。

コンパレータ５０は、比較した結果、基準電圧５１よりもＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧に相当する電圧が小さいとき、出力がオープン状態になり、また、コンパレータ３０も、基準電圧６１よりもＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電流に相当する電圧が小さいとき、出力がオープン状態になる。コンパレータ５０及びコンパレータ３０の出力が共にオープン状態のときには、プルアップ抵抗５３からＮＰＮトランジスタ５２のベースに電流が流れ、ＮＰＮトランジスタ５２がオン状態になる。オン状態のＮＰＮトランジスタ５２には、第一の駆動用電源回路７の分圧抵抗２７と分圧抵抗２８との接続点から電流が流れ込み、当該第一の駆動用電源回路２７は分圧抵抗２８が無い回路となって動作し、実施の形態１で説明したものと同様に低い電圧の駆動用電圧を出力する。

また、コンパレータ５０は、比較結果が基準電圧５１よりもＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧に相当する電圧が大きいとき、Ｌレベルの電圧を出力し、また、コンパレータ３０も、基準電圧６１よりもＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電流に相当する電圧が大きいとき、Ｌレベルの電圧を出力する。コンパレータ５０及びコンパレータ３０のいずれか一つでも出力がＬレベルになると、プルアップ抵抗５３からＮＰＮトランジスタ５２のベースに流れていた電流が遮断され、ＮＰＮトランジスタ５２がオフ状態になる。ＮＰＮトランジスタ５２がオフ状態になると、第一の駆動用電源回路７の分圧抵抗２７と分圧抵抗２８との接続点からＮＰＮトランジスタ５２に流れていた電流が無くなり、当該第一の駆動用電源回路７は分圧抵抗２７と分圧抵抗２８が直列接続された回路となって動作し、出力する駆動用電圧４７が高くなる。
なお、ここで説明した制御部１１は、コンパレータ３０、コンパレータ５０、ＮＰＮトランジスタ５２などのハードウェアにて出力電圧検出部１２の出力信号が示す値と基準値とを比較し、また出力電流検出部１３の出力信号が示す値と基準値とを比較しているが、当該比較処理をソフトウェアによって行うことも、またソフトウェアによって放電灯６の状態を判断してＦＥＴ１５、ＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄなどの電圧制御型スイッチング素子の駆動用電圧を切り替えることも可能である。

図７は、実施の形態３による放電灯点灯装置の動作を示す説明図である。実施の形態１で説明に用いた図１及び実施の形態２で説明に用いた図５と同様な部分に同じ符号を使用し、その詳細説明を省略する。図７は、上段に放電灯６の電極間の電圧３２、その下段に放電灯６に流れる電流３３、その下段に図６に示した第一の駆動用電源回路７から出力される駆動用電圧４７を示したものである
スイッチ２が閉じられ、放電灯６を点灯させる動作が開始されると、実施の形態１で説明したものと同様に、昇圧期間３８においてＤＣ／ＤＣコンバータ３から出力される電圧が高められ、放電灯６に印加される電圧３２が上昇する。この昇圧期間３８において電圧３２が所定の電圧値５４を超えると、制御部１１のコンパレータ５０の出力が前述のようにＬレベルになって、第一の駆動用電源回路７から出力される駆動用電圧４７が上昇する。
放電灯６の電極間の電圧３２は、例えば、昇圧期間３８において最も高くなるときで４００［Ｖ］になり、安定点灯時には８５［Ｖ］程度になる。このようなときには所定の電圧値５４を中間の値となる２００［Ｖ］に設定する。所定の電圧値５４は、コンパレータ５０が比較処理を行ったときに有効な比較結果が得られるように設定される任意の値で、電圧制御型スイッチング素子であるＦＥＴ１５及びＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄの損失と第一の駆動用電源回路７等の回路による損失とを有効に低減することができるように設定されたものである。

前述の高められた駆動用電圧４７を用いて第一の駆動回路９が生成した動作信号によってＦＥＴ１５ならびにＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄを駆動し、ＤＣ／ＤＣコンバータ３からイグナイタ５へ電力を供給する。イグナイタ５は充分なエネルギを蓄積すると高電圧パルス３７を発生して放電灯６を起動させ、放電／点灯を開始させる。
高電圧パルス３７が発生したときから、放電灯６に流れる電流３３は所定の電流値４８よりも大きなものとなって、コンパレータ３０の出力がＬレベルになる。高電圧パルス３７が消えた後、放電灯６の電圧３２は所定の電圧値５４よりも低くなってコンパレータ５０の出力がオープン状態になる。即ち、放電灯６に大きな電流を流す期間３９では、放電灯６の電極間の電圧３２が所定の電圧値５４よりも低くなるためコンパレータ５０の出力がオープン状態になるが、コンパレータ３０の出力がＬレベルとなって第一の駆動用電源回路７から高められた駆動用電圧４７が出力され、高い駆動用電圧４７を用いて生成された各動作信号によってＦＥＴ１５及びＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄが駆動される。

起動した放電灯６の点灯状態が安定してくると、制御部１１の制御によってＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電力が低減され、放電灯６に流れる電流３３が所定の電流値４８よりも低くなってコンパレータ３０の出力がオープン状態になり、第一の駆動用電源回路７から出力される駆動用電圧４７が低くなる。
このように、制御部１１のコンパレータ５０の出力がＬレベルとなっている期間とコンパレータ３０の出力がＬレベルとなっている期間が連なった期間５５において、第一の駆動用電源回路７から高められた駆動用電圧４７が出力され、ＤＣ／ＤＣコンバータ３のＦＥＴ１５及びＨブリッジ形インバータ４のＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄが上記の高められた駆動用電圧４７を用いた動作信号によって駆動される。

換言すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ３に大きな電力を出力させ、またＨブリッジ形インバータ４を介して放電灯６に大きな電流を供給する期間５５において、ＤＣ／ＤＣコンバータ３のＦＥＴ１５及びＨブリッジ形インバータ４のＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄの動作信号の電圧を高くして、当該ＦＥＴ１５及びＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄの損失を低減する。
また、放電灯６に流れる電流３３に対応するＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電流が、安定点灯時４０の放電灯６の電流値４２よりも大きい所定の電流値４８以下になっている期間、またさらに放電灯６の電極間の電圧３２に対応するＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧が安定点灯時４０の放電灯６の電圧値４１よりも高い所定の電圧値５４以下になっている期間では、ＦＥＴ１５及びＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄの動作信号の電圧を低くして第一の駆動用電源回路７、第一の駆動回路９及び第二の駆動回路１０に生じる損失を低減する。このようにして全点灯期間における放電灯点灯装置全体の損失を最適化する。

なお、実施の形態３で説明した放電灯点灯装置は、実施の形態２による放電灯点灯装置について、放電灯６の点灯前の昇圧期間３８において駆動用電圧を高くしてＦＥＴ１５及びＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄに高い電圧の動作信号を入力して動作させるように構成し、点灯開始時から遅延することなく確実に電圧制御型スイッチング素子、即ちＦＥＴ１５及びＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄの損失を低減させるようにしたものであるが、前述の実施の形態１による放電灯点灯装置も、放電点灯を起動した直後から放電灯６に流れる電流３３が安定点灯時４０の電流値４２よりも大きくなるので、制御部１１が出力電圧検出部１２等の出力信号を用いて第一の駆動用電源回路７を制御し、放電灯６の点灯前の昇圧期間３８において第一の駆動用電源回路７から出力される駆動用電圧を高めてＦＥＴ１５及びＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄに高い電圧の動作信号を入力して動作させるようにしてもよい。

以上のように実施の形態３によれば、制御部１１が、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧から検知した放電灯６の電極間の電圧３２が安定点灯時４０の電圧値４１よりも高い所定の電圧値５４を超えているとき、またＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電流から検知した放電灯６に流れる電流３３が安定点灯時４０の電流値４２よりも高い所定の電流値４８を超えているとき、第一の駆動用電源回路７を制御して駆動用電圧を上昇させ、この高められた駆動用電圧を用いて生成した動作信号でＦＥＴ１５及びＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄを駆動するようにしたので、イグナイタ５が放電灯６を起動させる高電圧パルスを発生する前から、即ち放電灯６の点灯前から遅延することなく確実に高い駆動用電圧を用いてＦＥＴ１５及びＩＧＢＴ１９ａ〜１９ｄを駆動することができるという効果がある。

この発明の実施の形態１による放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。 実施の形態１による放電灯点灯装置の動作を示す説明図である。 電圧制御型スイッチング素子の電気的特性を示す説明図である。 この発明の実施の形態２による放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。 実施の形態２による放電灯点灯装置の動作を示す説明図である。 この発明の実施の形態３による放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。 実施の形態３による放電灯点灯装置の動作を示す説明図である。

符号の説明

１ 直流電源、２ スイッチ、３ ＤＣ／ＤＣコンバータ、４ Ｈブリッジ形インバータ、５ イグナイタ、６ 放電灯、７ 第一の駆動用電源回路、８ 第二の駆動用電源回路、９ 第一の駆動回路、１０ 第二の駆動回路、１１ 制御部、１２ 出力電圧検出部、１３ 出力電流検出部、１４ トランス、１５ ＦＥＴ、１６ 一次電流検出抵抗、１７ 二次側平滑ダイオード、１８ 二次側平滑コンデンサ、１９ａ〜１９ｄ ＩＧＢＴ、２０，２４，５２ ＮＰＮトランジスタ、２１，２２ ＰＮＰトランジスタ、２３ ツェナーダイオード、２５ エミッタ抵抗、２６〜２８ 分圧抵抗、２９ コンデンサ、３０，５０ コンパレータ、３１，４６，５１，６１ 基準電圧、３２ 放電灯の電極間の電圧、３３ 放電灯に流れる電流、３４ 一次電流、３５ 第一の駆動用電圧、３６ 第二の駆動用電圧、３７ 高電圧パルス、３８ 昇圧期間、３９，４５，４９，５５ 期間、４０ 安定点灯時、４１ 電圧値、４２ 電流値、４３ 安定点灯時の一次電流値、４４，４８ 所定の電流値、４７ 駆動用電圧、５３ プルアップ抵抗、５４ 所定の電圧値、Ｖｃ 直流電圧。

Claims (2)

1. 直流電源に接続され、一次側及び二次側巻線からなるトランス及び前記トランスの一次側巻線に流れる電流をオン／オフする電圧制御型の一次側のスイッチング素子を備えて該一次側のスイッチング素子のスイッチング動作によって前記トランスの二次側巻線に昇圧した電圧を発生するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの一次側のスイッチング素子を駆動する第一の駆動回路と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を矩形波の交流電圧に変換して放電灯に供給するＨブリッジ形インバータと、前記Ｈブリッジ形インバータを駆動する第二の駆動回路と、前記Ｈブリッジ形インバータに接続して前記放電灯の起動用高電圧パルスを発生するイグナイタと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流ならびに出力電圧から放電灯に供給されている電流及び電圧を検知して該ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を制御すると共に前記Ｈブリッジ形インバータの動作を制御する制御部と、を備えた放電灯点灯装置において、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの一次側回路に流れる電流を検出する一次電流検出部と、
   前記一次電流検出部の検出電流が放電灯の安定点灯時の電流よりも高い所定値を超えると前記制御部により制御されて駆動用電圧を上昇させ、該上昇させた駆動用電圧を前記第一の駆動回路へ供給する第一の駆動用電源回路と、を備え、
   前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧によって前記イグナイタが高電圧パルスを発生するまでの昇圧期間に、前記放電灯に印加される電圧が放電灯の安定点灯時の電圧よりも高い所定値を超えると、前記第一の駆動用電源回路の駆動用電圧を上昇させることを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 直流電源に接続され、一次側及び二次側巻線からなるトランス及び前記トランスの一次側巻線に流れる電流をオン／オフする電圧制御型の一次側のスイッチング素子を備えて該一次側のスイッチング素子のスイッチング動作によって前記トランスの二次側巻線に昇圧した電圧を発生するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの一次側のスイッチング素子を駆動する第一の駆動回路と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を矩形波の交流電圧に変換して放電灯に供給するＨブリッジ形インバータと、前記Ｈブリッジ形インバータを成す電圧制御型のスイッチング素子を駆動する第二の駆動回路と、前記Ｈブリッジ形インバータに接続して前記放電灯の起動用高電圧パルスを発生するイグナイタと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流ならびに出力電圧から放電灯に供給されている電流及び電圧を検知して該ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を制御すると共に前記Ｈブリッジ形インバータの動作を制御する制御部と、を備えた放電灯点灯装置において、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流から検知した放電灯に流れる電流が放電灯の安定点灯時の電流よりも高い所定値を超えると前記制御部により制御されて駆動用電圧を上昇させ、該上昇させた駆動用電圧を前記第一の駆動回路及び前記第二の駆動回路へ供給する第一の駆動用電源回路を備え、
   前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧によって前記イグナイタが高電圧パルスを発生するまでの昇圧期間に、前記放電灯に印加される電圧が放電灯の安定点灯時の電圧よりも高い所定値を超えると、前記第一の駆動用電源回路の駆動用電圧を上昇させることを特徴とする放電灯点灯装置。

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